JPH08274745A - 復調装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 ＯＦＤＭ方式の伝送信号を復調するために不
可欠なＤＦＴ用の時間窓信号を正しく再生できる復調装
置を提供することを目的とする。 【構成】 時間窓信号調節回路３０は、伝送信号のフレ
ームからガードインターバルを除いた部分のシンボル
数、つまり、時間窓信号の長さを示す数値Ｗｉｎｄｏ
ｗ、伝送信号のフレームのガードインターバルの長さを
示す数値Ｇｕａｒｄ、時間窓信号調節回路３０による時
間窓信号のタイミングの調節の刻みを示す数値ｋ、特定
周波数成分抽出回路２５０から入力された再生用シンボ
ルＩ’，Ｑ’、および、伝送信号のシンボルと同じ周期
のクロック信号に基づいて、時間窓信号を発生するタイ
ミングを、例えば伝送フレームの先頭からのフレーム数
で示す時間窓調節信号Ｗを生成して時間窓信号発生回路
２５２に供給する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、直交周波数多重化方式
（ＯＦＤＭ；Orthogonal Frequency Division Multiple
xing）の信号を復調する復調装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】ディジタルデータを伝送する場合には、
１つの搬送波信号の位相を伝送の対象となる伝送データ
の値に対応させる位相変調方式（ＰＳＫ）、あるいは、
位相と振幅とを伝送データの値に対応させる直交変調方
式（ＱＡＭ）が一般に用いられてきた。これらの方式
は、単一の搬送波信号を用いることからシングルキャリ
ア変調方式と呼ばれることがある。

【０００３】このシングルキャリア方式に対して、複数
の周波数の搬送波信号を用いてディジタルデータの伝送
を行う直交周波数多重（ＯＦＤＭ）方式等のマルチキャ
リア変調方式が用いられるようになってきている。ＯＦ
ＤＭ方式は、多数の搬送波信号を用いて伝送帯域を分割
するため、１つの搬送波当たりの帯域は狭くなり変調速
度は遅くなる。しかし、搬送波が多数あるため、全体と
しての伝送速度は同じ帯域幅とした場合のＱＡＭ方式等
と変わらない一方、多数の搬送波信号が並列的に伝送さ
れるのでシンボル速度が遅くなり、シンボル長に対する
マルチパスの時間長を相対的に短くすることができる。
従って、マルチパス妨害が発生しやすい地上波によるデ
ータ伝送に適用した場合、マルチパス妨害の影響を低減
できるものと期待されている。

【０００４】また、ＯＦＤＭ方式においては、伝送信号
の発生のために離散的フーリエ逆変換（ＩＤＦＴ）を用
い、伝送信号の復調のために離散的フーリエ変換（ＤＦ
Ｔ）を用いる。近年の半導体素子の発達により、これら
の変換処理をハードウェア的に高速に行うことが可能と
なり、ＯＦＤＭ方式のデータ伝送に用いる装置の実現が
非常に容易となった。上述した優れた特徴の他、かかる
点もＯＦＤＭ方式が近年、通信分野において注目を浴び
ることとなった理由の１つである。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】ＯＦＤＭ方式の伝送信
号を受信し、正しく復調するためには、受信側と送信側
とで種々の信号の同期を確立する必要がある。つまり、
送信側でＩＤＦＴ処理を行う際に用いられるクロック信
号と、受信側でＤＦＴ処理を行うクロック信号との同
期、および、送信側でＩＤＦＴ処理後の信号を直交変調
するために用いられる搬送波信号と、受信側で受信した
伝送信号を基底帯域の信号に変換するために用いられる
搬送波信号との同期をとる必要があり、さらに、受信側
でＤＦＴ処理に用いる時間窓信号を、送信側でＩＤＦＴ
処理に用いる時間窓信号のタイミングに合わせて再生す
る必要がある。

【０００６】従来は、受信側でＤＦＴに用いる時間窓信
号を再生するために、送信側で伝送信号のフレームの先
頭に振幅が０（無信号）の同期用シンボルを設け、この
同期用シンボルを検出し、ＰＬＬ回路等により搬送波信
号、クロック信号およびＤＦＴ用の時間窓信号の再生を
行っていた。

【０００７】しかしながら、マルチパス妨害等が生じて
いる伝送路を介して伝送信号を伝送した場合、隣接する
シンボルの信号成分が同期用シンボルに漏れだしてきた
り、あるいは、雑音が同期用シンボルに混入したりする
ことが原因となって、同期シンボルの検出が困難とな
り、ＤＦＴ用の時間窓信号を正しく再生できなくなるこ
とがあった。また、ＰＬＬ回路を用いてＤＦＴ用の時間
窓信号を生成する場合、ＰＬＬ回路の動作の安定性の面
からは同期用シンボルの期間を長くした方がよい。一
方、データ伝送効率の面からは、実効的なデータ伝送に
用いることができない同期用シンボルの期間はなるべく
短くすることが望ましい。

【０００８】本発明は、上述した従来技術の問題点に鑑
みてなされたものであり、マルチパス妨害あるいは雑音
等が生じている伝送路を介して伝送信号を伝送する場合
であっても、ＯＦＤＭ方式の伝送信号を復調するために
不可欠なＤＦＴ用の時間窓信号を正しく再生できる復調
装置を提供することを目的とする。また、本発明は、特
定周波数成分以外の伝送信号に同期パターン（無信号部
分）を設けず、もともと存在する特定周波数成分を用い
てＤＦＴ用の時間窓信号の同期をとることにより、デー
タ伝送効率を低下させずにＤＦＴ用の時間窓信号を正し
く再生できる復調装置を提供することを目的とする。ま
た、本発明はＤＦＴ用の時間窓信号を正しく再生するこ
とにより、ＯＦＤＭ方式の伝送信号の復調を低い誤り率
で行うことができる復調装置を提供することを目的とす
る。

【０００９】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明に係る復調装置は、振幅が０の１つ以上の特
定周波数成分を含み、直交する２つの信号成分を有する
所定の周波数領域データがフーリエ逆変換された時間領
域信号を復調する復調装置であって、所定の時間窓信号
を用いて前記時間領域信号をフーリエ変換し、前記周波
数領域データを復調するフーリエ変換手段と、前記周波
数領域データの特定周波数成分の全部または一部それぞ
れの振幅を示す振幅データを算出する振幅データ算出手
段と、前記振幅データの値が小さくなるようにタイミン
グを調節して前記フーリエ変換手段の前記時間窓信号を
生成する時間窓信号生成手段とを有する。

【００１０】前記時間窓信号生成手段は、前記時間窓信
号を発生する信号発生手段と、前記特定周波数成分の全
部または一部に対応する前記振幅データの値と所定の閾
値とを比較する比較手段と、前記特定周波数成分の全部
または一部に対応する前記振幅データの値が、前記所定
の閾値以上になった場合に、前記信号発生手段が前記時
間窓信号を発生するタイミングを調節するタイミング調
節手段とを有する。好適には、前記時間窓信号生成手段
は、前記時間窓信号を発生する信号発生手段と、前記特
定周波数成分の全部または一部に対応する前記振幅デー
タの値と、前記振幅データの値の範囲を示す２つの閾値
とを比較する比較手段と、前記特定周波数成分の全部ま
たは一部に対応する前記振幅データの値が、前記所定の
閾値が示す範囲以外になった場合に、前記信号発生手段
が前記時間窓信号を発生するタイミングを調節するタイ
ミング調節手段とを有する。

【００１１】

【作用】本発明に係る復調装置は、振幅が常に０となる
１つ以上の特定周波数成分を含み、直交する２つの信号
成分を有する所定の周波数領域データがフーリエ逆変換
された時間領域信号、つまり、ＯＦＤＭ方式の伝送信号
を復調する。本発明に係る復調装置において、フーリエ
変換手段は、所定の時間窓信号、つまり、後述する時間
窓信号生成手段が生成する時間窓信号を用いてＯＦＤＭ
方式の伝送信号を切り出し、時間領域信号をフーリエ変
換し、周波数領域データの直交する２つの信号成分を復
調する。

【００１２】振幅データ算出手段は、周波数領域データ
の特定周波数成分の全部または一部の振幅を示す振幅デ
ータ、例えば復号後の信号に含まれる特定周波数成分そ
れぞれに対応するシンボルの絶対値あるいは自乗値を算
出する。時間窓信号生成手段は、振幅データ算出手段が
算出した振幅データの値が小さくなるように、つまり、
フーリエ変換手段が復調した特定周波数成分の振幅が、
本来の振幅値である０に最も近くなるようにタイミング
を調節して時間窓信号を生成し、フーリエ変換手段に供
給する。

【００１３】

【実施例１】以下、本発明の第１の実施例を説明する。
図１は、特定の周波数成分の振幅を０にしたＯＦＤＭ方
式の伝送信号を送信するＯＦＤＭ送信装置６の構成を示
す図である。図１に示すように、ＯＦＤＭ送信装置６
は、直交周波数多重化回路６０、直交変調回路１４０お
よび送信回路１３０から構成され、直交周波数多重化回
路６０は、メモリ回路（ＭＥＭ）１０４、多重化回路
（ＭＵＸ）１０６、シリアル／パラレル変換回路（Ｓ／
Ｐ回路）１０８₁ ，１０８₂ 、離散的フーリエ逆変換回
路（ＩＤＦＴ回路）１１０、パラレル／シリアル変換回
路（Ｐ／Ｓ回路）１１２₁，１１２₂ 、バッファメモリ
（ＢＭ）１１４₁ ，１１４₂ およびディジタル／アナロ
グ変換回路（Ｄ／Ａ回路）１１６₁ ，１１６₂ から構成
され、伝送の対象となる伝送データ（Ｉ成分データとＱ
成分データ；本発明に係る周波数領域データ）を直交周
波数多重化（ＯＦＤＭ）し、伝送信号ＴＸＳとして無線
通信回線に送信する。

【００１４】直交周波数多重化回路６０において、メモ
リ回路１０４は、伝送信号ＴＸＳの１つ以上の特定の周
波数の信号成分（特定周波数成分）の振幅を０にする同
期用シンボルおよび参照シンボルのデータを記憶し、多
重化回路１０６に対して出力する。多重化回路１０６
は、所定の制御回路（図示せず）に制御され、シリアル
形式で入力されてきたＩ成分データおよびＱ成分データ
それぞれに一定の間隔、例えば数シンボルごとにメモリ
回路１０４から入力された同期用シンボルを時分割多重
化して挿入し、それぞれＳ／Ｐ回路１０８₁ ，１０８₂
に対して出力する。

【００１５】Ｓ／Ｐ回路１０８₁ ，１０８₂ は、それぞ
れ再生用シンボル等が挿入されたＩ成分データとＱ成分
データとをパラレル形式のデータに変換し、ＩＤＦＴ回
路１１０に対して出力する。ＩＤＦＴ回路１１０は、Ｓ
／Ｐ回路１０８₁ ，１０８₂ から入力されたデータを離
散的フーリエ逆変換（ＩＤＦＴ）し、時間領域の信号に
変換してバッファメモリ１１４₁ ，１１４₂ に対して出
力する。

【００１６】バッファメモリ１１４₁ ，１１４₂ は、Ｉ
ＤＦＴ回路１１０から入力されたデータに、いわゆるガ
ードインターバルに対応するデータを付加してＤ／Ａ回
路１１６₁ ，１１６₂ に対して出力する。Ｄ／Ａ回路１
１６₁ ，１１６₂ は、バッファメモリ１１４₁ ，１１４
₂ から入力されたデータをアナログ形式の信号に変換し
て直交変調回路１４０に対して出力する。

【００１７】直交変調回路１４０は、Ｄ／Ａ回路１１６
₁ ，１１６₂ から入力された信号をフィルタリングして
基底帯域の信号（基底帯域信号）を生成し、搬送波信号
を用いて直交変調し、送信回路１３０および送信アンテ
ナ１３８を介して無線通信回線に対して出力する。な
お、ＯＦＤＭ送信装置６において、メモリ回路１０４か
らＤ／Ａ回路１１６ ₁ ，１１６₂ までの各構成部分は、
所定のクロック信号に同期して動作しており、このクロ
ック信号と直交変調回路１４０で用いられる搬送波信号
とは同期している。

【００１８】図２は、第１の実施例における本発明に係
る復調装置８０が適用されるＯＦＤＭ受信装置８の構成
を示す図である。図２に示すように、ＯＦＤＭ受信装置
８は、受信回路２０、直交検波回路２２および復調装置
８０から構成されており、復調装置８０は、アナログ／
ディジタル変換回路（Ａ／Ｄ回路）２２８₁ ，２２
８₂ 、シリアル／パラレル変換回路（Ｓ／Ｐ回路）２３
０₁ ，２３０₂ 、離散的フーリエ変換回路（ＤＦＴ回
路）２３２、パラレル／シリアル変換回路（Ｐ／Ｓ回
路）２３４₁ ，２３４₂ 、クロック発生回路２３６、搬
送波周波数制御回路（ＣＲ）２３８、クロック周波数制
御回路（ＢＴＲ）２４０、データ補正回路（ＣＭＰ）２
４２、バッファメモリ２４４ ₁ ，２４４₂ および参照シ
ンボル検出回路（Ｄｅｔｅｃ）２４６、特定周波数成分
抽出回路（ＥＸ）２５０、時間窓信号発生回路２５２お
よび時間窓信号調節回路（ＷＧ）３０から構成される。
なお、時間窓信号調節回路３０の構成は、図３を参照し
て後述する。これらの構成部分により、ＯＦＤＭ受信装
置８は、例えばＯＦＤＭ送信装置６から無線通信回線を
介して伝送されてきたＯＦＤＭ方式の伝送信号ＴＸＳを
受信し、伝送データ（Ｉ成分データおよびＱ成分デー
タ）を復調する。

【００１９】受信回路２０は、受信アンテナ２００を介
して伝送信号ＴＸＳを受信し、直交検波回路２２に対し
て出力する。直交検波回路２２は、搬送波周波数制御回
路２３８の制御に従って搬送波信号を再生し、再生した
搬送波信号を用いて伝送信号ＴＸＳを直交検波し、基底
帯域信号を生成して復調装置８０に対して出力する。

【００２０】復調回路８０において、Ａ／Ｄ回路２２８
₁ ，２２８₂ は、それぞれクロック発生回路２３６から
入力されたクロック信号に同期して、基底帯域信号をシ
リアル形式のディジタル信号に変換し、それぞれＳ／Ｐ
回路２３０₁ ，２３０₂ に対して出力する。Ｓ／Ｐ回路
２３０₁ ，２３０₂ は、それぞれＡ／Ｄ回路２２８₁ ，
２２８₂ から入力された信号をパラレル形式の信号に変
換し、ＤＦＴ回路２３２に対して出力する。

【００２１】ＤＦＴ回路２３２は、時間窓信号調節回路
３０から入力される時間窓信号Ｗを用いてＳ／Ｐ回路２
３０₁ ，２３０₂ から入力された信号を切り出して離散
的フーリエ変換（ＤＦＴ）し、周波数領域に変換するこ
とにより伝送データ（Ｉ成分データとＱ成分データ）を
復調し、Ｐ／Ｓ回路２３４₁ ，２３４₂ に対して出力す
る。Ｐ／Ｓ回路２３４₁ ，２３４₂ は、それぞれＤＦＴ
回路２３２から入力された信号をシリアル形式に変換
し、復調信号として特定周波数成分抽出回路２５０、搬
送波周波数制御回路２３８、クロック周波数制御回路２
４０、データ補正回路２４２および参照シンボル検出回
路２４６に対して出力する。

【００２２】参照シンボル検出回路２４６は、Ｐ／Ｓ回
路２３４₁ ，２３４₂ から入力された信号から、ＯＦＤ
Ｍ送信装置６側において挿入された参照シンボルを検出
し、データ補正回路２４２に対して出力する。特定周波
数成分抽出回路２５０は、復調信号から、伝送信号に含
まれる１つ以上の特定周波数成分に対応する再生用シン
ボルＩ’，Ｑ’それぞれを抽出し、時間窓信号調節回路
３０に対して出力する。

【００２３】データ補正回路２４２は、参照シンボル検
出回路２４６から入力された参照シンボルの値に基づい
て、例えばＰ／Ｓ回路２３４₁ ，２３４₂ から入力され
た伝送データのシンボルの信号平面における位置を補正
することにより、伝送信号ＴＸＳが無線通信回線におい
て受けた影響を除去し、ガードインターバルに対応する
データを含む伝送データを復号し、復号データとしてそ
れぞれバッファメモリ２４４₁ ，２４４₂ に対して出力
する。バッファメモリ２４４₁ ，２４４₂ は、それぞれ
データ補正回路２４２から入力された復号データからガ
ードインターバルに対応するデータを除去して出力す
る。

【００２４】搬送波周波数制御回路２３８は、例えばコ
スタスループ回路であり、搬送波信号発生回路２２０が
生成した搬送波信号と、Ｐ／Ｓ回路２３４₁ ，２３４₂
から入力された信号の内、特定の搬送波信号に含まれる
シンボルの位相誤差を検出し、搬送波信号発生回路２２
０を制御して、これらの信号の位相を合わせる。クロッ
ク周波数制御回路２４０は、例えばコスタスループ回路
であり、クロック発生回路２３６が生成した搬送波信号
と、Ｐ／Ｓ回路２３４₁ ，２３４₂ から入力された信号
の内、特定の搬送波信号に含まれるシンボルの位相誤差
を検出し、クロック発生回路２３６を制御して、これら
の信号の位相を合わせる。

【００２５】図３は、図１に示した本発明に係る復調回
路８０の時間窓信号調節回路３０の構成を示す図であ
る。図３に示すように、時間窓信号調節回路３０は、乗
算回路３００₁ ，３００₂、加算回路３０６，３１４，
３２２、減算回路３１０，３１２、バッファ回路（ＢＵ
ＦＦ）３０２、比較回路３０４、カウンタ回路（ＣＮＴ
Ｒ）３０８，３１８および選択回路（ＭＵＸ）３１６，
３２０から構成され、伝送信号のフレームからガードイ
ンターバルを除いた部分のシンボル数、つまり、時間窓
信号の長さを示す数値Ｗｉｎｄｏｗ、伝送信号のフレー
ムのガードインターバルの長さを示す数値Ｇｕａｒｄ、
時間窓信号調節回路３０による時間窓信号のタイミング
の調節の刻みを示す数値ｋ（ｋは整数）、特定周波数成
分抽出回路２５０から入力された再生用シンボルＩ’，
Ｑ’、および、クロック発生回路２３６が発生し、伝送
信号のシンボルと同じ周期のクロック信号に基づいて、
時間窓信号を発生するタイミングを、例えば伝送フレー
ムの先頭からのフレーム数で示す時間窓調節信号Ｗを生
成して時間窓信号発生回路２５２に供給する。

【００２６】乗算回路３００₁ ，３００₂ は、それぞれ
特定周波数成分抽出回路２５０から入力された再生用シ
ンボルＩ’，Ｑ’を自乗し、加算回路３２２に対して出
力する。加算回路３２２は、乗算回路３００₁ ，３００
₂ それぞれから入力された再生用シンボルＩ’，Ｑ’の
自乗値を加算し、振幅データとしてバッファ回路３０２
および比較回路３０４に対して出力する。

【００２７】バッファ回路３０２は、比較回路３０４の
ロード信号ＬＤが活性化した場合にのみ加算回路３２２
の出力信号を記憶する。後述のように、比較回路３０４
のロード信号ＬＤは、振幅データがそれまでで最小にな
った場合にのみ活性化するので、バッファ回路３０２に
記憶される振幅データは最小となる。比較回路３０４
は、最新の信号フレームの振幅データとバッファ回路３
０２に記憶された振幅データとを比較し、最新の信号フ
レームの振幅データの値がバッファ回路３０２に記憶さ
れた振幅データの値未満である場合にロード信号ＬＤを
活性化し、これ以外の場合にはロード信号ＬＤを不活性
のままとしてカウンタ回路３１８のロード信号入力端子
に対して出力する。

【００２８】加算回路３０６は、ＤＦＴ回路２３２に供
給する時間窓信号の時間長を、例えばクロック発生回路
２３６が発生したクロック信号の周期数で示す数値Ｗｉ
ｎｄｏｗと、伝送信号のガードインターバルの時間長を
同様に示す数値Ｇｕａｒｄとを加算してフレーム長デー
タを生成して減算回路３１０，３１２、選択回路３２０
および加算回路３１４に対して出力する。カウンタ回路
３０８は、加算回路３０６から入力されたフレーム長デ
ータをクロック信号の周期ごと、つまり、シンボルごと
に減算し、計数値が０になった場合にイネーブル信号を
活性化し、これ以外の場合にはイネーブル信号を不活性
のままとしてカウンタ回路３１８および選択回路３１６
に対して出力する。つまり、カウンタ回路３０８がクロ
ック信号を１フレームに含まれるシンボルの数だけ計数
するたびに、カウンタ回路３０８のイネーブル信号が活
性化することになる。なお、カウンタ回路３０８の計数
値は、その時点で受信しているシンボルのフレームの先
頭からの位置をシンボル単位で示す。

【００２９】減算回路３１０は、フレーム長データから
カウンタ回路３０８の計数値を減算してカウンタ回路３
１８に対して出力する。減算回路３１２は、加算回路３
０６から入力されたフレーム長データから数値ｋを減算
し、フレーム長データ−ｋの値を選択回路３１６に対し
て出力する。加算回路３１４は、加算回路３０６から入
力されたフレーム長データと数値ｋとを加算し、フレー
ム長データ＋ｋの値を選択回路３１６に対して出力す
る。選択回路３１６は、カウンタ回路３０８からのイネ
ーブル信号が活性化した場合にはフレーム長データ−ｋ
の値を選択し、不活性である場合にはフレーム長データ
＋ｋの値を選択して多重化回路３２０に対して出力す
る。

【００３０】カウンタ回路３１８は、比較回路３０４か
ら入力されたロード信号が活性化した場合に減算回路３
１０から入力されたフレーム長データからカウンタ回路
３０８の計数値を減算した値をロードし、ロードした値
をクロック信号の周期ごとに減算し、計数値が０になっ
た場合にはイネーブル信号を活性化して選択回路３２０
に対して出力する。カウンタ回路３１８の計数値は、フ
レームの終端から最小値までの距離を示す。

【００３１】選択回路３２０は、カウンタ回路３１８か
ら入力されるイネーブル信号が活性化した場合には選択
回路３１６が出力するフレーム長データ−ｋまたはフレ
ーム長データ＋ｋを選択し、これ以外の場合には加算回
路３０６から入力されるフレーム長データを時間窓調節
信号Ｗとして時間窓信号発生回路２５２に対して設定す
る。このようにセレクタ回路３２０を制御するのは、カ
ウンタ回路３１８の計数値が０になるタイミングは、正
しく時間窓信号の同期がとれるタイミングであり、この
タイミングで時間窓調節信号Ｗをフレーム長データと等
しくしなければならないからである。時間窓信号発生回
路２５２は、時間窓調節信号Ｗにより示されるタイミン
グで時間窓信号を生成し、ＤＦＴ回路２３２に対して供
給する。

【００３２】以下、ＯＦＤＭ送信装置６およびＯＦＤＭ
受信装置８を用いたデータ伝送システムの動作を説明す
る。ＯＦＤＭ送信装置６に入力された伝送データ（Ｉ成
分データとＱ成分データ）は、メモリ回路１０４および
多重化回路１０６により参照シンボルが挿入され、Ｓ／
Ｐ回路１０８₁ ，１０８₂ 、ＩＤＦＴ回路１１０および
Ｐ／Ｓ回路１１２₁，１１２₂ により時間領域に変換さ
れ、バッファメモリ１１４₁ ，１１４₂ によりガードイ
ンターバルが挿入され、バッファメモリ１１４₁ ，１１
４₂ および直交変調回路１４０により直交変調されて伝
送信号ＴＸＳとなり、送信回路１３０により無線通信回
線に送信される。

【００３３】ＯＦＤＭ送信装置６から無線通信回線を介
して伝送されてきた伝送信号ＴＸＳは、ＯＦＤＭ受信装
置８において、受信回路２０により受信され、直交検波
回路２２により直交検波され、Ａ／Ｄ回路２２８₁ ，２
２８₂ およびＳ／Ｐ回路２３０₁ ，２３０₂ を介してＤ
ＦＴ回路２３２に入力される。時間窓信号発生回路２５
２から入力された時間窓調節信号Ｗが示すタイミングで
時間窓信号を発生してＤＦＴ回路２３２する。ＤＦＴ回
路２３２およびＰ／Ｓ回路２３４₁ ，２３４₂ は、時間
窓信号を用いてＤＦＴを行い、復調信号を生成する。

【００３４】特定周波数成分抽出回路２５０は、復調信
号から再生用シンボルＩ’，Ｑ’を抽出して時間窓信号
調節回路３０に対して出力し、時間窓信号調節回路３０
は、再生用シンボルＩ’，Ｑ’の振幅が最小となるよう
に時間窓調節信号Ｗを生成し、時間窓信号発生回路２５
２に設定する。なお、時間窓調節信号Ｗが更新される場
合は、フレーム長の期間（Ｗｉｎｄｏｗ＋Ｇｕａｒｄ−
ｋ）処理を行った時点、および、その後、フレームの終
端から最小値が検出された位置までの期間（Ｗｉｎｄｏ
ｗ＋Ｇｕａｒｄ＋ｋ）処理を行った場合であり、これ以
降はフレーム長（Ｗｉｎｄｏｗ＋Ｇｕａｒｄ）ごとに更
新される。また、参照シンボル検出回路２４６は、復調
信号から参照シンボルを検出し、データ補正回路２４２
は、検出された参照シンボルに基づいて復調信号を補正
し、復号してバッファメモリ２４４₁ ，２４４₂ に対し
て出力する。バッファメモリ２４４₁ ，２４４₂ は、復
調信号からガードインターバルを取り除き、伝送データ
のみを出力する。

【００３５】搬送波周波数制御回路２３８およびクロッ
ク周波数制御回路２４０は、それぞれ復調信号に含まれ
る特定の搬送波信号のシンボルと直交検波回路２２にお
いて発生される搬送波信号、および、クロック発生回路
２３６が発生したクロック信号の位相誤差を検出し、検
出した位相誤差に基づいて直交検波回路２２およびクロ
ック発生回路２３６を制御し、ＯＦＤＭ送信装置６側の
搬送波信号およびクロック信号と、ＯＦＤＭ受信装置８
側の搬送波信号およびクロック信号との位相同期を確立
する。

【００３６】以上述べたように、本発明に係る復調装置
８０の時間窓信号調節回路３０は、受信した伝送信号に
含まれる本来、振幅０であるはずの特定周波数成分の振
幅に対応する再生用シンボルＩ’，Ｑ’の値が最小とな
るようにＤＦＴ回路２３２が用いる時間窓信号のタイミ
ングを調節するので、時間窓信号のタイミングが最適化
される。従って、復調装置８０は正確な伝送信号の復調
を行うことができ、しかも、復調の結果得られたデータ
の誤り率が低い。また、復調装置８０の時間窓信号調節
回路３０は、つねに伝送路の状態に対応して適応的にＤ
ＦＴ回路２３２が用いる時間窓信号のタイミングを調節
するので、伝送路の状態が変わっても、時間窓信号の発
生のタイミングを常に最適な状態に保つことができる。
なお、時間窓信号調節回路３０において、乗算回路３０
０₁ ，３００₂ および加算回路３２２の代わりに、再生
用シンボルＩ’，Ｑ’それぞれの絶対値の和を算出する
回路を用いてもよい。

【００３７】

【実施例２】以下、本発明の第２の実施例を説明する。
図４は、伝送信号が特定周波数成分を複数含む場合に、
図３に示した乗算回路３００₁ ，３００₂ および加算回
路３２２の代わりに用いられる自乗和算出回路３４の構
成を示す図である。特定周波数成分抽出回路２５０を、
復調信号に複数含まれる特定周波数成分それぞれに対応
する再生用シンボルＩ₁ ’，Ｑ₁ ’〜Ｉ_n ’，Ｑ_n ’
（ｎは整数）それぞれを抽出し、並列的に時間窓信号調
節回路３０（図２および図３）に対して出力するように
変形した場合、図３に示した時間窓信号調節回路３０の
乗算回路３００₁ ，３００₂ および加算回路３２２を、
自乗和算出回路３４で置き換えることにより時間窓調節
信号Ｗを生成することができる。

【００３８】図４に示すように、自乗和算出回路３４
は、それぞれ上述のように変形された特定周波数成分抽
出回路２５０から並列的に入力される再生用シンボルＩ
₁ ’，Ｑ₁ ’〜Ｉ_n ’，Ｑ_n ’それぞれの自乗和を算出
する乗算回路３４０₁₁，３４０ ₁₂〜３４０_n1，３４０_n2
および加算回路３４２₁ 〜３４２_n と、加算回路３４２
₁ 〜３４２_n それぞれが算出した自乗和の総和を算出す
る加算回路３４４から構成されている。つまり、再生用
シンボル乗算回路３４０₁₁，３４０₁₂〜３４０_n1，３４
０_n2それぞれに対応して図３に示した乗算回路３０
０₁ ，３００₂ およびバッファ回路３０２と同じ回路を
設けた構成になっている。

【００３９】加算回路３４４が算出した再生用シンボル
Ｉ₁ ’，Ｑ₁ ’〜Ｉ_n ’，Ｑ_n ’それぞれの自乗和の総
和を時間窓信号調節回路３０のバッファ回路３０２およ
び比較回路３０４に対して入力することにより、時間窓
信号調節回路３０は複数の特定周波数成分それぞれに対
応した再生用シンボルＩ₁ ’，Ｑ₁ ’〜Ｉ_n ’，Ｑ_n’
に基づいて時間窓調節信号Ｗを生成して時間窓信号発生
回路２５２に供給することができ、ＤＦＴ回路２３２に
供給する時間窓信号のタイミングをさらに最適化するこ
とができる。第２の実施例に示した自乗和算出回路３４
も、第１の実施例と同様に再生用シンボルＩ₁ ’，
Ｑ₁ ’〜Ｉ_n ’，Ｑ_n ’それぞれの絶対値の総和を算出
するように構成してもよい。

【００４０】

【実施例３】以下、本発明の第３の実施例を説明する。
図５は、図３に示した時間窓信号調節回路３０の加算回
路３２２とバッファ回路３０２および比較回路３０４と
の間、または、図４に示した自乗和算出回路３４とバッ
ファ回路３０２および比較回路３０４との間に入れられ
るフィルタ回路３６の構成を示す図である。

【００４１】図５に示すように、フィルタ回路３６は、
レジスタ回路３６０₁ 〜３６０_m から構成された、一定
周期、例えば１シンボル周期（図２および図３に示した
時間窓信号調節回路３０のクロック信号の周期に同じ）
ごとに、図３に示した時間窓信号調節回路３０の加算回
路３２２または自乗和算出回路３４の加算回路３４４の
加算値をシフトするシフトレジスタと、フィルタ回路３
６の入力信号およびレジスタ回路３６０₁ 〜３６０_m の
出力信号に、それぞれフィルタリング係数Ａ₁〜Ａ_m+1
を乗算する乗算回路３６２₁ 〜３６２_m+1 、乗算回路３
６２₁ 〜３６２ _m+1 の乗算結果の総和を算出する加算回
路３６４および加算回路３６４が算出した総和に所定の
係数Ｂを乗算する乗算回路３６６から構成されており、
トランスバーサルフィルタ回路として動作する。

【００４２】このように、時間窓信号調節回路３０の加
算回路３２２または自乗和算出回路３４の出力をフィル
タ回路３６によりフィルタリングすることにより、伝送
路において伝送信号に発生した雑音等が、時間窓信号調
節回路３０の他の構成部分による時間窓調節信号Ｗの生
成に与える影響を低減することができる。

【００４３】なお、フィルタ回路３６の段数、つまり、
レジスタ回路３６０₁ 〜３６０_m+1の個数は、ガードイ
ンターバルに含まれるシンボル数以下（ｋ≧ｍ）とする
のが好適である。再生用シンボルＩ’，Ｑ’の値が最小
になる位置は、フィルタ回路３６のレジスタ回路３６０
₁ 〜３６０_m の全てが、ガードインターバルの再生用シ
ンボルを保持している場合であるためである。一方、フ
ィルタ回路３６の段数が少なければ少ないほど、フィル
タ回路３６の出力信号が最小となる範囲が広くなり、誤
差が大きくなる。従って、結局、フィルタ回路３６の段
数をガードインターバルに含まれるシンボル数と同じ
（ｋ＝ｍ）とするのが最適となる。また、フィルタリン
グ係数Ａ₁ 〜Ａ_m+1 および係数Ｂの値は任意であり、実
験等により、フィルタ回路３６が適用されるＯＦＤＭ受
信装置８の伝送路等に最適な値とすればよい。

【００４４】第３の実施例に示したフィルタ回路３６の
ように、トランスバーサルフィルタを用いる他、加算回
路３２２または自乗和算出回路３４の出力データをフィ
ルタリングするためには、例えば、他の形式のディジタ
ルフィルタを用いる方法、あるいは、一度アナログ形式
のデータに戻してからアナログフィルタによりフィルタ
リングする方法等を採ることも可能である。

【００４５】

【実施例４】以下、本発明の第４の実施例を説明する。
図６は、第４の実施例における本発明に係る時間窓信号
調節回路４０の構成を示す図である。なお、図６におい
ては、図３に示した時間窓信号調節回路３０と同じ構成
部分には同一の符号を付して示してある。図６に示すよ
うに、時間窓信号調節回路４０は、ＯＦＤＭ受信装置８
（図２）において、時間窓信号調節回路３０（図２およ
び図３）の代わりに用いられるものであって、時間窓信
号調節回路３０のバッファ回路３０２および比較回路３
０４を、比較回路４０２、バッファ回路４０４、比較回
路４０６および論理和回路４０８から構成されるロード
信号生成回路４００で置き換えた構成になっている。

【００４６】乗算回路３００₁ ，３００₂ および加算回
路３２２により再生用シンボルＩ’，Ｑ’の自乗和が算
出され、ロード信号生成回路４００に入力される。ロー
ド信号生成回路４００において、比較回路４０２は、加
算回路３２２から出力された再生用シンボルＩ’，Ｑ’
の自乗和と閾値ＴＨ１とを比較し、加算回路３２２から
出力された再生用シンボルＩ’，Ｑ’の自乗和が閾値Ｔ
Ｈ１以上の場合に比較結果を論理値１とし、これ以外の
場合には論理値０としてバッファ回路４０４に対して出
力する。

【００４７】バッファ回路４０４は、比較回路４０２の
比較結果を、クロック信号の周期ごとに、順次、記憶す
る。つまり、バッファ回路４０４には、１つ前のクロッ
ク信号の周期の比較結果が記憶されていることになる。
比較回路４０６は、再生用シンボルＩ’，Ｑ’の自乗和
と閾値ＴＨ２とを比較し、加算回路３２２から出力され
た再生用シンボルＩ’，Ｑ’の自乗和が閾値ＴＨ１未満
の場合に比較結果を論理値１とし、これ以外の場合には
論理値０として論理和回路４０８に対して出力する。バ
ッファ回路４０４は、比較回路４０２から入力された比
較結果を記憶し論理和回路４０８に対して出力する。

【００４８】論理和回路４０８は、バッファ回路４０４
および比較回路４０６の出力信号の論理値が１になった
場合にロード信号ＬＤを活性化（論理値１）にしてカウ
ンタ回路３１８に対して出力する。ロード信号ＬＤが活
性化した場合には、カウンタ回路３１８に減算回路３１
０が出力するデータの値がロードされる。特定周波数成
分の再生シンボルＩ’，Ｑ’の値は一定のパターンで変
動するので、この変動パターンにおいて再生シンボル
Ｉ’，Ｑ’の自乗和が最小となるタイミングで時間窓調
節信号Ｗの更新を行うのが望ましい。

【００４９】そこで、閾値ＴＨ２の値を特定周波数成分
の再生シンボルＩ’，Ｑ’の自乗和の最低値がとりうる
値以上であって、再生シンボルＩ’，Ｑ’の自乗和が各
フレームにおいてとりうる値とし、閾値ＴＨ１を、この
特定周波数成分の再生シンボルＩ’，Ｑ’の自乗和の最
低値以上であって、この最低値の近い値とし、再生シン
ボルＩ’，Ｑ’の自乗和の値が閾値ＴＨ２以下であっ
て、一度、閾値ＴＨ１以下となり、再度、閾値ＴＨ１を
超えたタイミングを検出することにより、再生シンボル
Ｉ’，Ｑ’の自乗和が最低となるタイミングで時間窓調
節信号Ｗの更新を行うようにしている。

【００５０】なお、特定周波数成分抽出回路２５０を適
切に変形し、時間窓信号調節回路４０において、乗算回
路３００₁ ，３００₂ および加算回路３２２の代わりに
自乗和算出回路３４を用いても、あるいは、絶対値の和
を算出する回路を用いることも可能である。また、加算
回路３２２または自乗和算出回路３４に、さらにフィル
タ回路３６（図５）を後置してもよい。

【００５１】

【実施例５】以下、本発明の第５の実施例を説明する。
図７は、第５の実施例における本発明に係る時間窓信号
調節回路４２の構成を示す図である。なお、図７におい
ては、図３および図６に示した時間窓信号調節回路３
０，４０と同じ構成部分には同一の符号を付して示して
ある。図７に示すように、時間窓信号調節回路４２は、
ＯＦＤＭ受信装置８（図２）において、時間窓信号調節
回路３０（図２および図３）の代わりに用いられるもの
であって、時間窓信号調節回路３０に、比較回路４２２
および論理和回路４２４から構成されるロード信号生成
回路４２０を付加し、カウンタ回路３１８がロード信号
生成回路４２０からのロード信号が活性化した場合に加
算回路３０６が出力するデータの値をロードするように
した構成になっている。

【００５２】乗算回路３００₁ ，３００₂ および加算回
路３２２により再生用シンボルＩ’，Ｑ’の自乗和が算
出され、ロード信号生成回路４００に入力される。ロー
ド信号生成回路４２０において、比較回路４０２は、加
算回路３２２から出力された再生用シンボルＩ’，Ｑ’
の自乗和と閾値ＴＨとを比較し、加算回路３２２から出
力された再生用シンボルＩ’，Ｑ’の自乗和が閾値ＴＨ
以上の場合に比較結果を論理値１とし、これ以外の場合
には論理値０として論理和回路４２４に対して出力す
る。論理和回路４２４は、カウンタ回路３０８の計数値
が０になり、イネーブル信号が活性化（論理値１）とな
り、比較回路４０２の比較結果の論理値が１になった場
合にカウンタ回路３０８に対するロード信号ＬＤを活性
化（論理値１に）する。

【００５３】このように時間窓信号調節回路４２を構成
することにより、再生シンボルＩ’，Ｑ’の自乗和の値
が閾値ＴＨの値を超えた場合にも、時間窓調節信号Ｗの
更新が行われることになる。したがって、時間窓信号調
節回路４２によれば、ＯＦＤＭ受信装置８が伝送信号を
受信する伝送路の状態が大きく変化し、それまで最適で
あった時間窓信号のタイミングが最適でなくなった場
合、あるいは、ＯＦＤＭ受信装置８において、チャネル
切り替え等の受信モードの変化が生じた場合にも対応す
ることができる。なお、時間窓信号調節回路４２が最適
に動作するためには、閾値ＴＨの値が、再生シンボル
Ｉ’，Ｑ’の自乗和の最低値がとりうる値より僅かに大
きい値とするのが最適である。

【００５４】なお、第５の実施例に示した時間窓信号調
節回路４２において、伝送路の状態に応じて複数の閾値
ＴＨを用いるように構成してもよい。また、時間窓信号
調節回路４２を、再生シンボルＩ’，Ｑ’の自乗和の値
が閾値ＴＨの値を超えた場合の他、ＯＦＤＭ受信装置８
の受信モードが変更された場合、あるいは、伝送信号の
伝送パラメータが変更された場合にも時間窓調節信号Ｗ
の値を更新するように構成してもよい。また、第４の実
施例に示した時間窓信号調節回路４０と同様に、時間窓
信号調節回路４２においても、乗算回路３００₁ ，３０
０₂ および加算回路３２２の代わりに自乗和算出回路３
４を用いたり、絶対値の和を算出する回路を用いたり、
加算回路３２２または自乗和算出回路３４に、あるい
は、さらにフィルタ回路３６（図５）を後置したりする
ことも可能である。

【００５５】

【実施例６】以下、本発明の第６の実施例を説明する。
図８は、第６の実施例における本発明に係る時間窓信号
調節回路４４の構成を示す図である。なお、図８におい
ては、図３、図６および図７に示した時間窓信号調節回
路３０，４０，４２と同じ構成部分には同一の符号を付
して示してある。

【００５６】図８に示すように、時間窓信号調節回路４
４は、ＯＦＤＭ受信装置８（図２）において、時間窓信
号調節回路３０，４０，４２の代わりに用いられるもの
であって、時間窓信号調節回路３０，４０，４２の乗算
回路３００₁ ，３００₂ および加算回路３２２以外の構
成要素をＣＰＵ４４０（ＲＯＭ、ＲＡＭおよび周辺回路
等は図示の簡略化のために省略して示してある）で置換
し、時間窓信号調節回路３０，４０，４２のいずれかの
乗算回路３００₁ ，３００₂ および加算回路３２２以外
の各構成部分の動作をソフトウェア的に実現したもので
ある。これらの機能をＣＰＵ４４０で行うことにより、
ＯＦＤＭ受信装置８の構成の変更等に、柔軟に対応可能
となる。

【００５７】なお、図８には、ＯＦＤＭ受信装置８のモ
ード設定入力等は示していないが、ＯＦＤＭ受信装置８
のモード設定入力に対応してＣＰＵ４４０が処理内容を
変更する、あるいは、伝送信号の受信状態を使用者に示
す信号を出力するように変形することが可能である。ま
た、第４の実施例および第５の実施例に示した変形例と
同様な変形を時間窓信号調節回路４４についても行うこ
とが可能である。

【００５８】

【発明の効果】以上に説明したように、本発明に係る復
調装置によれば、マルチパス妨害あるいは雑音等が生じ
ている伝送路を介して伝送信号を伝送する場合であって
も、ＯＦＤＭ方式の伝送信号を復調するために不可欠な
ＤＦＴ用の時間窓信号を正しく再生できる。また、本発
明に係る復調装置によれば、データ伝送効率を低下させ
ずにＤＦＴ用の時間窓信号を正しく再生できる。また、
本発明に係る復調装置によれば、ＤＦＴ用の時間窓信号
を正しく再生することにより、ＯＦＤＭ方式の伝送信号
の復調を低い誤り率で行うことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】特定の周波数成分の振幅を０にしたＯＦＤＭ方
式の伝送信号を送信するＯＦＤＭ送信装置の構成を示す
図である。

【図２】第１の実施例における本発明に係る復調装置が
適用されるＯＦＤＭ受信装置の構成を示す図である。

【図３】図１に示した本発明に係る復調回路の時間窓信
号調節回路の構成を示す図である。

【図４】伝送信号が特定周波数成分を複数含む場合に、
図３に示した乗算回路（３００ ₁ ，３００₂ ）および加
算回路（３２２）の代わりに用いられる自乗和算出回路
の構成を示す図である。

【図５】図３に示した時間窓信号調節回路の加算回路
（３２２）とバッファ回路（３０２）および比較回路
（３０４）との間、または、図４に示した自乗和算出回
路（３４）とバッファ回路（３０２）および比較回路
（３０４）との間に入れられるフィルタ回路の構成を示
す図である。

【図６】第４の実施例における本発明に係る時間窓信号
調節回路の構成を示す図である。

【図７】第５の実施例における本発明に係る時間窓信号
調節回路の構成を示す図である。

【図８】第６の実施例における本発明に係る時間窓信号
調節回路の構成を示す図である。

【符号の説明】

６…ＯＦＤＭ送信装置、６０…直交周波数多重化回路、
１０４…メモリ回路、１０６…多重化回路、１０８₁ ，
１０８₂ …Ｓ／Ｐ回路、１１０…ＩＤＦＴ回路、１１２
₁ ，１１２₂ …Ｐ／Ｓ回路、１１４₁ ，１１４₂ …バッ
ファメモリ、１１６₁ ，１１６₂ …Ｄ／Ａ回路、１４０
…直交変調回路、１３０…送信回路、１３８…送信アン
テナ、８…ＯＦＤＭ受信装置、２０…受信回路、２００
…受信アンテナ、２２…直交検波回路、８０…復調装
置、２２８₁ ，２２８₂ …Ａ／Ｄ回路、２３０₁ ，２３
０₂ …Ｓ／Ｐ回路、２３２…ＤＦＴ回路、２３４₁ ，２
３４₂…Ｐ／Ｓ回路、２３６…クロック発生回路、２３
８…搬送波周波数制御回路、２４２…データ補正回路、
２４４₁ ，２４４₂ …バッファメモリ、２４６…参照シ
ンボル検出回路、３０，４０，４２，４４…時間窓信号
調節回路、３００₁ ，３００₂ ，３４０₁₁，２４０₁₂〜
３４０_n1，３４０_n2、３６２₁ 〜３６２_m+1 ，３６６…
乗算回路、３４，３０６，３１４，３１６，３４０₁ 〜
３４０_n 、３４４、３６４…加算回路、３１０，３１２
…減算回路、３０２，４０４…バッファ回路、３０４，
４０２，４０６，４２２…比較回路、３０８，３１８…
カウンタ回路、３１６，３２０…選択回路、４０８，４
２４…論理和回路、４４０…ＣＰＵ、３６…フィルタ回
路

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】振幅が０の１つ以上の特定周波数成分を含
   み、直交する２つの信号成分を有する所定の周波数領域
   データがフーリエ逆変換された時間領域信号を復調する
   復調装置であって、 所定の時間窓信号を用いて前記時間領域信号をフーリエ
   変換し、前記周波数領域データを復調するフーリエ変換
   手段と、 前記周波数領域データの特定周波数成分の全部または一
   部それぞれの振幅を示す振幅データを算出する振幅デー
   タ算出手段と、 前記振幅データの値が小さくなるようにタイミングを調
   節して前記フーリエ変換手段の前記時間窓信号を生成す
   る時間窓信号生成手段とを有する復調装置。
2. 【請求項２】所定数の前記振幅データに基づいて、前記
   振幅データをフィルタリングし、前記時間窓生成手段に
   対して出力するフィルタリング手段をさらに有する請求
   項１に記載の復調装置。
3. 【請求項３】前記時間窓信号生成手段は、 前記時間窓信号を発生する信号発生手段と、 前記特定周波数成分の全部または一部に対応する前記振
   幅データの値と所定の閾値とを比較する比較手段と、 前記特定周波数成分の全部または一部に対応する前記振
   幅データの値が、前記所定の閾値以上になった場合に、
   前記信号発生手段が前記時間窓信号を発生するタイミン
   グを調節するタイミング調節手段とを有する請求項１に
   記載の復調装置。
4. 【請求項４】前記時間窓信号生成手段は、 前記時間窓信号を発生する信号発生手段と、 前記特定周波数成分の全部または一部に対応する前記振
   幅データの値と、前記振幅データの値の範囲を示す２つ
   の閾値とを比較する比較手段と、 前記特定周波数成分の全部または一部に対応する前記振
   幅データの値が、前記所定の閾値が示す範囲以外になっ
   た場合に、前記信号発生手段が前記時間窓信号を発生す
   るタイミングを調節するタイミング調節手段とを有する
   請求項１に記載の復調装置。