JPH08298478A - 二重モード・コード分割多重アクセス通信システムおよび方法 - Google Patents

二重モード・コード分割多重アクセス通信システムおよび方法

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JPH08298478A
JPH08298478A JP8033447A JP3344796A JPH08298478A JP H08298478 A JPH08298478 A JP H08298478A JP 8033447 A JP8033447 A JP 8033447A JP 3344796 A JP3344796 A JP 3344796A JP H08298478 A JPH08298478 A JP H08298478A
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ビー キュイ
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Abstract

(57)【要約】 （修正有） 【課題】 ビットエラー率の減少とデータ送信速度の増
大を図る。 【解決手段】 送信機１００は、入力データをコード化
データ・ブロックに変換するコヒーレンス間隔チャンネ
ル・エンコーダ１１５、拡散データを作るためにデータ
ブロックを直交関数シーケンスと組合わす直交関数エン
コーダ１３０，１３５、拡散信号ＳをＰＮシーケンスと
組合わせ１５０，１６０、その結果生ずるデータ信号を
変調するためのＰＮチャンネル・モジュレータ１４０を
内蔵する。チャンネル・エンコーダ１１５は、高速で移
動する局内の受信機のドップラー周波数シフトによる位
相シフトを最低限に抑えるために、十分短いコード化デ
ータ・ブロックを発生する。受信機はコヒーレント検波
を行うことができる。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、セルラー・ワイヤ
レス無線通信システム、特に、同期または非同期モード
で動作することができる直接シーケンス・スペクトル拡
散システム（ＤＳＳＳ）内でコード分割多重アクセスを
使用する通信システム（ＣＤＭＡ）に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＣＤＭＡ変調技術は、多数のシステム・
ユーザが相互に通信できる通信システム内で使用されて
きた。ＣＤＭＡ通信システム内においては、すべての通
信チャンネルは、共通の広帯域周波数で放送される。各
チャンネルは一意の拡散コードで識別される。通信を行
う前に、情報信号を広帯域信号に変換するために、各情
報信号は拡散コードで変調される。受信機は、情報信号
を取り出すために、広帯域信号を対応する拡散コードと
結合させることによって、受信した広帯域信号を復調す
る。この拡散コードは、通常二進コードである。全ての
ユーザが同じ広い帯域を使用することができるので、受
信した信号が拡散コードで復調されるとき、他のチャン
ネル内の情報信号が同一チャンネル干渉またはノイズと
して現れることがある。
【０００３】広く使用されているＣＤＭＡ通信システム
は、参照文献として本明細書に記載した米国特許第４，
９０１，３０７号（’３０７特許）に開示されている。
このシステムの場合、各情報信号は無線送信するために
変調される前に、疑似ランダム・ノイズ（ＰＮ）シーケ
ンスで変調される。ＰＮシーケンスによる変調は、それ
が元の情報信号と比較すると非常に広い帯域をつくりだ
すので、拡散プロセスと見なすことができる。Ｔｅｌｅ
ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｉｎｄｕｓｔｒｙ Ａｓ
ｓｏｃｉａｔｉｏｎ（ＴＩＡ）（遠距離工業協会）が採
用したＩＳ−９５標準内に指定されている通信システム
は、実質的には、’３０７特許の通信システムに類似し
ている。ＩＳ−９５通信システム標準のより詳細な説明
は、本明細書に参照文献として記載した、ＴＩＡ文書Ｔ
ＩＡ／ＥＩＡ／ＩＳ−９５（１９９３）の「二重モード
広帯域スペクトル拡散セルラ・システム用移動局−基地
局互換基準」に記載されている。
【０００４】基地局またはセル・サイトから移動受信機
への順方向通信リンク内においては、’３０７特許の通
信システムおよびＩＳ−９５標準は、情報信号をワルシ
ュ直交関数シーケンスで変調することにより、実質的に
同一チャンネル干渉を除去し、ビット・エネルギー／ノ
イズ密度比、Ｅb／Ｎoを改善している。対応する直交情
報信号をつくるために、これらのＣＤＭＡシステムは、
順方向リンク情報信号を同期した状態で送信しなければ
ならない。ビット・エネルギー／ノイズ密度比、Ｅb／
Ｎoのさらなる改善は、セル・サイトから送信されるパ
イロット・トラッキング信号に基づいて、移動局の受信
機内のコヒーレント信号検波による上記システムの順方
向リンクにより行われる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかし、これらシステ
ムの逆方向通信リンク内においては、移動局は異なる通
信技術でセル・サイトにデータを送信している。移動局
は、データ信号を送信するとき、同期を行わないマーリ
信号形式内でワルシュ・シーケンスを使用している。従
って、逆方向リンク内で送信された広帯域信号は、相互
に直交していないで、より大きい同一チャンネル干渉を
起こし、その結果、セル・サイトが受信する信号のビッ
ト・エネルギー／ノイズ密度比、Ｅb／Ｎoの有意な損失
を生じる。さらに、移動局はパイロット・トラッキング
信号を送信しないし、対応するセル・サイトはコヒーレ
ント検波を使用しないので、その結果、さらにビット・
エネルギー／ノイズ密度比、Ｅb／Ｎoの損失が大きくな
る。従って、最大データ送信速度および通信システムの
対応するビット・エラー率は、上記の逆方向リンク通信
技術により制限を受ける。
【０００６】ビット・エラー率を減らすことができ、デ
ータ送信速度がより速いＣＤＭＡシステムの出現が広く
一般に望まれている。そのような通信システムは、順方
向および逆方向の通信リンク両方にコヒーレント信号検
波を使用する必要があり、移動局の環境に従って、同期
または非同期で、情報信号を逆方向リンクを通して送信
できるものでなければならない。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明は、パイロット・
トラッキング信号を使用しないで、送信したスペクトル
拡散データ信号のコヒーレント検波を容易にするため
の、二重モードのＣＤＭＡ通信システム内の送信機およ
び受信機に関するものである。送信機は、ドップラー・
シフト周波数による受信機側のデータ信号の位相シフト
を最も低く抑えるために、十分に短い長さのコード化さ
れたデータ・ブロックを含んでいる変調されたスペクト
ル拡散データ信号を送信する。送信機は、可能な場合に
は、同期送信のゲインの有利な点を利用できるように、
同期または非同期送信モードで作動することができる。
【０００８】本発明による例示としての送信機は、入力
データ信号をコード化されたデータ・ブロックに変換す
るためのコヒーレンス間隔チャンネル・エンコーダ、拡
散データ信号をつくるために、コード化されたデータ・
ブロックを直交関数シーケンスと組み合わせるための直
交関数エンコーダ、拡散信号を少なくとも一つのＰＮシ
ーケンスと組み合わせ、その結果生ずるデータ信号を変
調するための疑似ノイズ（ＰＮ）チャンネル・モジュレ
ータを内蔵している。チャンネル・エンコーダは、受信
機がデータ信号のコヒーレント検波を行うことができる
よう、受信機側での送信データ信号の位相シフトを最低
限に抑えるために十分短いコード化されたデータ・ブロ
ックを発生している。例えば、コード化されたデータ・
ブロックの長さは、コード化されたデータ・ブロックが
システムの送信速度で送信されたときに、コード化され
たデータ・ブロックが、受信機側で予想される最小の位
相シフト間隔の１０％の間隔内に送信されるようなもの
でなければならない。
【０００９】本発明による例示として受信機は、受信し
たデータ信号を復調するために、直角位相シフト・キー
イング（ＱＰＳＫ）または二重位相シフト・キーイング
（ＢＰＳＫ）チャンネル復調器のようなチャンネル復調
器、復調された信号を同相および直交位相処理信号に変
換するための関連ＰＮに整合している第一および第二の
フィルタおよび直交関数シーケンス発生装置、処理した
信号をデジタル信号に変換するための第一および第二の
Ａ／Ｄコンバ−タ、および加重復号信号を発生し、受信
したデータ信号の同期同相の読みを表す発生した復号信
号を選択するための加重信号コヒーレント・デコーダを
内蔵している。
【００１０】本発明による例示としてのコヒーレント・
デコーダは、同相および直角位相デジタル信号および補
足電力信号の実効電力を表す信号を発生するための電力
推定装置、デジタル信号をそれぞれの電力および電力補
足信号と組み合わせることにより加重信号を発生するた
めの加重信号発生装置、各加重信号を復号するためのチ
ャンネル・デコーダ、および復号した加重信号のどれが
受信したデータ信号の同相の読みを表しているのかを識
別するための復号信号選択回路を内蔵している。適当な
選択回路が、復号した信号のそれぞれを再びコード化
し、その再びコード化された信号に対応する元のコード
化された信号を掛ける。その結果得られた信号は、積分
される。最大の大きさを持つ発生積分信号は、対応する
復号信号をデータ信号の同期同相の読みとして識別する
ために使用される。本発明の他の特徴および利点は、以
下の詳細な説明を読み、添付の図面を見れば明らかにな
る。
【００１１】
【発明の実施の形態】図１に、本発明による二重モード
ＣＤＭＡ通信システムを使用している例示としてのセル
ラ電話システムを示す。移動電話交換局５は、中継線１
５で陸上公衆交換電話網１０に接続されている。移動電
話交換局５は、また中継線２０および２５により、それ
ぞれセル・サイト３０および３５に接続されている。各
セル・サイト３０および３５は、移動電話４０のような
移動電話と通信するための無線信号を使用しているアン
テナつきの無線送信機および受信機を持っている。電話
４０は一台しか示されていないが、通常多くの上記の電
話がシステム内に設置されることを理解していただける
ものと考える。同様に、図１に示す他の構成部品の数
も、説明のために図示した数とは違ってくる。
【００１２】移動電話４０は、セルラ電話システム１内
の信号伝播法則および基準に基づいて、セル・サイトと
移動電話との間の最もよい信号伝播に従って決定される
単一のセル・サイトと通信する。上記の信号伝播法則お
よび基準は、当業者には周知である。図１においては、
移動電話４０はセル・サイト３０と通信しているところ
である。セル・サイト３０と移動電話４０との間の通信
は、順方向リンクと呼ばれ矢印５０で示す無線送信リン
クにより行われる。移動電話４０からセル・サイト３０
への通信は、逆方向リンクと呼ばれ矢印４５で示す別の
無線送信リンクにより行われる。通常は、移動電話とセ
ル・サイトとの間の順方向リンクと逆方向リンクはそれ
ぞれ一本ずつである。
【００１３】移動電話４０と陸上の有線電話または他の
移動電話のような他のユーザとの間の電話呼び出しは、
移動電話４０およびセル・サイト３０間のそれぞれのリ
ンク４５および５０、およびセル・サイト３０と移動電
話交換局５間の中継線２０および１５および公衆切り替
え電話ネットワーク１０により、それぞれ行われる。
【００１４】図２，３および８に、セル・サイト３０お
よび／または移動電話４０内で使用される、本発明によ
る送信機および受信機を簡単なブロック・ダイアグラム
で示す。これらについては以下に詳細に説明する。電話
システム１は、移動電話とセル・サイトとの間の通信を
行うために、ＣＤＭＡスペクトル拡散変調技術を使用し
ている。大都市用のセルラ・システムは多数の移動電話
と通信するための数百のセル・サイトを持つことができ
る。本発明によるＣＤＭＡスペクトル拡散技術を使用す
ることにより、従来のＣＤＭＡ通信システムと比較する
と、ユーザの数およびデータ送信速度を増やしたり、上
げたりすることができる。
【００１５】図２に、デジタル化した音声信号のような
入力データ・ストリームμに基づいて変調スペクトル拡
散信号ｚを発生することができる、本発明による例示と
しての送信機１００を示す。図２においては、入力デー
タ・ストリームμは、ダイバーシティ・エンコーダ１０
５に送られる。ダイバーシティ・エンコーダ１０５は、
コード化したデータ信号νを発生するために、特定のコ
ード化速度Ａでデータ・ストリームμのビットをコード
化する。データ信号νのコード化されたデータはデータ
記号に配列することができる。ダイバーシティ・エンコ
ーダ１０５は、コード化されインターリーブされたデー
タ信号バーνを形成するために、コード化したデータ信
号νを、データ信号バーν内に含まれている記号をイン
ターリーブし、再配列する記号インターリーバ１１０に
送る。
【００１６】ダイバーシティ・エンコーダ１０５および
記号インターリーバ１１０は、現在のところ、本発明と
一緒に作動できる望ましい構成部品であるが、本発明に
よるデータ送信技術を実行する際には必要でないし、不
可欠なものでもない。ダイバーシティ・エンコーダ１０
５としては、できれば、データ・ストリームの五つ目毎
のデータ・ビットがコード化された信号νの七つのビッ
トＲＳ記号にコード化されるガロイス・フィールドＧＦ
（２7 ）内のＡ＝３／４のコード化速度を持つリード・
ソロモン社のエンコーダを使用することが望ましい。従
って、発生した信号νの中のＲＳ記号は、送信機と対応
する受信機との間で呼び出しセットアップ時に合意した
時間の間、記号インターリーバ１１０により繰り返しイ
ンターリーブされる。本発明と一緒に、リード・ソロモ
ン社のエンコーダをダイバーシティ・エンコーダ１０５
として使用すれば、ノイズからの保護およびダイバーシ
ティ・ゲインを得るための十分な冗長度が得られる。さ
らに、インターリーバ１１０によりデータ記号をインタ
ーリーブすることにより、バースト・エラーの影響が減
り、ダイバーシティ・ゲインは更に上がる。
【００１７】記号νインターリーバ１１０は、コード化
し、インターリーブしたデータ信号バーνを、コヒーレ
ンス間隔チャンネル・エンコーダ１１５に送り、このエ
ンコーダは上記の信号バーνを特定の長さのコード化さ
れたデータ・ブロックにコード化し、信号ｙを発生す
る。本発明によれば、コード化されたデータ・ブロック
の長さは、。システムのデータ速度で送信されたとき、
受信機側でドップラー位相シフトによる送信信号ｚの位
相シフトが最小になるように、十分短いものでなければ
ならない。
【００１８】コード化したデータ・ブロックの受信中に
起こるすべての位相シフトは、受信機がコヒーレント信
号検出を行うことができるように十分小さなものでなけ
ればならない。データ信号のコヒーレント検出は、デー
タ信号の同相の読みと同期していなければならない。さ
らに、データ・ブロックの受信中に起こるすべての位相
シフトは、通信システムの移動速度が低かろうと高かろ
うと、それには無関係にコヒーレント検出が行えるよう
に、十分小さなものでなければならない。速く移動でき
る環境というのは、通信システムの移動局が、通常自動
車、列車および航空機の移動速度で移動しているような
場合である。移動局が移動しているので、移動局が送信
したり、受信したりする変調信号の位相はそれぞれの受
信機により時間の経過とともにシフトする。
【００１９】移動局の移動による一定の時間内のデータ
信号の周波数のシフトは、通常、ドップラー・シフト周
波数と呼ばれる。例えば、ドップラー・シフト周波数が
２００Ｈｚである場合、５ミリ秒毎に位相は３６０度、
すなわち、１／２００Ｈｚシフトする。これはドップラ
ー・シフト間隔と呼ばれる。ドップラー・シフト周波数
は移動局の速度によって違ってくる。例えば、移動局が
１時間１００キロメートル（６２．５ＭＰＨ）で移動し
ている場合には、ドップラー・シフト周波数は約１５０
Ｈｚである。
【００２０】本発明によれば、各コード化したデータ・
ブロックの送信周期は、受信機側でデータ信号を受信中
に起こる恐れのある位相シフトを最小限に抑えるため
に、ドップラー・シフト間隔より遥かに短くなければな
らない。コード化したブロックの周期は、対応する最短
のドップラー・シフト間隔の約１０％またはそれより短
くなければならない。受信機側でのデータ信号ｚ内の対
応する最小位相シフトにより、受信機は米国特許第４，
９０１，３０７号のＣＤＭＡシステム内で使用されてい
るようなパイロット・トラッキング信号を使用しなくて
も、コヒーレント検出を行うことができる。本発明によ
るコヒーレント検出を行うことができる受信機につい
て、図３および図８を参照しながら、以下に説明する。
【００２１】十分短いコード化したブロックを発生する
適当なコヒーレンス間隔チャンネル・エンコーダ１１５
は、約Ｂ＝１／３のコード化速度を持つ重畳エンコーダ
で、インターリーブされた信号バーνの７ビット記号
を、データ信号ｙ内で２０ビットのブロックにコード化
する。上記のエンコーダは、終わりの６ビットとともに
半分の速度の重畳エンコーダを使用している。その結果
得られるコード化速度は７／２０または約１／３であ
る。データが６４キロボーの速度で送信される場合、入
力データ信号μの５ビットを表す信号バーνのコード化
した２０ビットブロックは、０．０８ミリ秒の時間内に
信号ｚにより送られる。各コード化したブロックは０．
０８ミリ秒間に送信されるので、移動局が約５ミリ秒と
いうドップラー・シフト間隔で移動する場合でも、信号
ｚの最小位相シフトが受信機側で起こる。移動局がこの
ような速い速度で移動する場合でも、その結果起こる受
信機側で予想される位相シフトは、各コード化したブロ
ックの受信中に約６度（（０．０８ミリ秒／５ミリ秒）
ｘ ３６０度）である。受信データ信号内の上記の最小
の位相シフトにより、受信機はパイロット・トラッキン
グ信号を使用しなくても、または複雑な位相推定回路を
使用しなくても、コヒーレント検出を行うことができ
る。
【００２２】ＴＩＡは、上記ＩＳ−９５標準に規定する
重畳エンコーダを使用するように指定しているが、この
ようなエンコーダは、９．６キロボーの送信データ速度
で１９２ビットのデータ・ブロックを処理し、その結
果、２０ミリ秒のブロック間隔が生ずる。約５ミリ秒の
ドップラー・シフト間隔を持つ高速で移動する移動局の
場合には、データ信号の各送信ブロックの継続時間中
に、３６０度の位相シフトが４回起こる。従って、対応
する送信データ信号のコヒーレント検出は非常に難し
い。
【００２３】コヒーレンス間隔チャンネル・エンコーダ
１１５のもう一つの利点は、発生した短いコード化した
データ・ブロックを、受信機側で一度に一つのシーケン
スとして検出することができることである。上記の検出
により、通信システム内の全コヒーレント結合ゲインを
得る場合に、ビット・エラーが少なくてすむことにな
る。対照的に、ＩＳ−９５標準は、一度に１ビット検出
という不利な検出を必要とする１９２ビットの長いコー
ド化したブロックを使用する。
【００２４】コヒーレンス間隔チャンネル・エンコーダ
１１５によりつくられたコード化した信号ｙは、第一の
信号倍率器１２０に送られる。疑似ノイズ（ＰＮ）シー
ケンス発生装置１２５はまた信号倍率器１２０に接続さ
れている。信号倍率器１２０およびＰＮシーケンス発生
装置１２５は、ＰＮエンコーダとしての働きをする。何
故なら、信号倍率器１２０は、スクランブル信号γを形
成するために、信号ｙをＰＮシーケンス発生装置１２５
が発生したＰＮシーケンスと組み合わせる。ＰＮシーケ
ンス発生装置１２５が発生したＰＮシーケンスからの特
定のＰＮシーケンスは、特定の意図する目的の受信機に
応答する。
【００２５】信号倍率器１２０によりデータ信号ｙをＰ
Ｎシーケンスと組み合わせることにより、イブスドロピ
ングが起こらなくなる。その結果得られるスペクトル拡
散信号ｚは、特定のＰＮシーケンス・コードを使用して
信号のスクランブルを解かなかったすべての受信機にノ
イズとなって現れる。信号組合わせ装置１２０により、
イブスドロピングが起こらなくなったので、ＰＮシーケ
ンス発生装置１２５は、今では望ましい追加装置にすぎ
ず、本発明による送信機の操作に不可欠なものでなくな
っている。それ故、信号組合わせ装置１２０およびＰＮ
シーケンス発生装置１２５は、図２の送信機１００から
除外することができ、そうしても、通信のプライバシー
が最重要でない装置内の通信システム１の性能に悪影響
を及ぼさない。
【００２６】信号倍率器１２０によってつくられたスク
ランブル信号γは、ワルシュ・シーケンス発生装置１３
５のような直交関数発生装置からの直交関数シーケンス
を同様に受信する第二の信号倍率器１３０に送られる。
信号倍率器１３０およびワルシュ・シーケンス発生装置
１３５は、直交関数エンコーダとして働く、何故なら信
号倍率器１３０は、拡散スペクトルを持つ信号ｓを形成
するために、スクランブル信号γとＮ個のワルシュ・シ
ーケンスの一つを組み合わせるからである。信号ｓは拡
散信号と呼ばれる。
【００２７】信号γがワルシュ・シーケンスと組み合わ
される結果、データ信号が特殊通信リンクの帯域幅おス
ペクトル全体に広がる。特定のワルシュ・シーケンス
は、電話の呼び出しの最初に指定することができ、電話
中使用することができる。ワルシュ・シーケンスはハー
ダマード・マトリックスとも呼ばれているワルシュ関数
マトリックスの一列に対応する。長さＮのワルシュ・シ
ーケンスは、Ｎ次の対応するマトリックスから手に入れ
ることができる。ワルシュ・シーケンスおよびマトリッ
クスのより詳細な情報は、本明細書に参照文献として記
載したＫ．Ｇ．ビューチャンプの「シーケンス理論入門
付きワルシュおよび関連関数の応用」（１９８４年アカ
デミック・プレス社）に記載されている。
【００２８】Ｎ次のワルシュ関数マトリックスはＮコー
ド記号の間、セット内のすべての異なるシーケンス間の
相互関連は零であるという特性を持っている。ワルシュ
・マトリックス内においては、各シーケンスは他のすべ
てのシーケンスとそのビットの正確に半分だけ異なって
いる。対応する拡散スペクトル信号ｚが同様に、他の拡
散スペクトル信号に直交差するようにするためには、こ
れらの信号は、同期した状態または時間的整合した状態
で送信しなければならない。
【００２９】第二の信号倍率器１３０は、拡散信号ｓを
ＰＮ直角位相シフト・キーイング（ＱＰＳＫ）モジュレ
ータ１４０のようなＰＮチャンネル・モジュレータに送
る。ＰＮ ＱＰＳＫモジュレータ１４０により、拡散信
号ｓ内の二つの信号ビットを、通常単一の信号ビットに
割当てられる時間的間隔内に同時に送信することができ
る。ＱＰＳＫモジュレータも当業者には周知である。適
当なＱＰＳＫモジュレータの構成部品はモジュレータ１
４０のブロック輪郭内に図示してあるが、これにより本
発明が制限されるわけではない。
【００３０】ＱＰＳＫモジュレータ１４０内において
は、マルチプレクサ１４５が、拡散信号ｓ内で受信した
偶数および奇数のビットを、同相またはＩチャンネルの
構成部品１４７および直角またはＱチャンネル構成部品
１４９にそれぞれ送る。Ｉチャンネル構成部品１４７
は、ＩチャンネルＰＮシーケンス発生装置１５２に接続
している信号倍率器１５０および、ローパス・フィル
タ、好ましくは、有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィル
タ、を内蔵している。フィルタ１５４は、さらに信号倍
率器１５８に接続しているデジタル／アナログ（Ｄ／
Ａ）コンバ−タ１５６に接続している。信号倍率器１５
８は、同様に同相周波数発生装置１５９０および信号加
算装置１７０に接続している。
【００３１】Ｑチャンネル構成部品１４９は、Ｑチャン
ネルＰＮコード化データ信号を信号加算装置１７０に送
るという点を除けば、実質的にはＩチャンネル構成部品
１４７と同じものである。Ｑチャンネル構成部品１４９
は、マルチプレクサ１４５からの奇数位のデータ・ビッ
ト、およびＱチャンネルＰＮシーケンス発生装置１６２
からの特定のＰＮシーケンスを受信する信号倍率器１６
０を内蔵している。信号倍率器１６０は、上記のシーケ
ンスを掛け合わせ、ローパス・フィルタ１６４に送って
いる。フィルタ１６４は、またＤ／Ａコンバ−タ１６６
に接続していて、Ｄ／Ａコンバ−タは信号倍率器１６８
に接続している。信号倍率器１６８は、さらに直角位相
周波数発生装置１６９および信号加算装置１７０に接続
している。信号加算装置１７０は、送信のためにアンテ
ナへ送られる変調拡散スペクトル信号ｚを形成するため
に、各チャンネル構成部品１４７および１４９から受信
した同相および直角データ信号を組み合わせる。アンテ
ナから送信する前に信号ｚを増幅するために、当業者に
周知な方法で、高周波アンプを使用することができる。
【００３２】作動中、ＰＮ ＱＰＳＫモジュレータ１４
０のマルチプレクサ１４５は、ＩおよびＱチャンネル構
成部品１４７および１４９によりそれぞれ処理するため
に、拡散信号ｓの偶数および奇数位のビットを分割す
る。その後、分割された信号は、さらにそれぞれの信号
倍率器１５０および１６０および関連ＰＮシーケンス発
生装置１５２および１６２によりスクランブルされ、拡
散される。その後、分割されたスクランブル信号は、対
応するフィルタ１５４および１６４に送られ、そこでＩ
−およびＱチャンネル拡散信号の帯域を制限するため
に、パルス成形される。その後、フィルタをを通った信
号は、Ｄ／Ａコンバ−タ１５６および１６６に送られ、
アナログ信号に変換される。
【００３３】その後、発生したアナログ信号は、信号倍
率器１５８および１６８内で、周波数は同じであるが、
位相が９０度違う対応する直角キャリア信号ＣＯＳ（ω
ｔ）およびＳＩＮ（ωｔ）により変調される。その結果
得られる変調Ｉ−およびＱチャンネル信号は信号加算装
置１７０により加算される。直角キャリア信号ＣＯＳ
（ωｔ）およびＳＩＮ（ωｔ）の位相は、相互に９０度
違っているので、その結果得られる変調Ｉ−およびＱチ
ャンネル信号の位相も相互に９０度違っているので、変
調拡張スペクトル信号ｚを形成するために、加算装置１
７０により組み合わされると、信号は相互に直交するこ
とになる。
【００３４】本発明による送信機は、図２に示すＰＮチ
ャンネル・モジュレータとして、ＰＮ ＱＰＳＫモジュ
レータを持っているが、例えば、二重位相シフト・キー
イング（ＢＰＳＫ）を内蔵しているＰＮチャンネル・モ
ジュレータならどんなものでも使用することができる。
適当なＢＰＳＫモジュレータは、本質的に図２に示すＱ
ＰＳＫモジュレータに類似しているが、マルチプレクサ
１４５は省略してある。上記のＢＰＳＫモジュレータ内
においては、拡散信号ｓの各ビットは信号倍率器１５０
および１６０の両方に直接送られ、そこで変調が行われ
る前に、ＰＮシーケンス発生装置１５２および１６２か
らのＩ−およびＱチャンネルＰＮシーケンスと組み合わ
される。
【００３５】送信機１００は、順方向通信リンク４５用
の図１のセル・サイト３０内で使用することができる。
おそらく複数になるとおもわれる移動局との通信を容易
にするために、できれば、セル・サイト３０内に複数の
送信機１００を使用することが望ましい。上記の各送信
機は、各移動局への対応する順方向リンクにより通信を
維持する。上記の通信システムにおいては、異なるワル
シュ・シーケンスが各送信機のワルシュ・シーケンス発
生装置１３５によって使用され、対応する発生した拡散
信号が相互に干渉を起こさない直角信号をつくるため
に、同期が行われるか、時間的に整合される。
【００３６】同様に、送信機１００は、図１の逆方向通
信リンク５０によりデータを送信するために移動局４０
内で使用することができる。特定の用途に使用する場
合、移動局内で、発生した組合わせ結合拡散信号を同期
させることが望ましいし、そうすることができる。例え
ば、特定のセル・サイトと通信するビルまたはマイクロ
・セル内の多重コンピュータ、または他の室内送信機
は、それらの送信拡散スペクトル信号を同期するために
相互に通信できるし、通信制御装置（図示してない）と
通信することができる。上記の移動局の送信機は、セル
・サイト送信機のところですでに説明したのと実質的に
同じ方法で作動する。
【００３７】逆に、マリー信号形式だけを使用してい
る、米国特許第４，９０３，３０７号に記載されている
ような通信システムの逆方向リンク内のデータ信号の同
期は、非常に難しく、実行コストが高い。それ故、同期
が行われたとき、本発明により送信機により逆方向リン
クを通して送信された信号は、先行技術であるこれらタ
イプのＣＤＭＡシステムと比較すると、干渉が実質的に
少ない。さらに、逆方向リンクの送信機を同期すること
ができない場合には、コヒーレンス間隔チャンネル・エ
ンコーダ１１５は直角関数エンコーダ１３０，１３５お
よびＰＮモジュレータ１４０とともに、受信機によるコ
ヒーレント検出を容易にするのに十分なレベルのビット
・エネルギー／ノイズ密度比、Ｅb／Ｎoを持っている変
調信号ｚをつくることになる。
【００３８】図３に、変調拡散スペクトル信号ｚを受信
することができる、本発明による例示としての受信機２
００を示す。すでに示したように、本発明の特徴を使用
すれば、受信機２００が受信した信号ｚの特徴は、位相
のシフトが非常に少ないということである。図に示した
実施例においては、２０ビットのブロックが毎秒６４キ
ロボーの速度で送信される。ドップラー位相シフト間隔
が０．５ミリ秒であるような通常の高速移動局内の各２
０ビットのブロックの持続時間内での受信した信号ｚの
位相のシフトは、最大でも６度でなければならない。図
２および図３に示す類似信号は、分かりやすくするため
に類似の参照記号がつけてある。例えば、信号ｚ、ｖお
よびｕのように。図３においては、受信機のアンテナに
より受信された変調拡散スペクトル信号ｚは、Ｉ−およ
びＱチャンネル信号倍率器２０５および２１０に送られ
る。信号倍率器２０５および２１０は、同様にそれぞれ
の周波数シンセサイザ２０６および２１１からダウン変
換信号を受信する。
【００３９】信号倍率器２０５および２１０は、信号ｚ
を同相チャンネルおよび直角位相チャンネル・ベースバ
ンド・コード化信号ｊ1 およびｊ2 にダウン変換するた
めに各受信信号を組み合わせる。コード化信号ｊ1 およ
びｊ2 はそれぞれの信号倍率器２１５および２２０に送
られる。信号倍率器２１５および２２０は、信号を復調
コード化信号ｋ1 およびｋ2 に復調するために、コード
化ベースバンド信号ｊ1 およびｊ2 と、ＰＮシーケンス
発生装置２１６および２２１からの対応するＩ−および
ＱチャンネルＰＮシーケンスと組み合わせる。従って、
信号倍率器２０５および２１０およびＩ−およびＱチャ
ンネルＰＮシーケンス発生装置２１６および２２１は、
ＰＮ ＱＰＳＫチャンネル復調装置として作動する。
【００４０】コード化信号ｋ1 およびｋ2 はそれぞれの
整合フィルタ２２５および２３０にそれぞれ送られる。
整合フィルタ２２５および２３０は、さらにそれぞれシ
ーケンス発生装置２２７および２２９からワルシュ・シ
ーケンスおよびＰＮシーケンスのような直角関数シーケ
ンスを受信する。整合フィルタ２２５および２３０は、
コード化信号ｋ1 およびｋ2 の拡散およびスクランブル
を解除して、データ信号バーｓ1 およびバーｓ2 を得る
ために、これらのシーケンスを使用する。通信のプライ
バシーが通信システム内において非常に重要でなく、変
調拡散スペクトル信号がＰＮシーケンスでスクランブル
されていない場合には、ＰＮシーケンス発生装置２２９
を省略できるし、省略しても受信機２００の性能に悪影
響はない。
【００４１】データ信号バーｓ1 およびバーｓ2 は、こ
れら信号をデジタル信号ｄ1 およびｄ2 に変換するため
の対応するアナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）コンバ−タ２
３５および２４０に送られる。受信した拡散スペクトル
信号ｚをデジタル信号ｄ1 およびｄ２に変換する受信機
２００の構成部品は、全体として、破線２４５で示すＰ
Ｎチャンネル復調装置およびデスプレッダと見なすこと
ができる。その後、デジタル信号ｄ1 およびｄ2 は、加
重信号コヒーレント・デコーダ２５０に送られる。図４
および図６に、本発明によるＱＰＳＫおよびＢＰＳＫデ
ータ信号を処理するための例示としてのコヒーレント・
デコーダ２５０をそれぞれ示す。このデコーダについて
は以下に説明する。
【００４２】コヒーレント・デコーダ２５０は、デジタ
ル信号ｄ１およびｄ２を復号して、図２のインターリー
バ１１０が発生したインターリーブされ、コード化され
た信号バーνに対応するデジタル信号バーνにきちんと
組み合わせる。コヒーレント・デコーダ２５０は、デジ
タル信号ｖをインターリーブ解除装置２５５に送り、そ
こでデータ信号νを形成するために、データ記号は元の
順序に配列される。データ信号νは、図２のダイバーシ
ティ・エンコーダ１０５の補足装置であるダイバーシテ
ィデコーダ２６０に送られる。ダイバーシティ・デコー
ダ２６０は、データ信号νを元のデータ信号ｕに復号す
る。対応する送信機からダイバーシティ・エンコーダ１
０５および／または記号インターリーバ１１０を省略す
ると、補足構成記号除去装置２５５および／またはダイ
バーシティ・デコーダ２６０を受信機２００から省略し
なければならない。
【００４３】受信機２００が、図２の送信機１００によ
り送信されたデータを受信するには、図３の周波数シン
セサイザー２０６および２１１は図２の周波数シンセサ
イザー１５９および１６９に対応する周波数および位相
シフトを持つ信号を発生しなければならない。同様に、
ＰＮシーケンス発生装置２１６，２２１および２２９
は、それぞれＰＮシーケンス発生装置１５２，１６２お
よび１２５に対応するシーケンスを発生しなければなら
ないし、ワルシュ・シーケンス発生装置２２７は、ワル
シュ・シーケンス発生装置１３５が発生したシーケンス
に対応するワルシュ・シーケンスを発生しなければなら
ない。セル・サイトの加重信号コヒーレント・デコーダ
２５０を使用すると、受信機２００は通常の非コヒーレ
ント・セル・サイト受信機で受信したデータ信号を検出
する際に３ｄＢのゲインを得ることができる。さらに、
加重信号コヒーレント・デコーダ２５０を使用すること
により、パイロット・トラッキング信号を使わなくて
も、セル・サイト受信機によりコヒーレント信号の検出
を行うことができる。
【００４４】図４に、本発明による例示としての加重信
号コヒーレント・デコーダ２５０を示す。図４のコヒー
レント・デコーダ２５０は、ＱＰＳＫで変調された拡散
スペクトル信号ｚからのコード化デジタル信号ｄ1 およ
びｄ2 を処理することができる。図４について説明する
と、図３のＡ／Ｄコンバ−タ２３５および２４０が発生
したコード化信号ｄ1 およびｄ2 は、対応する電力推定
装置３０５および３１０に送られる。コード化したデジ
タル信号ｄ1 は、また第一および第二の信号倍率器３３
５および３３６へ送られ、デジタル信号ｄ2 もまた第三
および第四の信号倍率器３３７および３３８へ送られ
る。
【００４５】電力推定装置３０５および３１０は、それ
ぞれのデジタル信号ｄ1 およびｄ2の電力の実行値を決
定し、対応する電力信号Ｈ1 およびＨ2 およびその補足
信号−Ｈ1 および−Ｈ2 を発生する。補足電力信号−Ｈ
1 および−Ｈ2 は、対応する電力信号Ｈ1 およびＨ2 か
ら１８０度位相がずれている。図には、電力推定装置３
０５および３１０は、デジタル信号電力の実行値を示す
発生電力信号として表示されているが、対応するデジタ
ル信号の強さを表す強度を持つ電力信号なら、どの信号
でも本発明で使用することができる。
【００４６】電力信号Ｈ1 は、信号倍率器３３５に送ら
れ、補足電力信号−Ｈ1 は信号倍率器３３６に送られ
る。同様に、電力信号Ｈ2 は、信号倍率器３３７に送ら
れ、補足電力信号−Ｈ2 は信号倍率器３３８に送られ
る。信号倍率器３３５−３３８は、式ｄ1（±Ｈ1）およ
びｄ2（±Ｈ2）の順列である対応する加重信号バーｕx
を発生する。上記の順列は、信号のきちんとした組み合
わせを行うことができるような種々の位相関係の信号の
重みを表す。信号倍率器３３５は、信号バーｕ1＝ｄ1Ｈ
1 を発生し、信号倍率器３３６は、信号バーｕ2＝ｄ
1（−Ｈ1）を発生し、信号倍率器３３７は、信号バーｕ
3＝ｄ2（−Ｈ2）を発生し、 信号倍率器３３８は、信号
バーｕ4＝ｄ2（−Ｈ2）を発生する。従って、四つの信
号倍率器３３５−３３８は、加重信号発生装置として作
動する。
【００４７】各加重信号バーｕ1 ないしバーｕ4 は各デ
コーダ３４０、３４２、３４４および３４６ならびに第
一および第二復号信号選択回路３４７および３４８に送
られる。デコーダ３４０−３４６としては、当業者には
周知のビタビ・デコーダ型を使用することができる。デ
コーダ３４０および３４２は、選択回路３４７に送られ
るＱＰＳＫ変調信号ｚの偶数位のビットに対応する加重
復号信号バーν１およびバーν２を発生する。同様に、
デコーダ３４４および３４６は、選択回路３４８に送ら
れる奇数位のデータ・ビット用の対応する加重復号信号
バーν３およびバーν４を発生する。
【００４８】以下の図５のところで更に説明する各選択
回路３４７および３４８は、復号加重信号バーν1 ，バ
ーν2 ，バーν3 およびバーν4 の中のどれが、受信し
た信号ｚの正しく復号された偶数位および奇数位のビッ
トに対応するかを決定し、選択する。復号加重信号バー
ν1 ，バーν2 ，バーν3 およびバーν4 の中には、受
信した信号ｚから発生することができる、種々の極性お
よび相対位相関係の偶数および奇数の復号加重信号が含
まれている。その後、選択された偶数および奇数の加重
信号は、デマルチプレクサ３４９により組み合わされ、
組み合わせ復号コヒーレント検出デジタル・シーケンス
バーνとなり、図３のインターリーバ２５５に送られ
る。
【００４９】図５に、例示としての復号信号選択回路３
４７を示す。選択回路３４８は，図５の選択回路３４７
と実質的に同じ方法でつくることができる。図５につい
て説明すると、復号デジタル信号バーν1 およびバーν
2 は、スイッチ４７０のそれぞれの入力４７２に送られ
る。また、信号バーν1 およびバーν2 は各エンコーダ
４０５および４１０により、信号ｍ1 およびｍ2 に再び
コード化される。エンコーダ４０５および４１０は、図
２の対応する送信機１００内で、コヒーレンス間隔チャ
ンネルエンコーダ１１５と同じコード化を行わなければ
ならない。図４の信号倍率器３３５および３３６により
発生した、コード化信号バーｕ1 およびバーｕ2 は、遅
延装置４８０および４８２に送られる。これら遅延装置
としては、従来のラッチを使用することができる。
【００５０】再度コード化された信号ｍ1 およびｍ2
は、その後、信号倍率器４２５および４３０により、そ
れぞれの遅延コード化信号バーｕ1 およびバーｕ2 と組
み合わされる。その結果得られた信号は、積分信号Ｒ1
およびＲ2 を形成するために、インテグレータ４４５お
よび４５０によってそれぞれ積分される。遅延装置４８
０および４８２は、エンコーダ４０５および４１０の処
理時間を補償する。従って、遅延装置４８０および４８
２は、信号倍率器４２５および４３０で、信号バーｕ1
およびバーｕ2 のビットを、再度コード化された信号ｍ
1 およびｍ2 の対応するビットと整合させるためにコー
ド化した情報を遅らせる。
【００５１】積分信号Ｒ1 およびＲ2 は、スイッチ４７
０の制御入力に接続している最大信号検出装置４６５に
送られる。最大信号検出装置４６５は、信号Ｒ1 および
Ｒ2のとちらが最大の振幅を持ち、復号信号バーν１お
よびバーν２をスイッチ出力４７７に接続するためにス
イッチ４７０を制御するのかを判断する。最大の振幅を
持つ信号Ｒ1 およびＲ2 は、正しくきちんと復号された
信号に対応する。従って、偶数位のビット用の正しい復
号信号は、図４のデマルチプレクサ３４９に接続されて
いるスイッチ出力４７７に送られる。同様に、選択回路
３４８は、奇数位のビットを信号コンバイナ３４９に送
る。
【００５２】図３の受信機２００も、同様にＢＰＳＫ変
調信号を検出し、復号するのに使用することができる。
ＢＰＳＫ変調信号は、ＱＰＳＫ変調信号内でのようにチ
ャンネル上の一つおきのビットを使用する代わりに、同
じビットがＩ−およびＱチャンネル上に変調されるのを
除けば、本質的にはＱＰＳＫ変調信号と同じである。図
６に、ＢＰＳＫ変調された拡散スペクトル信号ｚからつ
くられたコード化した信号ｄ1 およびｄ2 を処理するた
めの、図３のコヒーレント・デコーダ２５０の代わりに
使用することができる、本発明による例示としての重み
付け信号コヒーレントデコーダ３００を示す。図４およ
び６の類似の構成部品には、分かり易くするために、類
似の番号がつけてある。例えば、電力推定装置には３０
５および３１０およびデコーダには３４０−３４６がつ
けてある。
【００５３】図６について説明すると、図３のＡ／Ｄコ
ンバ−タ２３５および２４０により発生した、コード化
信号ｄ1 およびｄ2 は、対応する電力推定装置３０５お
よび３１０ならびに各信号コンバイナ３１５，３２０，
３２５および３３０に送られる。電力信号Ｈ1 は、信号
コンバイナ３１５および３２０へ、補足電力信号−Ｈ 1
は信号コンバイナ３２５および３３０に送られる。同じ
ように、電力信号Ｈ2は、信号コンバイナ３１５および
３２５へ、補足電力信号−Ｈ2 は信号コンバイナ３２０
および３３０に送られる。
【００５４】各信号コンバイナ３１５−３３０は、第一
および第二信号倍率器３３５および３３７および信号加
算装置３３９を内蔵することができる。各信号コンバイ
ナ３１５−３３０内においては、信号倍率器３３５およ
び３３７ならびに信号３３９は、式ｄ1（±Ｈ1）＋ｄ2
（±Ｈ2）の四つの順列の対応する対応する加重信号バ
ーｕx を発生する。信号コンバイナ３１５は、信号バー
ｕ1＝ｄ1Ｈ1＋ｄ2Ｈ2を、信号コンバイナ３２０は、信
号バーｕ2＝ｄ1Ｈ1＋ｄ2（−Ｈ2） を、信号コンバイナ
３２５は、信号バーｕ3＝ｄ1（−Ｈ1）＋ｄ2Ｈ2 を、そ
して信号コンバイナ３３０は、信号バーｕ4＝ｄ1（−Ｈ
1）＋ｄ2（−Ｈ2） をそれぞれ発生する。従って、四つ
の信号コンバイナ３１５−３３０は、コヒーレント検出
を容易にするために、各信号に対応する電力および補足
電力信号を掛けることにより、すべての可能な信号極性
の組み合わせを示す発生信号と共に、加重信号発生装置
として作動する。さらに、各信号は、高いＳＮ比を持つ
これら信号により大きな重みが割り当てられるように、
その電力の実効値により重みがつけられる。
【００５５】重みをつけられた各信号バーｕ1 ないしバ
ーｕ4 は、各デコーダ３４０，３４２，３４４および３
４６並びに四つの入力を持つ復号信号選択回路３５０に
送られる。図７に四つの入力を持つ復号シーケンス選択
回路３５０を示す。この選択回路については以下に説明
する。各デコーダ３４０−３４６は、復号加重信号バー
ν1 ，バーν2 ，バーν3 およびバーν4 の中の対応す
る信号を発生する。この信号は復号選択回路３５０に送
られる。選択回路３５０は、復号加重信号バーν1 ない
しバーν4 の中のどれが極性および位相関係が受信信号
の同期同相の読みを表している正しくきちんと組み合わ
された復号シーケンスに対応するのかを決定し、選択す
る。その後、対応する選択復号信号は、デジタル信号バ
ーνで表示したように、図３のインターリーバ２５５に
送られる。図４のデータ・コンバイナ３４９は、図６の
ＢＰＳＫコヒーレント・デコーダ３００には必要ないも
のである。何故なら、偶数および奇数位のビットが分離
されていないからである。
【００５６】図７に本発明による例示としての四つの入
力を持つ復号信号選択回路３５０を示す。図７の四つの
入力を持つ選択回路３５０はおよび図５の二つの入力を
持つ選択回路３４７は、実質的に同じものである。しか
し、四つの入力を持つ選択回路３５０は、さらにエンコ
ーダ４１５および４２０、遅延装置４８４および４８
６、信号倍率器４３５および４４０並び二つの入力信号
グループを処理するためのインテグレータ４５５および
４６０を使用している。図５および図７の類似構成部品
には、分かりやすくするために、類似の番号がつけてあ
る。例えば、エンコーダには４０５および４１０、最大
検出装置には４６５、スイッチには４７０がつけてあ
る。
【００５７】図７について説明すると、コード化信号バ
ーν1 ないしバーν4 は、スイッチ４７０の各入力４７
２に送られる。同様に、コード化デジタル信号バーν1
−バーν4 は、各エンコーダ４０５，４１０，４１５お
よび４２０により、コード化信号ｍ1 ，ｍ2 ，ｍ3 およ
びｍ4 に再度コード化される。エンコーダ４０５−４２
０は、図２のチャンネル・エンコーダ１１５のコード化
と同じコード化を行わなければならない。図６の信号コ
ンバイナ３１５−３３８が発生したコード化信号バーｕ
1 ，バーｕ2 ，バーｕ3 およびバーｕ4 は、遅延装置４
８０，４８２，４８４および４８６に送られる。
【００５８】再度コード化した信号ｍ1 ，ｍ2 ，ｍ3 お
よびｍ4 は、信号倍率器４２５，４３，４３５および４
４０により各遅延コード化信号バーｕ1 ないしバーｕ4
と組み合わされる。その結果得られる信号は、その後、
積分信号Ｒ1 ，Ｒ2 ，Ｒ3 およびＲ4 を形成するため
に、それぞれインテグレータ４５５，４５０，４５５お
よび４６０により積分される。遅延装置４８０−４８６
は、マルチプレクサ４２５−４４０において、信号バー
ｕ1 −バーｕ4 のビットを再度コード化した信号ｍ1 −
ｍ4 の対応するビットと整合させることにより、エンコ
ーダ４０５−４２０の処理時間の補償を行う。
【００５９】積分信号Ｒ1 −Ｒ4 は、スイッチ４７０の
制御入力に接続している最大信号検出装置４６５に送ら
れる。最大信号検出装置４６５は、信号Ｒ1 −Ｒ4 の中
のどれが最大の振幅を持ち、スイッチ出力４７７の対応
する復号信号を接続するためにスイッチ４７０を制御す
るのかを決定する。正しい復号信号バーνは、図３のイ
ンターリーバ解除装置２５５に接続しているスイッチ出
力４７７に送られる。同期の読みを示す復号信号の任意
の数の一つを選択するために復号信号選択回路は、図５
および図７の回路３４７および３００と実質的に同じ方
法でつくることができる。
【００６０】本発明のコヒーレント検出方法は、通信シ
ステム内のダイバーシティ・ゲインにより性能を上げる
ために、多重アンテナを使用している受信機に容易に適
用することができる。図８は、二つのアンテナからＡ受
信した変調拡散スペクトル信号ｚを処理することができ
る受信機５００を示す。図３および８の類似の構成部品
には、分かりやすくするために、類似の番号がつけてあ
る。例えば、ＰＮチャンネル復調装置には２４５および
デインターリーバには２５５がつけてある。
【００６１】図８においては、変調拡散スペクトル信号
ｚは、信号ｚおよびｚ’で示すように、二つの独立した
アンテナで受信される。各信号ｚおよびｚ’は、各チャ
ンネル復調装置およびデスプレッダ２４５により復調さ
れる。各復調装置２４５は、図３のチャンネル復調装置
およびデスプレッダ２４５内に示すように、実質的に同
一の構成部品を内蔵することができる。チャンネル復調
装置およびデスプレッダ２４５は、対応する復調Ｉ−お
よびＱチャンネル・データ信号ｄ1 およｄ2 並びに
ｄ1’およびｄ2’を発生する。これら信号は多重信号コ
ヒーレント・デコーダ５１０に送られる。
【００６２】コヒーレント・デコーダ５１０は、データ
・シーケンスを復号し、図３のデジタル信号に対応する
復号信号バーνをつくるために、復号したものを組み合
わせる。その後、デジタル信号バーνは、信号バーνを
作るために、デインターリーバ２５５によりインターリ
ーブの解除が行われ、この信号は、図３のところですで
に説明したのと実質的に同じ方法で、元のデータ信号ｕ
をつくるために、ダイバーシティ・デコーダ２６０によ
り復号される。
【００６３】図９に本発明による適当な多重信号コヒー
レントデコーダ５１０を示す。図９においては、偶数位
のビットを含んでいる復調Ｉチャンネル・データ信号に
対応するデジタル・シーケンスｄ1 およびｄ1’が、図
６のところですでに説明したように、第一のコヒーレン
ト・デコーダ３００の送られる。このデコーダ３００
は、これらの信号をコヒーレントに復号し、偶数位の復
号ビット信号バーνe をつくるために組み合わせる。同
様に、Ｑチャンネル復調信号を示すデジタル・シーケン
スｄ2 およびｄ2’は、奇数位のビット信号バーνo を
発生する第二のコヒーレント・デコーダ３００に送られ
る。その後、偶数位および奇数位の信号バーνe および
バーνo は、デジタル信号バーνをつくるために、デマ
ルチプレクサ３４９に送られる。
【００６４】図８および９に二つのアンテナからの受信
信号を処理することにより、ダイバーシティ・ゲインを
得ることができる受信機を示したが、本発明によれば、
任意の数のアンテナを使用することができる。上記の受
信機内には、類似の複数Ｎのアンテナから受信した変調
信号を処理するために、複数Ｎのチャンネル復調装置が
使用されている。対応する復調Ｉ−およびＱチャンネル
・デジタル信号ｄ1 ，．．．ｄ1 Nおよびｄ2 ，．．．ｄ
2 Nは、図９の多重信号コヒーレント・デコーダ３５０と
実質的に同一であってもいい単一コヒーレント・デコー
ダに送られる。
【００６５】上記のコヒーレント・デコーダ内において
は、発生したＩ−およびＱチャンネル信号は、図６のコ
ヒーレント・デコーダ３００に類似している各加重信号
コヒーレント・デコーダに送られる。上記の加重信号コ
ヒーレント・デコーダ内においては、電力推定装置信号
Ｈ1 ，．．．，ＨN は、推定装置３０５および３１０に
類似の電力推定装置により発生する。さらに、加重信号
コヒーレント・デコーダ内においては、信号コンバイ
ナ、デコーダおよび選択回路の入力の数は、自乗したア
ンテナの数、すなわち、Ｎ2 に等しい。例えば、三本の
アンテナを使用した場合には、正しく、コヒーレントに
復号した信号を得るためには、信号によるすべての可能
な位相を発生するには、３の自乗、すなわち、９の信号
コンバイナ、デコーダおよび選択回路の入力が必要であ
る。信号コンバイナは、下記の式のすべての順列に対応
する信号を発生しなければならない。
【数１】
【００６６】上記の式中、Ｎはアンテナの数である。本
発明の精神から逸脱しないで、上記の式の順列に対応す
る信号を発生するのに必要な構成部品の数を減らすため
に、適当な技術を使用することができる。
【００６７】発生した組み合わせ信号は、図５および図
７の最大値信号技術に基づいて選択中の受信信号の同期
の読みに対応する特定の復号信号を使って、図６に示す
ような方法で各コヒーレント・デコーダにより復号しな
ければならない。
【００６８】本発明による受信機は、現存の通常のＣＤ
ＭＡ受信機と比較すると、信号／ノイズ密度比を改善す
るために、順方向リンクまたは逆方向リンクのどちらに
使用された場合でも、コヒーレント信号検出を行うとい
う利点を持っている。さらに、本発明による受信機は、
パイロット・トラッキング信号を使用しなくても、コヒ
ーレントな検出を行う。
【００６９】本発明によるＣＤＭＡ送信機および受信機
のいくつかの実施例を詳細に説明してきたが、当業者な
ら本発明の精神から逸脱しないで、記載した実施例に多
くの修正を行うことができることを容易に理解できるだ
ろう。そのようなすべての修正は、特許請求の範囲内に
含まれる。例えば、通信システム内に設置するダイバー
シティ・エンコーダおよびデコーダとして、通信リンク
内でのノイズの干渉により起こるビット・エラーを最低
限に抑えるための適当な冗長度を与えるのに、十分名長
さを持つ重畳エンコーダおよびデコーダを使用できる。
さらに、通信システムは、セルラ遠隔通信に限定される
ものではなく、速い送信速度と少ないビット・エラーが
必要なすべての多重信号通信環境内で使用することがで
きる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による二重モードＣＤＭＡ通信システム
を使用したセルラ電話システムのブロック・ダイアグラ
ムである。
【図２】図１の通信システムのセル・サイトまたは移動
局で使用される、本発明による例示としての二重モード
送信機の簡単なブロック・ダイアグラムである。
【図３】図１のセル・サイトまたは移動局で使用され
る、本発明による例示としての受信機の簡単なブロック
・ダイアグラムである。
【図４】直角位相シフト・キーイング（ＱＳＰＫ）変調
データ信号を復号するための図３の受信機内で使用され
る、本発明による例示としての構造的加重信号コヒーレ
ント・デコーダの簡単なブロック・ダイアグラムであ
る。
【図５】図４のコヒーレン検波器内で使用される、本発
明による例示としての選択回路の簡単なブロック・ダイ
アグラムである。
【図６】二重位相シフト・キーイング（ＢＰＳＫ）変調
データ信号を復号するための図３の受信機内で使用され
る、本発明による例示としての構造的加重信号コヒーレ
ント・デコーダの簡単なブロック・ダイアグラムであ
る。
【図７】図６のコヒーレント・デコーダ内で使用され
る、図５に示すものと類似の例示としての選択回路の簡
単なブロック・ダイアグラムである。
【図８】多重アンテナからの信号を処理することができ
る、本発明による受信機の他の実施例の簡単なブロック
・ダイアグラムである。
【図９】図８の受信機内で使用するのに適している本発
明によるコヒーレント・デコーダである。
【符号の説明】
１２０、１３０、１５０、１５８、１６０、１６８ 信
号倍率器 １４５ マルチプレクサ １４７ Ｉチャンネル構成部品 １４９ Ｑチャンネル構成部品 １５４、１６４ ローパスフィルタ １５６、１６６ デジタル／アナログコンバータ １７０ 信号加算装置

Claims (48)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 ＣＤＭＡ拡散スペクトル送信システム内
    でデータ信号を送信するための装置であって、入力が入
    力データ信号を受信することができ、 コヒーレンス・チャンネル・エンコーダが入力データ信
    号を処理してコード化されたデータ信号ブロックにする
    ことができる、入力および出力を持っているコヒーレン
    ス間隔チャンネル・エンコーダと、 入力がチャンネル・エンコーダに接続されていて、直角
    関数エンコーダが、出力に送る拡散データ信号を形成す
    るために、その入力で受信したデータ信号と特定の直角
    関数シーケンスとを組み合わせる、入力および出力を持
    っている直角関数エンコーダと、 入力が直角関数エンコーダの出力と接続していて、ＰＮ
    チャンネル・モジュレータが、拡散信号を少なくとも一
    つのＰＮシーケンスと組み合わせ、その結果得られたデ
    ータ信号を変調し、発生したデータ・ブロックが、受信
    機がデータ信号のコヒーレント検出ができるように、受
    信機側で送信された変調データ信号の位相シフトＫを最
    低限に抑えるような十分な長さのものである、入力およ
    び出力を持っている疑似（ＰＮ）チャンネル・モジュレ
    ータを含む装置。
  2. 【請求項２】 コヒーレンス間隔チャンネル・エンコー
    ダが重畳エンコーダである請求項１に記載の装置。
  3. 【請求項３】 チャンネル・エンコーダからのコード化
    されたデータ信号を特定のＰＮシーケンスとを組み合わ
    せ、組み合わせた信号を直角関数エンコーダに送るチャ
    ンネル・エンコーダ出力と直角関数エンコーダとの間に
    接続されたＰＮエンコーダをさらに含む請求項１に記載
    の装置。
  4. 【請求項４】 直角関数エンコーダがワルシュ・エンコ
    ーダである請求項１に記載の装置。
  5. 【請求項５】 ＰＮチャンネル・モジュレータがＰＮ
    ＱＰＳＫモジュレータである請求項１に記載の装置。
  6. 【請求項６】 入力と出力とを持っているダイバーシテ
    ィ・エンコーダをさらに含み、入力が入力データ信号を
    受信機し、出力がチャンネル・エンコーダ入力に接続さ
    れている請求項１に記載の装置。
  7. 【請求項７】 入力および出力を持っている記号インタ
    ーリーバをさらに含み、記号インターリーバの出力がチ
    ャンネル・エンコーダの入力に接続されていて、記号イ
    ンターリーバの入力が第二のチャンネル・エンコーダの
    出力に接続されている請求項６に記載の装置。
  8. 【請求項８】 ダイバーシティ・エンコーダがリード・
    ソロモン社のエンコーダである請求項６に記載の装置。
  9. 【請求項９】 コヒーレンス間隔チャンネル・デコーダ
    が、入力データ信号を処理して受信機側で予想される最
    小のドップラー位相シフト間隔の１０％以下の時間内に
    送信されるコード化されたデータ・ブロックにする請求
    項１に記載の装置。
  10. 【請求項１０】 コヒーレンス間隔チャンネル・デコー
    ダが、データ信号を処理して予想される最小のドップラ
    ー位相シフトの１０％以下に対応する時間内に送信され
    るコード化されたデータ・ブロックにする請求項１に記
    載の装置。
  11. 【請求項１１】 １１．装置が、少なくとも一つの他の
    類似の送信システムを使用して、同期した状態でデータ
    信号を送信することができる請求項１に記載の装置。
  12. 【請求項１２】 ＣＤＭＡ拡散スペクトル通信システム
    内でデータ信号を受信するための装置であって、 入力がコード化された変調データ信号を受信する、入力
    と同相および直交位相信号出力を持っているチャンネル
    ・復調装置と、 それぞれ復調装置の同相および直交信号出力に接続され
    ている第一および第二の整合フィルタと、 第一および第二の整合フィルタに接続されているＰＮシ
    ーケンス発生装置と、 各整合フィルタが直角関数シーケンスおよびＰＮシーケ
    ンスを復調装置からの復調された同相および直交位相デ
    ータ信号と組み合わせる第一および第二の整合フィルタ
    に接続されている直交関数シーケンス発生装置と、 それぞれ第一および第二の整合フィルタに接続している
    第一および第二のアナログ−デジタル（Ａ／Ｄ）コンバ
    −タと、 アナログ−デジタル・コンバ−タに接続していて、解読
    された信号出力を持っている加重信号コヒーレント・デ
    コーダを含む装置。
  13. 【請求項１３】 入力および出力を持っているダイバー
    シティ・デコーダをさらに含み、入力がコヒーレントデ
    コーダの出力に接続していて、ダイバーシティ・デコー
    ダが出力データ信号を発生するために、コヒーレント・
    デコーダから送られるデータ記号を解読する請求項１２
    に記載の装置。
  14. 【請求項１４】 コヒーレント・デコーダ出力とダイバ
    ーシティ・デコーダ入力との間に接続している記号デイ
    ンターリーバをさらに含む請求項１３に記載の装置。
  15. 【請求項１５】 ダイバーシティ・デコーダがリード・
    ソロモン社のデコーダである請求項１３に記載の装置。
  16. 【請求項１６】 請求項１２に記載の装置であって、コ
    ヒーレント・デコーダが、Ａ／Ｄコンバ−タから受信し
    たデジタル信号ｄ1 およびｄ2 の信号強度に基づいて電
    力信号Ｈ1 およびＨ2 を発生する、それぞれ第一および
    第二のＡ／Ｄコンバ−タ出力に接続している第一および
    第二の電力推定装置と、ｄ1（±Ｈ1）およびｄ2（±
    Ｈ2）といる加重信号の組み合わせがそれぞれ発生装置
    の出力で発生する、第一および第二のＡ／Ｄコンバ−タ
    出力に接続していて、電力信号Ｈ1およびＨ2 を受信す
    る加重信号発生装置と、 各チャンネル・デコーダが対応する構造的加重信号発生
    装置の出力に接続している出力および入力を持っている
    四つのチャンネル・デコーダと、 どの加重復号信号がデータ信号の同相の読みを表してい
    るのかを決定し、選択した復号信号を選択回路の復号信
    号出力に送る、加重信号発生装置の出力およびチャンネ
    ル・デコーダの出力に接続している復号信号選択回路を
    含む装置。
  17. 【請求項１７】 コヒーレント・デコーダがＱＰＳＫ変
    調データ信号をコヒーレントに復号し組み合わせ、復号
    選択回路がそれぞれ同相および直交位相信号を回路の出
    力に送る二つの回路であり、コヒーレント・デコーダ
    が、さらに復号した同相直交位相データ信号を再度組み
    合わせるために、選択回路に接続されている請求項１６
    に記載の装置。
  18. 【請求項１８】 コヒーレント・デコーダがＢＰＳＫ変
    調データ信号をコヒーレントに復号し組み合わせ、加重
    信号発生装置が四つの信号コンバイナを含み、それぞれ
    の信号コンバイナが信号加算装置に接続している第一お
    よび第二の信号倍率器を持ち、各信号加算装置が、式ｄ
    1（±Ｈ1）＋ｄ2（±Ｈ2）の対応する順列を発生する請
    求項１６に記載の装置。
  19. 【請求項１９】 四つのチャンネル・デコーダがビタビ
    ・デコーダである請求項１１に記載の装置。
  20. 【請求項２０】 復号されたシーケンス選択回路が、そ
    の各々が各デコーダに接続している出力および入力を持
    っている複数のチャンネル・デコーダと、 その各々が出力と各エンコーダ出力に接続している第一
    の入力と対応する加重信号を受信するための第二の入力
    を持っている複数の信号倍率器と、 それぞれ信号倍率器に接続している複数の信号インテグ
    レータと、 各信号インテグレータと最大信号識別装置の出力に接続
    している複数の信号入力を持っている最大信号検出装置
    と、 検出装置が信号インテグレータが発生する最大値の信号
    を識別し、対応する加重信号を復号出力データとしてス
    イッチの出力に送る、それぞれデコーダ出力に接続して
    いる複数の信号入力と、検出装置の最大信号識別装置の
    出力に接続している信号出力ト制御入力とを持っている
    制御することが出来るスイッチとを含む請求項１６に記
    載の装置。
  21. 【請求項２１】 ＣＤＭＡ拡散スペクトル送信システム
    内の複数のアンテナを使用するデータ信号を受信するた
    めの装置であって、それぞれが入力と同相および直交位
    相信号出力を持ち、入力がそれぞれのアンテナからコー
    ド化された変調データ信号を受信する複数のチャンネル
    復調装置と、 一つの組の中の第一および第二の整合フィルタが、各復
    調装置の同相および直交信号出力に接続していて一組内
    の整合フィルタのそれぞれが直交関数シーケンスおよび
    ＰＮシーケンスを各復調装置からの復調されてはいる
    が、コード化されている同相および直交位相データ信号
    と組み合わせる、複数の組の第一および第二の整合フィ
    ルタと、 それぞれが各整合フィルタと接続しているＡ／Ｄコンバ
    −タ複数の第一および第二のアナログ−デジタル（Ａ／
    Ｄ）コンバ−タと；アナログ−デジタル・コンバ−タに
    接続していて、復号信号出力を持ち、復調装置からの同
    相および直交位相信号用にＡ／Ｄコンバ−タが発生した
    各デジタルシーケンスに基づいて加重信号を発生するこ
    とができる加重信号コヒーレント・デコーダを含む装
    置。
  22. 【請求項２２】 入力および出力を持っているダイバー
    シティ・デコーダをさらに含み、入力がコヒーレント・
    デコーダに接続していて、ダイバーシティ・デコーダが
    出力データ信号を発生させるためにコヒーレント・デコ
    ーダが送るデータ記号を復号する請求項２１に記載の装
    置。
  23. 【請求項２３】 コヒーレント・デコーダ出力とダイバ
    ーシティ・デコーダ入力との間に接続している記号イン
    ターリーバをさらに含む請求項２２に記載の装置。
  24. 【請求項２４】 ダイバーシティ・デコーダがリード・
    ソロモン社のデコーダである請求項２２に記載の装置。
  25. 【請求項２５】 コヒーレント・デコーダが、各Ａ／Ｄ
    コンバ−タから受信したデジタル信号の信号強度に基づ
    いて電力信号を発生する、それぞれ第一および第二のＡ
    ／Ｄコンバ−タの出力に接続している複数の電力推定装
    置と、データ信号およびその電力信号および対応する補
    足電力信号の可能な加重信号の組み合わせがそれぞれの
    回路で発生する、Ａ／Ｄコンバ−タ出力と電力推定装置
    に接続していて、複数の出力を持つ加重信号発生装置
    と、 各チャンネル・デコーダが対応する構造的加重信号発生
    装置の出力に接続している出力および入力を持っている
    複数のチャンネル・デコーダと、 どの信号の組み合わせがデータ信号の同相の読みを表し
    ているのかを決定し、その信号を選択回路の出力に送
    る、加重信号発生装置の出力およびチャンネル・デコー
    ダの出力に接続している復号シーケンス選択回路を含む
    請求項２１に記載の装置。
  26. 【請求項２６】 チャンネル・デコーダがビタルビ・デ
    コーダである請求項２５に記載の装置。
  27. 【請求項２７】 構造的加重信号発生装置が複数の信号
    コンバイナのセットを含み、各信号コンバイナセットが
    信号加算装置に接続している第一および第二の信号倍率
    器を持っている請求項２５に記載の装置。
  28. 【請求項２８】 復号化シーケンス選択回路が、それぞ
    れが各チャンネル・デコーダに接続している出力および
    入力を持っている複数のチャンネル・エンコーダと、そ
    れぞれが出力と、各エンコーダ出力に接続している第一
    の入力と、対応する加重信号を受信する第二の入力を持
    っている複数の信号倍率器と、 それぞれ複数の信号倍率器に接続している複数の信号イ
    ンテグレータと、 各信号インテグレータおよび最大信号識別装置の出力と
    接続している複数の信号入力を持っている最大信号検出
    装置と、 検出装置が信号インテグレータが発生した最大信号を識
    別し、対応する加重加算信号を復号出力データ信号とし
    て、スイッチの出力に送る、信号出力，検出装置最大信
    号識別装置の出力に接続している制御入力、それぞれチ
    ャンネル・デコーダ出力に接続している複数の信号入力
    を持っている制御可能なスイッチとを含む請求項２５に
    記載の装置。
  29. 【請求項２９】 データ信号を受信するアンテナの数が
    二つである請求項２１に記載の装置。
  30. 【請求項３０】 チャンネル復調装置がＱＰＳＫ復調装
    置である請求項２１に記載の装置。
  31. 【請求項３１】 送信するデータをコード化データ・ブ
    ロックにコード化するチャンネルコード化プロセスと；
    拡散信号を形成するために、コード化されたデータ・ブ
    ロックを直交関数シーケンスと組み合わせるプロセス
    と、 拡散信号を変調し、拡散信号を少なくとも一つの各ＰＮ
    シーケンスと組み合わせるプロセスと、 チャンネルのコード化のステップで、送信機が変調され
    たデータ信号をコヒーレント検出できるように、データ
    速度で送信したとき、受信機側で変調信号の位相シフト
    が最小限になるように十分短いコード化されたデータ・
    ブロックを発生する、特定のデータ速度で変調信号を送
    信するプロセスを含む送信システム内のＣＤＭＡ拡散ス
    ペクトル信号送信方法。
  32. 【請求項３２】 チャンネルコード化のステップが重畳
    コード化である請求項３１に記載の方法。
  33. 【請求項３３】 シーケンスをＰＮシーケンスと組み合
    わせて、コード化されたデータ・ブロックをスクランブ
    ルするステップをさらに含む請求項３１に記載の方法。
  34. 【請求項３４】 コード化されたデータ・ブロックを直
    交関数シーケンスと組み合わせるステップが、コード化
    されたデータ・ブロックとワルシュ関数シーケンスとを
    組み合わせるプロセスである請求項３１に記載の方法。
  35. 【請求項３５】 拡散信号を変調するステップが拡散信
    号のＱＰＳＫ変調を含んでいる請求項３１に記載の方
    法。
  36. 【請求項３６】 チャンネルコード化を行う前に、デー
    タ信号のダイバーシティ・コード化のステップをさらに
    含む請求項３１に記載の方法。
  37. 【請求項３７】 ダイバーシティコード化のステップが
    リード・ソロモン・コード化を含んでいる請求項２９に
    記載の方法。
  38. 【請求項３８】 チャンネルコード化の前にデータ信号
    のデータ記号をインターリーブするステップをさらに含
    む請求項２９に記載の方法。
  39. 【請求項３９】 通信システム内のＣＤＭＡ拡散スペク
    トル信号の受信方法であって、受信した変調されコード
    化されたデータ信号を同相直角位相復調信号にチャンネ
    ル復調するステップと、 処理された同相直角位相信号をつくるために、各同相直
    角位相復調信号と各ＰＮシーケンスおよび直交関数シー
    ケンスとを組み合わせるステップと、 処理された同相直角位相信号をデジタル信号に変換する
    ステップと、 デジタル処理された同相直角位相信号に基づいて、加重
    復号同相直角位相信号を発生するステップと、 変調信号の同期の読みに対応する加重信号を選択するス
    テップとを含む方法。
  40. 【請求項４０】 選択した加重信号をダイバーシティ復
    号を行うステップをさらに含む請求項３９に記載の方
    法。
  41. 【請求項４１】 選択した加重信号のインターリーブの
    解除を行うステップをさらに含む請求項３９に記載の方
    法。
  42. 【請求項４２】 加重信号の発生ステップが、さらにデ
    ジタル処理された同相直角位相信号に基づいて、電力推
    定信号および補足電力推定信号を発生するステップと、 各デジタル処理した信号を対応する電力推定信号および
    補足推定信号と組み合わせることによって各加重信号を
    発生するステップと、 発生した加重信号を復号するステップとを含む請求項３
    ９に記載の方法。
  43. 【請求項４３】 変調信号の同期の読みに対応する加重
    復号信号の選択ステップが、各コード化された信号をつ
    くるために、各加重復号信号をチャンネルコード化する
    ステップと、 乗算した信号をつくるために、各コード化された信号に
    対応する加重復号信号を掛けるステップと、 積分信号をつくるために、乗算信号を積分するステップ
    と、 大積分信号に対応する加重復号信号を選択するステップ
    とをさらに含む請求項３９に記載の方法。
  44. 【請求項４４】 複数のアンテナを使用する通信システ
    ム内のＤＣＭＡ拡散スペクトル信号を受信する方法であ
    って、各アンテナから受信した各変調されコード化され
    た拡散スペクトル信号を、チャンネル復調して対応する
    同相直角位相復調信号にするステップと、 各処理済み同相直角位相信号をつくるために、同相直角
    位相復調信号と各ＰＮシーケンスおよび直交関数シーケ
    ンスとを組み合わせるステップと、 各処理済み同相直角位相信号を対応するデジタル信号に
    変換するステップと、 デジタル処理された同相直角位相信号に基づいて、加重
    復号同相直角位相信号を発生するステップと、 変調信号の同期の読みに対応する加重信号を選択するス
    テップとを含む方法。
  45. 【請求項４５】 選択した加重信号をダイバーシティ復
    号するステップをさらに含む請求項４４に記載の方法。
  46. 【請求項４６】 選択した加重信号の記号のインターリ
    ーブを解除するステップをさらに含む請求項４４に記載
    の方法。
  47. 【請求項４７】 加重信号を発生する方法が、処理済み
    同相直角位相デジタル信号の信号の強度に基づいて、各
    電力推定信号および補足電力推定信号を発生するステッ
    プと、 各デジタル信号を対応する電力推定信号および補足電力
    推定信号と組み合わせ、組み合わせた信号を加算するこ
    とによって各加重信号を発生するステップと、 発生した加重信号を復号するステップとをさらに含む請
    求項４４に記載の方法。
  48. 【請求項４８】 変調信号の同期の読みに対応する加重
    復号信号を選択するステップが、各コード化信号をつく
    るために、各加重復号信号をチャンネルコード化するス
    テップと、 乗算信号をつくるために、各コード化信号に対応する加
    重復号信号を掛けるステップと、 積分信号をつくるために、乗算信号を積分するステップ
    と、 最大積分信号に対応する加重復号信号を選択するステッ
    プとをさらに含む請求項４４に記載の方法。
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