JPH0828626B2

JPH0828626B2 - ディジタル回路とディジタルオーディオ増幅器

Info

Publication number: JPH0828626B2
Application number: JP2051604A
Authority: JP
Inventors: ブライアン．イー．アットウッド; ラリー．イー．ハンド; リー．シー．サンティラノ
Original assignee: PIIBEEI EREKUTORONITSUKUSU CORP
Current assignee: PIIBEEI EREKUTORONITSUKUSU CORP
Priority date: 1989-03-04
Filing date: 1990-03-02
Publication date: 1996-03-21
Anticipated expiration: 2011-03-21
Also published as: EP0386933A2; IE900757L; EP0386933A3; MX173212B; DE69011550D1; CA2009775A1; BR9000979A; DE69011550T2; EP0386933B1; CA2009775C; ATE110198T1; JPH02272903A; IE64711B1

Description

【発明の詳細な説明】（産業上の利用分野）この発明は概してディジタル．スイッチング．システ
ムに関する。詳述すれば、新奇の直流・交流変換器を提
供する改良集成装置で、改良されたように改良オーディ
オ増幅器の提供に関する。一実施例において、絶縁変圧
器の１次巻線側および２次巻線側とそれぞれに結びつく
第１および第２スイッチング機構に関し、前記第１スイ
ッチング機構は固定相の方形波基準信号により励振さ
れ、また前記第２スイッチング機構もこの方形波基準信
号によるが、この基準信号に対して被変調位相の信号で
励振され、それによって基準信号と、信号を移動させた
位相の論理結合が被増幅可変信号を提供する入力機構を
制御してパルス幅変調出力信号を提供するようになる。
前記可変信号がオーディオ信号入力である。

（従来の技術及び発明が解決しようとする課題）この発明は、先行技術と比較して構成要素数の少いこ
と、簡単に製造できることおよび重量も軽く形も小さく
なって、しかも高忠実度音響再生装置の必要とする性能
を保持するディジタルオーディオ増幅器を提供すること
が主要目的である。

この発明は、単純PWMよりはむしろ変調PWM相の利用に
基くものである。

この発明の主要分野である高忠実度オーディオ出力に
は、0.25％THD以下、好ましくは0.1％THD以下の低ひず
みであることが必要で、これの達成のため、装置は多回
数、好ましくは10回以上のスイッチングが可能な最高可
聴周波数の必要がある。さらに好ましいことは、補助絶
縁変圧器なしにステレオ操作が可能であることである。

（課題を解決するための手段）この発明の１つの態様において、ディジタル制御スイ
ッチング回路は直流電源と、前記電源に接続され方形波
出力供給の実施可能である第１スイッチング機構と、接
続して前記方形波出力受信の第２スイッチング機構と、
接続して前記第２スイッチング機構のスイッチングを、
制御信号の関数である方形波出力に対する位相角で制御
する位相制御機構および前記第２スイッチング機構の出
力の極性を制御し、それの位相変調パルス幅変調を供給
するダイオード機構とから成る。

もう１つの態様において、この発明は、直流電源の備
わる増幅回路と、前記直流電源を方形波である基準信号
に変換する第１発振機構と、前記基準信号と同期するが
その周波数の２倍の周波数ののこぎり波信号を生成する
第２発振機構と、増幅せんとする可変信号提供の入力機
構と、前記可変信号と前記のこぎり波信号を受信して前
記可変信号の瞬時振幅と同調する同位相に移相させた前
記基準信号である移相方形波信号を生成させる比較機構
と、前記基準信号と前記移相信号を受信して、前記基準
信号と前記移相信号の論理組合せから誘導したパルス幅
変調出力信号生成の論理機構と、前記出力信号を受信し
て可変信号を供給する前記機構の増幅出力を供給する出
力フィルタ機構、および前記パルス幅変調出力信号の位
相変調を制御するダイオード機構とを必要とする。

（実施例及び作用）ここで添付図面を参照しながらこの発明を詳細に説明
する。

第１図を参照して、この発明のいくつかの原理を具体
的に例示する概略図を示す。この発明をさらに第３図に
関連して説明すると一層明白になることであるが、この
発明を実施するには直流電源を用意する必要がある。

第１図において、参照数字１は図示直流電源に接続す
る第１スイッチング機構を記号的に示し、このスイッチ
ング機構のスイッチング動作によって、先ず、絶縁トラ
ンスの一次巻線２はコンデンサ３を介して導通状態とな
り、次に絶縁トランスの一次巻線２は反対方向にコンデ
ンサ４を介して導通状態となることは理解されよう。最
終的結果は、第２図の数字Ｉで示された均等のマーク対
スペース比の基準方形波を変圧器の２次側に置くことで
ある。この方形波は第２図に数字Ｉで示され、この装置
の基準方形波であり、かつ第１図の発振機構５として示
される方形波出力により制御される。従って、前記絶縁
変圧器の２次巻線側６および７にはそこで誘導されたこ
の基準方形波が備わる。しかし、第２スイッチング機構
８は出力フィルタLC回路と負荷９を通る位相変調関係に
ある誘導方形波を交互に接続する。前記第２スイッチン
グ機構８は、そのＤ入力として11に示された発振機構５
からの方形基準信号と比較機構13からのクロック信号12
を具えるＤフリップ・フロップ10の形をとる論理機構に
より制御される。前記比較機構は前記機構14からの可変
信号入力と発振機構５から16におけるのこぎり波基準を
受信する。理解を容易にするため、第２図の波形を第１
図の適切な箇所において確認している。

前記機構８には回路構成要素があり前記回路機構要素
を前記２次巻線側６および７から減結合するトロイド機
構を必要とし、また第２図に示された通常の方法で前記
２次巻線側６および７を横切って誘導された基準信号の
移相に役立ち、それにより前記入力機構14に適用される
信号V₂が前記移相を制限するようになる。普通、信号Ｒ
及びＲ′は位置ＡおよびＩを示す位相から90°の角度
（位相差）をなし、そのためそれらの論理結合はゼロ出
力となる。しかし、可変信号入力の瞬時振幅（Ａ、Ｂ、
Ｃなど）が前記移相を制御してパルス幅変調信号V₁を生
成するが、それはV₂により示されている増幅入力信号と
してＬおよびＣの接合において回復される。

位相変調パルス幅変調の原理を第３図のオーディオ増
幅器回路構成に用いるが、そこにおいて端子30での交流
入力を整流器ブリッジ32により整流し、コンデンサ34に
より平滑にして直流を線路36、38を横切って供給する。
前記コンデンサ34を横切る分路にある抵抗器は均等の電
圧分配を確実にする。

スイッチPSは120・240V両系統の二重操作を可能にす
る。スイッチを閉にすると、回路は電圧ダブラーとして
作動してMOSFETS（金属酸化物半導体型電界効果）トラ
ンジスター40および42を横切ってほぼ340Vの母線を提供
する。スイッチを240V交流入力に開にすると、前記直流
母線はそれでもほぼ340V直流であるが、もちろん前記電
圧ダブラーモードでは作動していない。前記直流は、前
記MOSFETS40、42により切替えて、絶縁変圧器46の１次
側44との均一マーク対スペース比の方形波基準信号を提
供する。環状磁気回路48が、以下さらに詳細に説明され
る発振器80から基準方形波を受信する励振緩衝器50に前
記MOSFETS40、42を誘導的に接合する。第３図の増幅器
は２次電力側のチャンネルＡおよびＢの備わるステレオ
増幅器である。説明を平易にするため、前記チャンネル
Ａのみを完全に示すが、チャンネルＢも同様であること
は明白である。

そこでチャンネルＡを参照して、不可欠の素子は、絶
縁変圧器46の中央タップつき２次巻線54であって、前記
２次巻線出力は前記MOSFETS56、58により、基準方形波
に関し制御される位相角で切換えられる。励振器66を経
由して以下に説明される回路76で励振される１次巻線の
備わる環状磁気回路64の２次巻線60、62により前記MOSF
ETS56、58をそれぞれ制御する。前記MOSFETS56、58の出
力を70で結合して低域フィルタ回路網72を経由して拡声
器74の形で負荷に印加する。

典型的MOSFETS40と42は形式IRF350、MOSFETS56および
58は形式IRF240である。

前記低域LCフィルタ72は20KHzのオーディオ帯域より
も高いしゃ断周波数が備わるよう設計され、スイッチン
グ周波数で良好な阻止が得られる。かつ開ループ減衰を
振動数20KHzで1dB以下に理想的に制御できる。ＬとＣの
典型的値は33uHと0.47uFである。

同調回路F₁を前記低域フィルタ72の後に位置させてス
イッチング周波数でさらなる阻止が提供される。

注目できることは、２次巻線側スイッチングMOSFETS5
6、58のおのおのを陽極化操舵ダイオード100A−Ｄ、102
A−Ｄの組合せ回路に接続する。ここで、操舵ダイオー
ドの組合せ回路とは、逆極性に直列に接続されたダイオ
ードをブリッジ回路に接続構成したものを指している。
前記操舵ダイオードは双方のスイッチが二方向性に作動
の要があるので必要である。同期整流動作を行う場合
に、この実施例の変形例として、一次及び二次側に背面
Mosfetを使用することができる。この変形例によると、
Mosfetが固有内部ダイオードを備えているために、必要
なダイオード数を減少することができるが、Mosfet数が
増えるとコスト高になる。操舵ダイオードを用いると、
単一のMOSFETがその順方向増強モードにのみ作動し、ま
た外部ダイオードにはもっと高速、すなわち25ns位いの
ターンオフが備わる。

注目すべきことは、電圧スパイクをクランプして前記
変圧器46と低域フィルタ72とを横切って出現させるため
さらなるダイオードD₁、D₂、D₃およびD₄が必要となる。
説明の装置において、２次巻線のダイオードを通るわず
かな行過ぎ量でもクランプし利用できる母線路はなく、
従って、ダイオードD₁−D₄と、適当なRC組合わせによる
人口母線路を設ける必要がある。前記変圧器46には低漏
れインダクタンスを設けて行過ぎ量を最少限にする必要
がある。

前記変圧器46の２次巻線側にわずかなソリッド直流母
線路もないため、誘導子Ｌに蓄積されたエネルギーによ
る行過ぎ量は、オーディオ波形にもたらす非線形性のほ
か、破壊の問題を起こす。従って、これらの行過ぎ量を
クランプすることが不可欠で、用いられる方法はRCの組
合わせ、すなわちR₁、C₁およびR₂、C₂およびダイオード
クランプを用いることである。操作は、ダイオードD₁、
D₂およびD₃がコンデンサC₁を負に充電し浮動直流母線路
を提供するが、R₁の値を母線路を実質的に一定に保持し
ながら行過ぎエネルギーを散逸させるよう選択する。

正の行過ぎ量をダイオードD₄でクランプする。２次巻
線54と操舵ダイオード100Aとの間の接合からダイオード
D₄とR₂、C₂接合との間の接合に至る付加ダイオードと、
前記２次巻線54と前記操舵ダイオード102Bとの間の接合
から前記ダイオードD₄と前記R₂、C₂接合の間の接合に至
る付加ダイオードとによってさらなるクランプが実施で
きる。この後者の場合、ダイオード極性はR₂、C₂に接続
される陰極のものである。それらは主電流径路ではなく
行過ぎエネルギーを扱うだけであるので、それらは小形
のダイオードであってよい。R₁の典型的値は2Kオーム、
C₁に対しては10pf、そしてダイオードはHER103型にして
も構わない。

操舵ダイオード100A、100B、100Cおよび100Dはオーデ
ィオ装置に必要な二方向性電流流通を与えるのに必要で
ある。変圧器２次巻線54の正方向サイクルでは、電流が
ダイオード100Aを経由して前記MOSFET56に、その後、ダ
イオード100Dを通って平均値算出誘導子Ｌ、ダイオード
100C、MOSFET56とダイオード100Bおよび変圧器２次巻線
54を経由する。従って、電流は、変圧器の極性と、ダイ
オード組合せとが正しい時にのみ電流の流通ができ、ま
たMOSFET56はその順方向増強モードでのみ作動するが、
長逆方向回復内部ダイオードを活動させない。

同一プロセスがもちろんMOSFET58と、操舵ダイオード
102A、102B、102Cおよび102Dに適用可能のものである。

制御回路76は比較器78と発振器80およびレジスタ82か
ら成る。チャンネルＡのオーディオ入力を比較器78の反
転用入力に印加するが、前記比較器はLM311型集積回路
が適当である。前記オーディオ入力を公知の方法で処理
してから入力操作増幅器と、ディジタル遅延、ベッセル
フィルタ、および低域フィルタ出力からのフィードバッ
クが備わるフィードバックオペアンプを適当に経由して
比較器に印加する。最善のひずみパフォーマンスには、
上記に引例した米国特許とその再発行に一層十分に説明
されたような特別フィードバック技術を用いることが好
ましい。

前記発振器80は86においてのこぎり波形と、均一のマ
ーク対スペース比の方形波を88とを生成させるが、前記
のこぎり波形が方形波と同位相で、かつ方形波周波数の
２倍の周波数を有する。この目的に適切な集積回路はニ
ューハンプシャー州のユニトロード．インテグレーテッ
ド．サーキッツ．オブ．メリマック（Unitrode Integra
ted Circu−its of Merrimack）によるUS 3825高速PWM
制御器である。88における方形波は基準信号を１次励振
器50に供給する。

高品位オーディオ用途には、前記PWM制御器として正
と負の偏位の間に正しく100ns以下のごくわずかの不動
時間がなければならない。大抵のPWM制御器にはクロス
オーバー電流を防ぐために特に組み込んだ不動時間が備
わり、その不動時間は典型的には500ns−1usである。極
めて短かいか、もしくはゼロ不動時間はオーディオ応用
には、（ａ）わずかな不動時間が上方と下方のMOSFETス
イッチングの間に存在する場合実質的に増加するオーデ
ィオ構成要素のわずかなひずみ劣化も防ぐことと、
（ｂ）わずかの過剰不動時間も変調指数、従って出力電
力の可能出力の減少を防ぐことが不可欠である。実際問
題として、出力MOSFETSにおいて250−500KHzの低域フィ
ルタにおけるスイッチング周波数を用いて約10nsに不動
時間を減少させることが好ましい。高速制御器たとえば
前記US3825を用い、またこれを適当なリード線と励振回
路構成の遅れ回路と結合すると、出力MOSFETSが最適性
能として実際に10ns内位のスイッチングを確実にするこ
とは容易である。

86におけるランプ信号は比較器78におけるオーディ
オ、サンプリング信号として作用するが、前記比較器出
力は前記ランプ信号が瞬時オーディオ振幅に等しい値に
達するとスイッチングする。比較器出力はその後レジス
タ82に印加される。好ましくは、レジスタ82がＤ型フリ
ップ・フロップ（型式7474集積回路が適当）であり、基
準方形波をＤ入力に、また比較器出力をクロック入力に
印加することである。前記フリップ・フロップ82のＱ出
力はこのようにして相に正しく位置決めされMOSFETS5
6、58を上述の方法で励振する。

チャンネルＢを全く同一の方法で制御する。両チャン
ネルの時間調整には同一発振器80を用いる。7474回路は
前記両チャンネルのレジスタとして作動できるが、別の
レジスタを第１図82Bに示す。

前記低域LCフィルタ72は20KHzのオーディオ帯域より
も高いしゃ断周波数が備わるよう設計され、スイッチン
グ周波数で良好な阻止が得られ、かつ開ループ減衰を振
動数20KHzで1dB以下に理想的に制御できる。ＬとＣの典
型的値は33uHと0.47uFである。前記使用の低域ろ過技術
は引例の特許第4,600,801号とその再発行に十分説明さ
れたものの一部となっている。しかし、この先行技術の
利用はこの発明（150−300KHz）に必要とされる高スイ
ッチング周波数には応用できない。これは前記MOSFET切
換能力よりも少くとも10倍も遅いMOSFET内部ダイオード
の固有限度のためである。前記内部ダイオードの典型的
逆方向回復時間は250乃至750nsの範囲である。前記低速
ダイオードはさらに、故障モードが特にスピリアス過負
荷条件下で起こることを意味する。これらの条件下でス
イッチング波形はも早や同期整流されておらず、またき
びしい交差伝導が起こり得る。

励振器50および68は形式DS0026集積回路その他同種の
ものであってもよく、もしくは、pnp/npnトランジスタ
ー相補的エミッター・フォロワーでもよい。

位相変調PWMオーディオ増幅器には利点が数多くあ
る。最初に、増幅器のディジタル部分（低域フィルタへ
の最終入力電圧とは別に）はほぼ均一のマーク対スペー
ス比の方形波のみを検分する。これは励振集成装置を非
常に単純にする。たとえばスイッチング装置をMOSFETS
の形にして励振する小形60cトロイド変圧器などであ
る。

次に、２次電力回路は正と負の直流母線路の必要はも
早やない。電力要求条件は絶縁変圧器からのスイッチン
グ波形から直接に誘導され、直流の分離整流を必要とし
ない。

そのうえ、フィルタへのPWM信号の所定周波数には、
前記電力スイッチング部分は半分の周波数で運転でき
る。たとえば、250KHz電力で切換えると、低域フィルタ
への入力は500KHzとなる。これは、前記MOSFET部分にお
けるスイッチング損失の減少を可能にするか、二者択一
に、フィルタは所定のMOSFET損失に対しては小形にする
ことができる。

入力の振幅がサンプリング（ランプ）信号の振幅を超
えない限り前述の集成装置がうまく作動する。この場
合、変調器の機能は停止し、２次巻線側MOSFETSへの制
御信号は位相変調信号に代って直流のレベルに降下す
る。この問題は入力信号の振幅の制限により解決できる
ことであるが、それから起こる信号劣化は受け入れられ
ない。もう１つの解決方法は前記サンプリング信号の頂
点と底部にブランキングレベルを加えることである。こ
れは十分なインプリメンテーションの能力のあることが
わかったが、さらに複雑さが伴う。

第４図は第３図の制御回路の代替となって前述の問題
を解決する制御回路176を示す。第４図の回路はサンプ
リングランプ波形のピークにクロック．トランジション
を挿入してディジタル制限を提供する。

前と同様、発振器180は基準方形波信号を188で、また
のこぎり波またはランプサンプリング信号を186で供給
する。前記サンプリング信号を比較器178の非反転入力
に、またオーディオ入力を反転入力に印加する。

通常作業において、前記比較器178の出力はサンプリ
ング波形の各サイクルにおける状態を変化させる。この
出力はゲート190、192を経由してＤ形フリップ・フロッ
プ182のクロック入力となり、回路は上述のように作動
する。しかし、入力がサンプリング信号のピーク値を超
える時、比較器178の出力におけるトランジションは停
止するが、それは２つの状態にいずれかにおいて起こ
る。出力がゼロの状態で停止する場合、その時の入力は
サンプリング信号の最大正のピークよりも大で、出力位
相はまさに180°以下に制限する必要がある。これの達
成には、188における位相基準信号はゲート192を通り、
制御されてクロック入力をサンプリング信号の負のピー
クと同期整流したレジスタ182に供給する。比較器178の
出力が論理１状態で停止の場合、その時の入力はサンプ
リング信号の負のピーク以上に負であり、また出力位相
をまさに０°以上に制限する必要がある。これの達成に
は、188における基準パルスを遅延回路194により遅延さ
せ、その後ゲート190に印加する。比較器178の出力を高
く維持するので、遅延基準パルスをゲート190を通して
ゲート192に送る。基準パルスと遅延基準パルスがゲー
ト192で結合して基準パルスのトレーリングエッジ上に
狹パルスの形をとった出力を与えるが、この狹パルスを
レジスタ182のクロック入力の正しい位置に印加して出
力の位相を丁度０°以上に維持する。

緩衝器196を備えて基準パルスの極性を修正して信号
の緩衝をする。この緩衝器はすべての応用には必要では
ない。

第５図は、前述のように、ブランキングレベルをラン
プ波形の頂点と底部に用いる過励振条件に対するアナロ
グ解である。発振器180′のランプ帰線から誘導された
パルス200を202で微分し高速緩衝インバータ増幅器204
に印加して、ランプ信号186′と接続している正方向お
よび負方向パルス206A、206Bを提供し、緩衝器208を経
由、エミッタホロア回路210に通して、比較器178′の非
反転入力に加印されるブランキングレベルを結合信号21
2に供給する。利用できる変調指数の温度の制限を避け
るため、正と負のブランキングレベルが全衝撃係数の約
５％であることが好ましい。また、比較器178′に印加
されたアナログ入力信号をそれがブランキングレベルの
高さ以上にならないようなレベルに制限する方がよい。
これの達成には、前記ブランキングレベル振幅がランプ
の振幅を少くとも2:1だけ上廻る方がよい。

第４図のランプクランプのディジタルアプローチはよ
り簡単であり、正確であるので好ましい。

注目されることは、２次巻線スイッチングMOSFETS5
6、58のおのおのを対向して支えた操舵ダイオード100A
−Ｄ、102A−Ｄの組によって接続する。前記操舵ダイオ
ードは両スイッチが二方向に作動の要があるので必要で
ある。同期整流作業に時々使用さるような可能性のある
代替集成装置はおのおのの側において背面配置のMOSFET
Sの組を使用することになると考えられる。これは、MOS
FETSには固有内部ダイオードが備わっているので必要な
ダイオードの数を削減する。これらの条件下、スイッチ
ング波形はも早や同期整流されないで、内部ダイオード
のターンオフ時間が250ns以上のため、きびしい交差伝
導が起こりうる。操舵ダイオードを用いると、単一MOSF
ETはその順方向増強モードにのみ作動し外部ダイオード
のターンオフ時間は25nsぐらいになる。

第６図は、操舵ダイオード100D′と102D′を操舵ダイ
オード100C′と102C′から分離し、低域フィルタ72′を
そこで誘導子104A、104Bに分離するさらなる修正を示
す。これは、典型的PWM ICを用いることでもたらされる
問題を防ぐ代替のアプローチである。これらのICには通
常、安全上、スイッチングトランジションの間に不感地
帯がある。しかし、考慮中の応用にあって、前記不感地
帯の使用は、主として前記低域フィルタに蓄積されたエ
ネルギーのため、好ましくなくかつ危険な電圧スパイク
を生じさせる。分割フィルタ104A、104Bを用いると、制
御回路を再構成してMOSFETS56と58の間に若干の小交差
伝導を実際に与えることによって過剰交差伝導電流は、
ある程度の制動をなお電圧スパイクに与えながらも安全
な値に制限される。

（発明の効果）第３図に示されるように、この発明は２本のステレオ
チャンネルを単一絶縁変圧器と１次基準発振器からの励
振を可能にし、従って原価と大きさを大いに低域させ
る。交差変調を最小化するには、おのおのの１次巻線を
それそのものの２次巻線とは密結合しても、もう一方の
１次/2次巻線組とは疎結合する方がよい。ここのように
各２次巻線は１次MOSFETSの非常に低い電源インピーダ
ンスの影響を受ける。交差変調も上述に討議したように
行き過ぎを避けることにより最少化できる。

第７図にあるような修正において、切換可能位相反転
回路にアナログ入力チャンネルＡまたはＢの１つを直列
に設ける。これは増幅器を（ａ）非ブリッジモードでの
ステレオ増幅器として、（ｂ）第７図にの位相反転スイ
ッチ（S1aが開の時はS1bは閉となり、逆もまた同じ）を
用い、また違相信号をこの装置の入力Ｂに加印すること
によってブリッジモードで高電力モノフォニック増幅器
として利用できるか、もしくは（ｃ）非ブリッジモード
で120Vacを与える50/60/400Hz出力の高電力インバータ
としての利用を可能にする。ブリッジモードで利用した
場合、出力を２出力チャンネル間でとる。レジスタR₁₁
とR₁₂の値の比は入力Ａに比較して単利利得を与えるよ
うなものである。

第８図において、もう１つの修正は、１次MOSFETS40
と42および励振器50Aとしてその励振器50、絶縁変圧器4
4と低域フィルタ72を供給する２次回路または電力閉そ
くを重複することで、それには重複回路構成を90°の位
相変位で比較器78A、レジスタ82aおよび励振器50aとに
よる励振を伴い、また同一の低域フィルタ72を供給す
る。有効なスイッチング周波数は、低域フィルタ接合70
におけるスイッチング周波数の４倍になる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明を基本型で具体化した増幅器の回路
図、第２図は位相変調原理を示す波形を示す図、第３図
は第１図の増幅器の修正を示す回路図、第４図は第１図
の別の部分の修正を示す回路図、第５図は第４図の同一
部分の代替修正を示す回路図、第６図は第５図の同一部
の代替修正を示す回路図、第７図はオーディオ入力部分
の修正を示す回路図、第８図は90°位相変換を用いる修
正を示す回路図である。１…第１スイッチング機構、２…１次巻線側、３、４…
コンデンサ、５…発振機構、６、７…２次巻線側、８…
第２スイッチング、９…負荷、10…フリップ．フロッ
プ、12…クロック信号、13…比較機構、14…機構、16…
のこぎり波基準、30…端子、31…整流器橋絡、36、38…
線路、40、42…MOSFETS、44…１次巻線側、46…絶縁変
圧器、48…環状磁気回路、50…励振緩衝器、54…中央タ
ップ付２次巻線、56、58…MOSFETS、60、62…２次巻
線、64…環状磁気回路、66…１次巻線、68…緩衝増幅
器、70…56、58MOSFETS接合点、72…低域フィルタ回路
網、74…拡声器、76…制御回路、78…比較器、80…発振
機構、82…レジスタ、86…のこぎり波形、88…方形波、
100A、100B、100C、100D…操舵ダイオード、102A、102
B、102C、102D…操舵ダイオード、176…制御回路、178
…比較器、180…発振器、182…レジスタ、186…ラン
プ、サンプリング信号、188…基準パルス、190、192…
ゲート、194…遅延回路、196…緩衝器、200…パルス、2
04…高速緩衝インバータ増幅器、206A、Ｂ…正、負に振
るパルス、208…緩衝器、210…エミッタホロア回路、21
2…結合信号。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者リー．シー．サンティラノアメリカ合衆国．39307．ミシシッピ州. メリディアン．51．アベニュー．2403 (56)参考文献特開昭64−5215（ＪＰ，Ａ)

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】デジタル制御増幅回路であり、直流電源（30、32）と、参照信号に基づいて、前記直流電源の信号を矩形波信号
に変換する第１の発振手段（１、３、４、46）と、前記参照信号の２倍の周波数に同期して、鋸歯状波信号
を生成する第２の発振手段（５）と、増幅されるべき各種の信号を供給する入力手段と、前記各種の信号と前記鋸歯状波信号とを受信し、パルス
幅変調信号を出力するコンパレータ手段（13）と、前記参照信号と前記パルス幅変調信号とを受信し、前記
各種の信号振幅に応じ、前記参照信号に対する位相がシ
フトした位相シフト矩形波信号を生成する論理手段（1
0）と、前記第１の発振手段で生成した矩形波信号と前記位相シ
フト矩形波信号を受信し、パルス幅変調信号を再生する
スイッチ手段（８）と、再生されたパルス幅変調信号を受信し、前記入力手段か
ら供給された各種の信号の増幅された出力を生成する出
力フィルタ手段と、を有することを特徴とするデジタル制御増幅回路。
【請求項２】前記各種の信号がオーディオ信号であるこ
とを特徴とする請求項１記載のデジタル制御増幅回路。
【請求項３】デジタル制御スイッチング回路であり、直流電源（30、32）と、該直流電源に接続され、矩形波信号を生成可能な第１の
スイッチング手段（１）と、前記矩形波信号を受信可能に接続された第２のスイッチ
ング手段（８）と、前記矩形波信号に対する位相角で入力信号を表現した位
相シフト矩形波信号を生成する位相制御手段とを有し、前記第１のスイッチング手段には参照信号が入力され、
前記矩形波信号は、等しいマークスペース比を持ち、前記第２のスイッチング手段には、前記位相シフト矩形
波信号に基づいて、出力の極性を制御するダイオード手
段が設けられ、該ダイオード手段の出力としては、入力
信号のパルス幅変調信号が得られ、前記位相制御手段には、入力信号を供給する信号入力手
段（14）と、矩形波信号に同期するランプ信号を生成す
る発振手段（５）と、前記入力信号と前記ランプ信号と
を受信し、ランプ信号に対する位相が、入力信号の振幅
の関数となる入力信号のパルス幅変調信号を出力するコ
ンパレータ（13）とが設けられ、前記位相角は入力信号
の振幅によって、０度から180度の間を変化することを
特徴とするデジタル制御スイッチング回路。
【請求項４】前記第２のスイッチング手段と負荷との間
に、LPフィルタが挿入配設されていることを特徴とする
請求項３記載のデジタル制御スイッチング回路。
【請求項５】前記第１のスイッチング手段は、トランス
を介して前記第２のスイッチング手段に接続されている
ことを特徴とする請求項３記載のデジタル制御スイッチ
ング回路。
【請求項６】オーディオアンプを構成し、前記入力信号
が、入力オーディオ信号であることを特徴とする請求項
４記載のデジタル制御スイッチング回路。
【請求項７】前記信号入力手段には、オーディオ信号入
力手段が設けられていることを特徴とする請求項６記載
のデジタル制御スイッチング回路。
【請求項８】コンパレータの出力信号が、Ｄ型フリップ
フロップに印加されることを特徴とする請求項３記載の
デジタル制御スイッチング回路。
【請求項９】コンパレータ出力は、フリップフロップの
クロック入力とされ、矩形波信号は、フリップフロップ
の入力とされることを特徴とする請求項８記載のデジタ
ル制御スイッチング回路。
【請求項１０】位相制御手段が、オーディオ入力がラン
プ信号の限度を越える０°または180°で、フリップフ
ロップへのクロックを制限する制限手段がさらに設けら
れていることを特徴とする請求項９記載のデジタル制御
スイッチング回路。
【請求項１１】前記位相制御手段は、矩形波信号を受信
するように入力が接続された遅延回路を備え、コンパレータ出力と遅延または無遅延の矩形波信号とを
受信するように接続され、出力がフリップフロップのク
ロック入力にされたゲート手段が設けられ、該ゲート手段は、コンパレータ出力が連続して所定の状
態にあると、フリッププロップが、ゲートされた遅延お
よび無遅延の信号の組合せによって計数されるように設
定されていることを特徴とする請求項10記載のデジタル
制御スイッチング回路。
【請求項１２】デジタルオーディオ増幅器であり、直流電源の供給手段と、該直流電源に直列に接続される第１のMOSFETおよび第２
のMOSFETと、等しいマークスペースの矩形波参照信号を、前記第１の
MOSFETおよび前記第２のMOSFETに供給し、これらを交互
に導通状態にする参照信号手段と、一次巻線が前記第１のMOSFETおよび前記第２のMOSFETで
互いに逆方向に駆動され、かつ少なくとも一対の中心タ
ップが設けられた二次巻線を備えた絶縁トランスと、前記二次巻線の各々にそれぞれ接続される第１のMOSFET
スイッチング回路および第２のMOSFETスイッチング回路
と、前記参照信号に同期したランプ波形信号を生成する発振
器を有し、前記ランプ波形信号と増幅すべき入力オーデ
ィオ信号とを入力として受信し、入力オーディオ信号の
振幅に応じた前記参照信号に対する位相角を有する信号
で、前記第１および第２のMOSFETスイッチング回路を制
御する位相制御手段と、前記第１および第２のMOSFETスイッチング回路に接続さ
れ、オーディオ入力信号が増幅された信号を出力に供給
するLPフィルタと、を有することを特徴とするデジタルオーディオ増幅器。
【請求項１３】デジタルスイッチング回路であり、直流電源の供給手段と、該直流電源に接続される第１のスイッチング手段と、該第１のスイッチング手段に矩形波参照信号を供給する
参照信号供給手段と、前記第１のスイッチング手段で駆動される一次巻線と、
一対の中心タップを備えた二次巻線とを有する絶縁トラ
ンスと、前記二次巻線に接続される第２のスイッチング手段と、各種の入力信号を供給する入力手段と、各種の入力信号と前記参照信号とに対応し、前記入力信
号の振幅の関数である前記参照信号に対応する位相角
で、前記二次巻線の出力が反転されるように、前記第２
のスイッチング手段を制御する位相制御手段と、前記第２のスイッチング手段に接続され、入力信号が増
幅された出力信号を供給するLPフィルタ手段と、前記絶縁トランスの二次巻線側に設けられ、接地された
抵抗とコンデンサの並列接続回路およびダイオードから
なるクランプ手段とを有し、前記第２のスイッチング手段は、逆特性の操舵ダイオー
ドの直列接続対を有するブリッジ回路を備えていること
を特徴とするデジタルスイッチング回路。
【請求項１４】前記入力手段には、オーディオ信号を供
給することを特徴とする請求項13記載のデジタルスイッ
チング回路。
【請求項１５】デジタルスイッチング回路であり、直流電源手段と絶縁トランスの二次巻線に、参照矩形波
信号を出力する第１のスイッチング手段との組合せ手段
と、増幅されるべき入力信号を供給する入力手段と、前記二次巻線に接続される二方向電流スイッチング手段
と前記絶縁トランスの二次巻線側で、接地された抵抗とコ
ンデンサの並列接続回路およびダイオードからなり、直
線母線路を形成するクランプ手段と、前記参照矩形波信号の２倍の周波数に同期するランプ波
形信号を形成する発振器と、前記ランプ波形信号と増幅
すべき入力信号とを受信し、コンパレータ出力信号を形
成するコンパレート手段と、前記コンパレータ出力信号を受信するクロック端子と、
前記参照矩形波信号に同期する信号を受信するＤ入力端
子を備えたＤ型フリップフロップを含む理論手段とを有
し、前記電流スイッチング手段を制御する位相制御手段
とを有し、前記二方向電流スイッチング手段は、逆特性の操舵ダイ
オードの直列接続対を有するブリッジ回路を含むことを
特徴とするデジタルスイッチング回路。
【請求項１６】前記ランプ波形信号にブランキングレベ
ルを付加する手段が設けられていることを特徴とする請
求項15記載のデジタルスイッチング回路。
【請求項１７】前記ランプ波形信号を遅延する遅延手段
が設けられていることを特徴とする請求項15記載のデジ
タルスイッチング回路。
【請求項１８】スプリットインダクタを含むLPフィルタ
が設けられていることを特徴とする請求項15記載のデジ
タルスイッチング回路。
【請求項１９】理論手段への信号の位相をシフトする手
段が設けられていることを特徴とする請求項15記載のデ
ジタルスイッチング回路。
【請求項２０】入力信号がオーディオ信号で、入力信号
の位相を選択受信する手段が設けられていることを特徴
とする請求項15記載のデジタルスイッチング回路。
【請求項２１】コンパレータが、ステレオチャンネル入
力を有することを特徴とする請求項15記載のデジタルス
イッチング回路。
【請求項２２】オーディオ増幅装置において、直流電源と絶縁トランスの二次巻線に参照矩形波信号を
供給する第１のスイッチング回路との組合せ手段と、前記二次巻線に接続される二方向電流スイッチング手段
と、前記絶縁トランスの二次巻線の側に設けられ、接地され
た抵抗とコンデンサの並列接続回路およびダイオードか
らなるクランプ手段と、前記参照矩形波信号の２倍の周波数に同期して、ランプ
波形信号を生成する発振器と、該ランプ波形信号と増幅すべき入力手段とを受信するコ
ンパレータと、前記電源スイッチング手段を制御する位相制御手段とを
有し、前記二方向電流スイッチング手段は、逆特性のダイオー
ドの直列接続対を備えたブリッジ回路とMOSFETとを有す
ることを特徴とするオーディオ増幅器。
【請求項２３】前記コンパレータがステレオチャンネル
入力を有することを特徴とする請求項22記載のオーディ
オ増幅器。