JPH08317638A - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置Info
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- JPH08317638A JPH08317638A JP7122128A JP12212895A JPH08317638A JP H08317638 A JPH08317638 A JP H08317638A JP 7122128 A JP7122128 A JP 7122128A JP 12212895 A JP12212895 A JP 12212895A JP H08317638 A JPH08317638 A JP H08317638A
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- JP
- Japan
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- switching element
- capacitor
- circuit
- converted
- switching
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Abstract
(57)【要約】
【構成】商用電源利用率を良くするため高力率制御する
回路と共振現象を利用することで低損失を実現する高周
波用変圧器を介すためのフルブリッジ回路からなる。 【効果】小型で安価なバッテリ充電器となる。
回路と共振現象を利用することで低損失を実現する高周
波用変圧器を介すためのフルブリッジ回路からなる。 【効果】小型で安価なバッテリ充電器となる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は無停電電源装置や電気車
用のバッテリ充電装置において、有効な電力変換装置に
関する。
用のバッテリ充電装置において、有効な電力変換装置に
関する。
【０００２】
【従来の技術】特開平6−78535号公報に示すように、ま
ずダイオードで構成された整流回路に入力し、直流源に
電力変換させる。その電力をスイッチング素子を使って
高周波疑似交流電源に変換し、小型化した高周波用変圧
器に入力する。この変圧器により、巻数比に応じた任意
に設定した電圧に変換させ、商用電源と電気的絶縁を図
ることで安全性を向上させた。そして、この変圧器の出
力はダイオードやチョークコイル，スイッチング素子を
使って出力電力量を制御し再度直流変換させるといった
回路であった。
ずダイオードで構成された整流回路に入力し、直流源に
電力変換させる。その電力をスイッチング素子を使って
高周波疑似交流電源に変換し、小型化した高周波用変圧
器に入力する。この変圧器により、巻数比に応じた任意
に設定した電圧に変換させ、商用電源と電気的絶縁を図
ることで安全性を向上させた。そして、この変圧器の出
力はダイオードやチョークコイル，スイッチング素子を
使って出力電力量を制御し再度直流変換させるといった
回路であった。
【０００３】図１に、フルブリッジ型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ回路１０２の一例を示し、２アーム構成で４石スイ
ッチング素子の出力を、絶縁目的と電圧調整目的の変圧
器の１次巻線に接続する。この４石分のスイッチングを
たすきがけの原理で交互にオンオフさせることで、矩形
波状の交流電圧に変換し変圧器に入力させ、この時スイ
ッチング周波数を一定としオン時間幅を変えることで出
力電圧を制御していた。
ータ回路１０２の一例を示し、２アーム構成で４石スイ
ッチング素子の出力を、絶縁目的と電圧調整目的の変圧
器の１次巻線に接続する。この４石分のスイッチングを
たすきがけの原理で交互にオンオフさせることで、矩形
波状の交流電圧に変換し変圧器に入力させ、この時スイ
ッチング周波数を一定としオン時間幅を変えることで出
力電圧を制御していた。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかし、スイッチング
素子の出力電圧波形はオン時間オフ時間がはっきりした
矩形波であるため、出力電流波形は急峻な変化を伴い、
スイッチング損失増大と素子の信頼性が低下する問題が
生じていた。
素子の出力電圧波形はオン時間オフ時間がはっきりした
矩形波であるため、出力電流波形は急峻な変化を伴い、
スイッチング損失増大と素子の信頼性が低下する問題が
生じていた。
【０００５】スイッチング動作によりラジオノイズ（電
波障害）が発生する。スイッチング素子をオンオフ制御
することで、電圧もしくは電流波形は急峻な変化を伴
う。そのため、スイッチング周波数成分のノイズ成分が
多く存在する。そのため、受信装置等外部に悪影響を及
ぼす。これを防ぐには通常、ダイオード１素子分にコン
デンサと抵抗を直列に接続するのが一般的である。しか
し、損失が大きいため冷却装置の大型化を招き、発生す
るノイズも大きいためフィルタ回路の大型化を招いた。
波障害）が発生する。スイッチング素子をオンオフ制御
することで、電圧もしくは電流波形は急峻な変化を伴
う。そのため、スイッチング周波数成分のノイズ成分が
多く存在する。そのため、受信装置等外部に悪影響を及
ぼす。これを防ぐには通常、ダイオード１素子分にコン
デンサと抵抗を直列に接続するのが一般的である。しか
し、損失が大きいため冷却装置の大型化を招き、発生す
るノイズも大きいためフィルタ回路の大型化を招いた。
【０００６】また、出力を安定化させる方法には、スイ
ッチングのオン時間幅は一定としてスイッチング周波数
を変えることが必要である。また、特開平6−78535号公
報のように出力前段にスイッチング素子とリアクトルを
用いて出力電圧が一定となるよう制御する方法がある。
しかし、負荷に流れる電流は脈動し、またその電流の高
周波リップルを除去させるフィルタが大きくなり、リア
クトルが大きいといった問題が生じていた。
ッチングのオン時間幅は一定としてスイッチング周波数
を変えることが必要である。また、特開平6−78535号公
報のように出力前段にスイッチング素子とリアクトルを
用いて出力電圧が一定となるよう制御する方法がある。
しかし、負荷に流れる電流は脈動し、またその電流の高
周波リップルを除去させるフィルタが大きくなり、リア
クトルが大きいといった問題が生じていた。
【０００７】一般に使われている商用電源入力回路は、
ダイオードで構成されているため力率は悪く、電源利用
率が悪いものであった。力率が悪いと、限られた電源設
備では十分な電力が送れない。そのため、ブレーカの遮
断やヒューズの溶断、十分な電力が負荷に送れないとい
った問題が生じる。また、入力源が交流電圧のため安定
した直流源に変換しにくい。商用電源入力電流が正弦波
であり入力電圧波形との位相差が少ない場合、入力電力
はＶ・Ｉsin２ωｔ となり脈動する。よって電解コンデ
ンサ間の電圧が変動し、負荷へ流れ込む電流が脈動す
る。この脈動を低減させるには多くの電解コンデンサの
容量が必要となる。そのため、容積が増大するといった
問題が生じる。
ダイオードで構成されているため力率は悪く、電源利用
率が悪いものであった。力率が悪いと、限られた電源設
備では十分な電力が送れない。そのため、ブレーカの遮
断やヒューズの溶断、十分な電力が負荷に送れないとい
った問題が生じる。また、入力源が交流電圧のため安定
した直流源に変換しにくい。商用電源入力電流が正弦波
であり入力電圧波形との位相差が少ない場合、入力電力
はＶ・Ｉsin２ωｔ となり脈動する。よって電解コンデ
ンサ間の電圧が変動し、負荷へ流れ込む電流が脈動す
る。この脈動を低減させるには多くの電解コンデンサの
容量が必要となる。そのため、容積が増大するといった
問題が生じる。
【０００８】
【課題を解決するための手段】フルブリッジ型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ回路のスイッチング素子や整流用ダイオー
ドから生じる損失やノイズの発生を抑えるため、整流用
ダイオードの出力は、一旦、高周波成分フィルタ用コン
デンサを介すことで、スイッチング素子より流れる電流
波形を共振させ、前記コンデンサの容量を変えることで
共振周波数がかわり急峻な変化を伴わない滑らかな電流
波形とさせたものである。
Ｃコンバータ回路のスイッチング素子や整流用ダイオー
ドから生じる損失やノイズの発生を抑えるため、整流用
ダイオードの出力は、一旦、高周波成分フィルタ用コン
デンサを介すことで、スイッチング素子より流れる電流
波形を共振させ、前記コンデンサの容量を変えることで
共振周波数がかわり急峻な変化を伴わない滑らかな電流
波形とさせたものである。
【０００９】フルブリッジ型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路
の出力する負荷電力の大きさを制御させるには、商用電
源の入力電流を正弦波となるよう力率制御部でスイッチ
ング制御するとき、その正弦波波形の実効値の大きさを
制御させたものである。
の出力する負荷電力の大きさを制御させるには、商用電
源の入力電流を正弦波となるよう力率制御部でスイッチ
ング制御するとき、その正弦波波形の実効値の大きさを
制御させたものである。
【００１０】出力を安定させるためには電解コンデンサ
の容量を増せば良い。電解コンデンサを多く用いること
で容積が大きくなるが、それが問題となれば、商用電源
の入力電流を基本波成分の正弦波や基本波に対しての第
３調波を加算させれば入力電力の変動が多少抑えられる
ことになり、電解コンデンサの容量を小さくさせられ
る。
の容量を増せば良い。電解コンデンサを多く用いること
で容積が大きくなるが、それが問題となれば、商用電源
の入力電流を基本波成分の正弦波や基本波に対しての第
３調波を加算させれば入力電力の変動が多少抑えられる
ことになり、電解コンデンサの容量を小さくさせられ
る。
【００１１】ノイズによる他機器への影響を減らすた
め、ある周波数成分で突出しているノイズレベルを減ら
したほうがよい。その周波数成分は、スイッチング周波
数成分であり、その周波数を固定しない方がよい。しか
も、出力電圧制御をしないため、固定する必要もない。
そのため、スイッチング周波数を通常の周波数の±２Hz
の範囲でランダムに変化させたものである。
め、ある周波数成分で突出しているノイズレベルを減ら
したほうがよい。その周波数成分は、スイッチング周波
数成分であり、その周波数を固定しない方がよい。しか
も、出力電圧制御をしないため、固定する必要もない。
そのため、スイッチング周波数を通常の周波数の±２Hz
の範囲でランダムに変化させたものである。
【００１２】
【作用】これにより、フルブリッジ型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ回路のスイッチング素子は電流零点でオンスイッチ
ングや電流値の低い部分でオフスイッチングさせること
が可能となり、スイッチング時の電圧と電流の重なり部
分を減らすことで、損失の低減が図れ、発生するノイズ
も低減できる。しかも、スイッチング素子の出力電圧波
形は、サージ電圧がある程度抑えられるため、スイッチ
ング素子間に通常挿入するサージ吸収用回路は、抵抗を
挿入しなくて済む損失の少ない回路構成となる。また、
部品点数が少ない。フルブリッジ型ＤＣ−ＤＣコンバー
タ部は、特別な制御を必要としないので小型で安価な回
路構成となる。
ータ回路のスイッチング素子は電流零点でオンスイッチ
ングや電流値の低い部分でオフスイッチングさせること
が可能となり、スイッチング時の電圧と電流の重なり部
分を減らすことで、損失の低減が図れ、発生するノイズ
も低減できる。しかも、スイッチング素子の出力電圧波
形は、サージ電圧がある程度抑えられるため、スイッチ
ング素子間に通常挿入するサージ吸収用回路は、抵抗を
挿入しなくて済む損失の少ない回路構成となる。また、
部品点数が少ない。フルブリッジ型ＤＣ−ＤＣコンバー
タ部は、特別な制御を必要としないので小型で安価な回
路構成となる。
【００１３】フルブリッジ型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路
のスイッチング素子のスイッチングさせる周波数を固定
とせず、ランダムに変えることにより高調波成分の最大
ノイズレベルを低くすることができる。ノイズの発生す
る周波数帯域を分散させることでノイズの最大値を押さ
えることができ、このためノイズ対策用フィルタ回路の
定数を小さくできる。
のスイッチング素子のスイッチングさせる周波数を固定
とせず、ランダムに変えることにより高調波成分の最大
ノイズレベルを低くすることができる。ノイズの発生す
る周波数帯域を分散させることでノイズの最大値を押さ
えることができ、このためノイズ対策用フィルタ回路の
定数を小さくできる。
【００１４】
【実施例】図１に本発明の実施例を示す。単相の商用電
源を入力源１１とし、ダイオード１８，１９とフライホ
イールダイオード２７，２８，スイッチング素子２１，
２２で構成される回路は、電源電流が商用電源電圧波形
と同期するように平均値比較方式の電流制御させる機能
をもつ。今回、２ヶの直列で構成されたダイオード１
８，１９と２ヶの直列で構成されたスイッチング素子２
１，２２の昇圧型２石直列方式を採用し、損失低減とコ
スト低減が図られた。大容量タイプでは、図４に示す通
りフルブリッジ方式を採用すると良い。スイッチングは
ＰＷＭ方式であり、図１の回路ではスイッチング素子２
２をターンオンすることでリアクトル１２→ダイオード
１９→商用電源１１の経路で短絡電流が流れる。そし
て、商用電源電圧とリアクトル１２の発生する起電力の
電圧値が電解コンデンサ１３の端子電圧よりも高くなる
ことで負荷側にエネルギが流れる。負荷１７に関係なく
電解コンデンサ間の電圧を一定とすれば良いのである
が、力率１とした場合コンデンサに供給されるエネルギ
は、電圧：Ｖ・sinωｔと電流：Ｉ・sinωｔを掛けた値
なので大きく脈動している。電解コンデンサ１３に流れ
込む電流を図４のＩACDCに示す。この電流ＩACDCの脈動
により、負荷１７に流れ込む図４の出力電流Ｉｂが変動
を起こす。これを防ぐため、電解コンデンサ１３の静電
容量を増してエネルギ蓄積容量を増し、負荷１７に流れ
込む電力を一定に近づける。しかし、電解コンデンサの
容量を増すことで装置の容積が増加する。なるべく容積
を増さないようにするため、対策として正弦波の最大値
付近を抑えるような商用電源入力の指令値にすると効果
がある。それは、正弦波形ＶACに第３調波を加えた値を
加算させることである。この場合、当然ながら図２に示
す入力電流波形ＩACは高調波成分（第３調波）が増加す
る。法的規制値に引っかからない程度の入力電流にした
ほうがよい。入力電流ＩACとなるように制御する方法
は、力率制御コントローラ３０で検出電流と指令値との
演算（引き算と積分）をした後に三角波と比較してＰＷ
Ｍ信号を生成する。入力電流ＩACいわゆる出力電流Ｉｂ
の大きさを変えるには、指令値の実効値の大きさを制御
する。より、この指令値の実効値の大きさを変えること
で、負荷１７に流れるエネルギを制御できる。
源を入力源１１とし、ダイオード１８，１９とフライホ
イールダイオード２７，２８，スイッチング素子２１，
２２で構成される回路は、電源電流が商用電源電圧波形
と同期するように平均値比較方式の電流制御させる機能
をもつ。今回、２ヶの直列で構成されたダイオード１
８，１９と２ヶの直列で構成されたスイッチング素子２
１，２２の昇圧型２石直列方式を採用し、損失低減とコ
スト低減が図られた。大容量タイプでは、図４に示す通
りフルブリッジ方式を採用すると良い。スイッチングは
ＰＷＭ方式であり、図１の回路ではスイッチング素子２
２をターンオンすることでリアクトル１２→ダイオード
１９→商用電源１１の経路で短絡電流が流れる。そし
て、商用電源電圧とリアクトル１２の発生する起電力の
電圧値が電解コンデンサ１３の端子電圧よりも高くなる
ことで負荷側にエネルギが流れる。負荷１７に関係なく
電解コンデンサ間の電圧を一定とすれば良いのである
が、力率１とした場合コンデンサに供給されるエネルギ
は、電圧：Ｖ・sinωｔと電流：Ｉ・sinωｔを掛けた値
なので大きく脈動している。電解コンデンサ１３に流れ
込む電流を図４のＩACDCに示す。この電流ＩACDCの脈動
により、負荷１７に流れ込む図４の出力電流Ｉｂが変動
を起こす。これを防ぐため、電解コンデンサ１３の静電
容量を増してエネルギ蓄積容量を増し、負荷１７に流れ
込む電力を一定に近づける。しかし、電解コンデンサの
容量を増すことで装置の容積が増加する。なるべく容積
を増さないようにするため、対策として正弦波の最大値
付近を抑えるような商用電源入力の指令値にすると効果
がある。それは、正弦波形ＶACに第３調波を加えた値を
加算させることである。この場合、当然ながら図２に示
す入力電流波形ＩACは高調波成分（第３調波）が増加す
る。法的規制値に引っかからない程度の入力電流にした
ほうがよい。入力電流ＩACとなるように制御する方法
は、力率制御コントローラ３０で検出電流と指令値との
演算（引き算と積分）をした後に三角波と比較してＰＷ
Ｍ信号を生成する。入力電流ＩACいわゆる出力電流Ｉｂ
の大きさを変えるには、指令値の実効値の大きさを制御
する。より、この指令値の実効値の大きさを変えること
で、負荷１７に流れるエネルギを制御できる。
【００１５】電解コンデンサ１３で電力変換した直流源
は、フルブリッジ構成させた４ヶのスイッチング素子２
３〜２６で、電圧を図３に示す模擬交流波ＶBRに変換す
る。交流変換して変圧器１５を介すことで、巻数比を変
えて任意の電圧にできるのと負荷側と商用電源とは電気
的絶縁が図れる。次に、この変圧器の出力を整流用ダイ
オード２０に入力させ、直流電圧に変換する。このとき
のダイオード１素子間の電圧波形は、平均印加電圧より
も高いサージ電圧がかかり、その素子の許容電圧値を越
える可能性がある。また、整流用ダイオード２０の出力
電圧・電流波形が急峻なため電波障害等のノイズの発生
源となる。そこで、整流用ダイオード２０の出力にフィ
ルムコンデンサ１６を並列に接続し、サージ電圧を抑制
した。回路は簡易的で、しかも抵抗器を設けないので損
失が少なく発熱の問題が生じない。しかも、その影響で
コンデンサ１６の静電容量と配線インダクタンスや変圧
器１５の漏れインダクタンスにより、図３に示す電流波
形ＩBRのような共振現象が生じる。この共振現象を利用
し、フルブリッジ構成のスイッチング素子２３〜２６の
スイッチング損失が低減できる。スイッチング素子のオ
ンスイッチング時は零電流スイッチングであり、オフス
イッチング時は零電流までとはいかないが、平均電流値
よりも低い値となる。
は、フルブリッジ構成させた４ヶのスイッチング素子２
３〜２６で、電圧を図３に示す模擬交流波ＶBRに変換す
る。交流変換して変圧器１５を介すことで、巻数比を変
えて任意の電圧にできるのと負荷側と商用電源とは電気
的絶縁が図れる。次に、この変圧器の出力を整流用ダイ
オード２０に入力させ、直流電圧に変換する。このとき
のダイオード１素子間の電圧波形は、平均印加電圧より
も高いサージ電圧がかかり、その素子の許容電圧値を越
える可能性がある。また、整流用ダイオード２０の出力
電圧・電流波形が急峻なため電波障害等のノイズの発生
源となる。そこで、整流用ダイオード２０の出力にフィ
ルムコンデンサ１６を並列に接続し、サージ電圧を抑制
した。回路は簡易的で、しかも抵抗器を設けないので損
失が少なく発熱の問題が生じない。しかも、その影響で
コンデンサ１６の静電容量と配線インダクタンスや変圧
器１５の漏れインダクタンスにより、図３に示す電流波
形ＩBRのような共振現象が生じる。この共振現象を利用
し、フルブリッジ構成のスイッチング素子２３〜２６の
スイッチング損失が低減できる。スイッチング素子のオ
ンスイッチング時は零電流スイッチングであり、オフス
イッチング時は零電流までとはいかないが、平均電流値
よりも低い値となる。
【００１６】このコンデンサ１６の出力は直流リアクト
ル１４を介し、負荷１７に接続する。この直流リアクト
ル１４のインダクタンスの容量が大きければ、負荷１７
に流れ込む図４の電流Ｉｂの脈動は低減できる。
ル１４を介し、負荷１７に接続する。この直流リアクト
ル１４のインダクタンスの容量が大きければ、負荷１７
に流れ込む図４の電流Ｉｂの脈動は低減できる。
【００１７】フルブリッジ型ＤＣ−ＤＣコンバータ部１
０２のスイッチング素子２３〜２６は、スイッチングに
よる電波障害等のノイズ発生する。ノイズを極力抑える
ために、ＤＣ／ＤＣコンバータコントローラ３１でスイ
ッチング周波数をランダムに変化させる方法がある。イ
ンテグレーテッドタイマーユニットを内蔵するマイコン
を用いると容易にできる。このマイコンは図５に示すＰ
ＷＭ信号を発生させるのに必要な三角波状の数値を発生
できる。この数値を発生させるには、まず積和演算さ
せ、その数値がある上限値を超えるようであれば、今度
はその値から引き算をする。引き算からの値がある下限
数値を下回るようであれば、先程の積和演算を再び行
う。図５のように上限値及び下限値をランダムに変化さ
せることで三角波Ｃarの周波数いわゆるスイッチング周
波数を変化させることができる。周波数を変化させる範
囲は基準値の±２Hz程度とする。このシステムであると
周波数制御による通流率制御を行っても通流量つまり出
力電力は変化しない。力率制御スイッチング回路１０１
は力率１の制御であり、力率１の出力電圧（電解コンデ
ンサ電圧）は負荷供給電力が一定であれば一定にする働
きをする。負荷側への電力を通流率を低くして抑えよう
とするとその分電解コンデンサにエネルギが蓄積しその
端子電圧が上昇する。スイッチング素子のオン時間に流
れる電流はその分上昇し周波数を変化させても負荷への
供給電力は変化しにくい。よって、この周波数ランダム
変化方式は使うことができる。
０２のスイッチング素子２３〜２６は、スイッチングに
よる電波障害等のノイズ発生する。ノイズを極力抑える
ために、ＤＣ／ＤＣコンバータコントローラ３１でスイ
ッチング周波数をランダムに変化させる方法がある。イ
ンテグレーテッドタイマーユニットを内蔵するマイコン
を用いると容易にできる。このマイコンは図５に示すＰ
ＷＭ信号を発生させるのに必要な三角波状の数値を発生
できる。この数値を発生させるには、まず積和演算さ
せ、その数値がある上限値を超えるようであれば、今度
はその値から引き算をする。引き算からの値がある下限
数値を下回るようであれば、先程の積和演算を再び行
う。図５のように上限値及び下限値をランダムに変化さ
せることで三角波Ｃarの周波数いわゆるスイッチング周
波数を変化させることができる。周波数を変化させる範
囲は基準値の±２Hz程度とする。このシステムであると
周波数制御による通流率制御を行っても通流量つまり出
力電力は変化しない。力率制御スイッチング回路１０１
は力率１の制御であり、力率１の出力電圧（電解コンデ
ンサ電圧）は負荷供給電力が一定であれば一定にする働
きをする。負荷側への電力を通流率を低くして抑えよう
とするとその分電解コンデンサにエネルギが蓄積しその
端子電圧が上昇する。スイッチング素子のオン時間に流
れる電流はその分上昇し周波数を変化させても負荷への
供給電力は変化しにくい。よって、この周波数ランダム
変化方式は使うことができる。
【００１８】
【発明の効果】これにより、損失・発熱が少なく信頼性
の向上及び高効率化をもたらし、また更にスイッチング
周波数を上げることが可能で変圧器や高周波ノイズ除去
用フィルタの小型化が図れる。装置は簡単な回路構成で
あり、安価で軽量なバッテリ充電器として利用できる。
の向上及び高効率化をもたらし、また更にスイッチング
周波数を上げることが可能で変圧器や高周波ノイズ除去
用フィルタの小型化が図れる。装置は簡単な回路構成で
あり、安価で軽量なバッテリ充電器として利用できる。
【図１】主回路図。
【図２】商用電源電圧と第３調波成分を加えた電流波形
図。
図。
【図３】模擬交流電圧波形と共振した電流波形図。
【図４】電解コンデンサ入力電流波形と出力電流波形
図。
図。
【図５】可変スイッチング周波数発生原理の説明図。
１１…商用電源、１２…交流リアクトル、１３…電解コ
ンデンサ、１４…直流リアクトル、１５…変圧器、１６
…フィルムコンデンサ、１７…負荷、１８，１９…入力
ダイオード、２０…整流用ダイオード、２１，２２…力
率改善用スイッチング素子、２３〜２６…ＤＣ／ＤＣコ
ンバータ用スイッチング素子、２７，２８…フライホイ
ールダイオード、３０…力率制御コントローラ、３１…
ＤＣ／ＤＣコンバータコントローラ、１０１…力率制御
スイッチング回路、１０２…ＤＣ／ＤＣコンバータ回
路、１０３…直流変換回路。
ンデンサ、１４…直流リアクトル、１５…変圧器、１６
…フィルムコンデンサ、１７…負荷、１８，１９…入力
ダイオード、２０…整流用ダイオード、２１，２２…力
率改善用スイッチング素子、２３〜２６…ＤＣ／ＤＣコ
ンバータ用スイッチング素子、２７，２８…フライホイ
ールダイオード、３０…力率制御コントローラ、３１…
ＤＣ／ＤＣコンバータコントローラ、１０１…力率制御
スイッチング回路、１０２…ＤＣ／ＤＣコンバータ回
路、１０３…直流変換回路。
Claims (4)
- 【請求項１】直流源はスイッチング素子を用いて交流変
換され、この交流源は変圧器を介し、そして整流用ダイ
オードやコンデンサ，インダクタで構成される回路に通
電させ再び直流変換させることの可能な回路において、
前記交流変換させるスイッチング素子は、一定スイッチ
ング周波数及び一定オン時間幅とさせ、前記整流用ダイ
オードの出力端と並列にコンデンサを設けたことを特徴
とする電力変換装置。 - 【請求項２】商用電源周波数の基本波成分に対して第３
高調波成分を加算させた波形となるようスイッチング素
子を用いて商用電源電流を入力し、電解コンデンサを用
い直流源に変換し、得られた直流源はスイッチング素子
を用いて矩形波状の電圧に交流変換して変圧器を介し、
整流用ダイオードとコンデンサやインダクタで構成され
る回路を使って再び直流変換することを特徴とする電力
変換装置。 - 【請求項３】商用電源周波数の基本波成分に対して第３
調波の正弦波を加算させた波形となるようスイッチング
素子を用いて商用電源電流を入力し、電解コンデンサを
用い直流源に変換し、得られた直流源はスイッチング素
子を用いて矩形波状の電圧に交流変換して変圧器を介
し、整流用ダイオードとコンデンサやインダクタで構成
される回路を使って再び直流変換する回路において、矩
形波状の電圧となるように交流変換させるスイッチング
素子は、一定スイッチング周波数及び一定オン時間幅と
させ、前記整流用ダイオードの回路の出力端と並列にコ
ンデンサを設けたことを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項４】直流源はスイッチング素子を用いて交流変
換され、この交流源は変圧器を介し、整流用ダイオード
やコンデンサ，インダクタで構成される回路に通電させ
再び直流変換させることの可能な回路において、前記交
流変換させるスイッチング素子は、周期的にスイッチン
グ周波数を変化させてしかもオン時間とオフ時間の比を
一定とさせ、前記整流用ダイオードの出力端と並列にコ
ンデンサを設けたことを特徴とする電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7122128A JPH08317638A (ja) | 1995-05-22 | 1995-05-22 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7122128A JPH08317638A (ja) | 1995-05-22 | 1995-05-22 | 電力変換装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08317638A true JPH08317638A (ja) | 1996-11-29 |
Family
ID=14828316
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7122128A Pending JPH08317638A (ja) | 1995-05-22 | 1995-05-22 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08317638A (ja) |
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN100446397C (zh) * | 2005-10-24 | 2008-12-24 | 安徽工业大学 | 高频单开关-线性有源滤波逆变器 |
| JP2012196076A (ja) * | 2011-03-17 | 2012-10-11 | Mitsubishi Electric Corp | 車両充電装置 |
| JP2014011820A (ja) * | 2012-06-27 | 2014-01-20 | Mitsubishi Electric Corp | 交直電力変換装置、直交電力変換装置、及びこれら両電力変換装置を備えた無停電電源装置 |
| JP2014054174A (ja) * | 2012-09-05 | 2014-03-20 | Lsis Co Ltd | 回生型インバータ装置及び単位電力セルを用いたインバータ装置 |
| CN105223899A (zh) * | 2015-09-28 | 2016-01-06 | 成都贝发信息技术有限公司 | 抗雷电干扰能力强的生产车间监控系统 |
| JP2018520632A (ja) * | 2015-07-21 | 2018-07-26 | ダイソン・テクノロジー・リミテッド | バッテリ充電器 |
| JP2018520633A (ja) * | 2015-07-21 | 2018-07-26 | ダイソン・テクノロジー・リミテッド | バッテリ充電器 |
| JPWO2023037444A1 (ja) * | 2021-09-08 | 2023-03-16 | ||
| WO2024007688A1 (zh) * | 2022-07-05 | 2024-01-11 | 华为数字能源技术有限公司 | 双向车载充电机、车载动力系统及电动车辆 |
-
1995
- 1995-05-22 JP JP7122128A patent/JPH08317638A/ja active Pending
Cited By (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN100446397C (zh) * | 2005-10-24 | 2008-12-24 | 安徽工业大学 | 高频单开关-线性有源滤波逆变器 |
| JP2012196076A (ja) * | 2011-03-17 | 2012-10-11 | Mitsubishi Electric Corp | 車両充電装置 |
| JP2014011820A (ja) * | 2012-06-27 | 2014-01-20 | Mitsubishi Electric Corp | 交直電力変換装置、直交電力変換装置、及びこれら両電力変換装置を備えた無停電電源装置 |
| JP2014054174A (ja) * | 2012-09-05 | 2014-03-20 | Lsis Co Ltd | 回生型インバータ装置及び単位電力セルを用いたインバータ装置 |
| US9013129B2 (en) | 2012-09-05 | 2015-04-21 | Lsis Co., Ltd. | Regenerative inverter device and inverter device using power cell unit |
| CN103683966B (zh) * | 2012-09-05 | 2016-12-07 | Ls产电株式会社 | 再生逆变器装置和使用电池单元的逆变器装置 |
| JP2018520632A (ja) * | 2015-07-21 | 2018-07-26 | ダイソン・テクノロジー・リミテッド | バッテリ充電器 |
| JP2018520633A (ja) * | 2015-07-21 | 2018-07-26 | ダイソン・テクノロジー・リミテッド | バッテリ充電器 |
| CN105223899A (zh) * | 2015-09-28 | 2016-01-06 | 成都贝发信息技术有限公司 | 抗雷电干扰能力强的生产车间监控系统 |
| JPWO2023037444A1 (ja) * | 2021-09-08 | 2023-03-16 | ||
| WO2024007688A1 (zh) * | 2022-07-05 | 2024-01-11 | 华为数字能源技术有限公司 | 双向车载充电机、车载动力系统及电动车辆 |
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