JPH0831973B2

JPH0831973B2 - グリッドドライブ式ディスプレイ

Info

Publication number: JPH0831973B2
Application number: JP63212456A
Authority: JP
Inventors: 正規荻野; 恒雄藤倉; 裕二品川; 健勇山田
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1988-08-29
Filing date: 1988-08-29
Publication date: 1996-03-27
Anticipated expiration: 2011-03-27
Also published as: JPH0262169A; US5023524A

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は、CRTディスプレイに係り、特に、グリッド
ドライブ方式に適した広帯域ビデオ出力回路に関する。

〔従来の技術〕

従来、真空管式テレビジョン受像機の時代には首記に
示されているように、CRTの第１グリッド電極G₁とカソ
ード電極Ｋとを差動ドライブする形式のビデオ出力回路
が使用されていた。

しかし、トランジスタ化されて後は、カソード単独ド
ライブ方式が使われてきた。その理由のひとつは、G₁電
極の静電容量が、カソード電極の静電容量の約1.6倍の
大きさであるということにあった。周知の通り、ビデオ
出力回路の所要電力は、負荷容量に比例する。従ってG₁
ドライブ方式は大消費電力を要する。従って使用されな
かった。

〔発明が解決しようとする課題〕 G₁側の静電容量が何故相対的に大きいかを次に第２図
によって説明する。同図で１はCRT、２はカソード電極
Ｋ、３は第１グリッド電極G₁、４は第２グリッド電極
G₂、５はカソード電圧印加端子、６は第１グリッド電圧
印加端子、７は第２グリッド電圧源で約700Vの直流電圧
が印加される。

第１グリッドを接地した場合のカソード側静電容量：
C_KS、カソードを接地した場合の第１グリッド側静電容
量：C_ISは次式で与えられる。

C_KS＝C_K1＋C_KK≒5_pF C_IS＝C_K1＋C₁₁＋C₁₂≒8_pF … ここに、C_K1はK,G₁間容量で約4_pF C_KKはカソード，接地間容量約1_pF C₁₁は第１グリッド，接地間容量約1_pF C₁₂はG₁,G₂間容量で約3_pF 〔課題を解決するための手段〕上式から判るように、C₁₂約3_pFの存在の故に、C_ISの
方が大きくなる。

本発明の目的は、省電力化された第１グリッドドライ
ブ方式を提供するにある。

上記目的は、第２グリッド電圧供給回路のインピーダ
ンスをハイインピーダンス化すると共に、該ハイインピ
ーダンス化の副作用であるところの、後述低周波数域阻
止性ストリーキング妨害を補償する低周波数域強調回路
手段を備えることによって達成される。

〔作用〕

該補償用低域強調回路手段は、第２グリッドハイイン
ピーダンス化の副作用であるところの低域阻止特性を補
償するように作用する。

〔実施例〕

第１図に本発明の第１の実施例を示す。同図で１はCR
T、２はカソード、３は第１グリッド、４は第２グリッ
ド、５はカソード電圧印加端子、６は第１グリッド電圧
印加端子、７は第２グリッド電圧源、８は第２グリッド
ハイインピーダンス化のための抵抗、９は第２グリッド
端子の対地間ストレイキャパシタで約1_pFの大きさ、10
は負荷抵抗、11は低域補償用抵抗、13は低域補償用キャ
パシタ、12は電圧源、14はビデオ出力増幅用トランジス
タ、15はエミッタ抵抗、16はビデオ信号入力端子、17は
カソード用電圧源である。同図中、8,11,12を除いた部
分は、通常の第１グリッドドライブ式ビデオ出力回路と
同じである。本発明の要部は8,11,12の部分であり、以
下その動作を定量的に説明する。

まず、８の抵抗を付加したことの効果と副作用につい
て説明する。

端子６から第１グリッド側を見込んだキャパシタンス
成分をC_ISとすると、次式を得る。

前述の従来技術においては、式で既述の通り、C_IS
は約8_pFであったから、約30％の低減が図られているこ
とが判る。これは、グリッドドライブ式ビデオ出力増幅
器の消費電力を、約30％低減できることを意味し、従っ
て、本発明の省電力化の目的にかなうものである。

次に副作用の発生原理を解明した結果について説明す
る。第３図に説明用のシグナルフロウを示す。

同図でV_G1は、第１図の端子に現れるドライブ電位の
変化分ある。I_bは、カソードから放出されるCRTの電子
ビーム電流の変化分である。V_G2は、第２グリッドの電
位の変化分である。

V_G1とI_bとの間の比例定数をY_f1とし、V_G2とI_bとの間
の比例定数をY_f2とすると、通常のCRTの場合、次式の関係がある。

上記μの値は第１グリッド，第２グリッド間の増幅度
比と呼ばれている指数である。

次に、V_G1からV_G2への伝達関数Ｇ（ｐ）は、第２図の
C₁₂,C₉,R₈に依存し、次式で与えられる。（ｐ＝jw:複素
角周波数）従って、第３図のシグナルフロウの総合特性は、次式と
なる。

既述の具体数値例を代入すると、従って、式の値は高周波領域では1.16となる。これ
は、本発明のR₈の挿入（ハイインピーダンス化）によっ
て高周波数領域での利得が、前記30％の改善に加えて、
更に16％（G₂経由）改善されることを意味する。

R₈＝100KΩとした場合、式の時定数の値は約0.5μ
ｓとなるので、約0.32MHz以上の周波数成分が、約16％
改善されることになる。

しかし、一方、0.32MHz以下の低周波領域では、式
の値は１、故、16％の改善効果は消滅する。このため画
面上には、映像信号のりんかく部に、幅約0.5μｓのオ
ーバシュート状のストリーキング妨害を発生する。

該ストリーキング妨害を軽減するための補正回路につ
いて次に説明する。これは、第２図のR₁₁,C₁₃が関与す
る。これらの付加効果即ち、トランジスタ14の利得修正
効果Ｈ（ｐ）で表現すると次式を得る。

Ｈ（ｐ）は低周波域で（１＋R₁₁／R₁₀）となり高周波
域で１となる。従って低域強調効果を有する。R₁₀,R₁₁
の比を適当に選定すれば、式のストリーキング妨害を
軽減することができる。消去条件は次式によって求ま
る。

R₁₀の値は必要帯域幅から決定される。

例えば、50MHzの帯域幅を要する場合、R₁₀の値として約
500Ωが適値である。C₁₂＝4_pF，C₉＝1_pF，μ＝0.2の既
述例の場合、式からR₁₁/₁₀比が0.16と求まり、従っ
て、R₁₁は80Ωと求まる。更に式から時定数が決定さ
れ、既述R₈＝100KΩの場合、C₁₃≒7.3nFと求まる。

従って、第２図の構成によって、従来技術の第１図に
比べて、利得帯域幅積を30％＋16％＝46％改善すること
ができ、かつ、ストリーキング妨害を最小限に抑えるこ
とができる。

以上で第１の実施例の説明を終り、次に第２の実施例
を第４図に示す。

同図で1,5,6,7,8,9の部分は第１図と同じである。第
１図と異なる点は、第１図のR₁₁,C₁₃の代りに第２図で
はR₁₈を用いている点である。

ストリーキング消去のための条件は、相似インピーダ
ンスの原理に基き、次式で与えられる。

C₁₂R₁₈＝C₉R₈ …… 既述C₁₂＝4_pF，C₉＝1_pFR₈＝100KΩ定数例において
は、R₁₈＝25KΩとなる。

実際への応用に際しては、R₁₈の枝に直列に直流阻止
用の充分大きいキャパシタを挿入することが可能であ
る。

以上で、第２の実施例の説明を終る。

本発明の２要素のうちのひとつであるところの、スト
リーキング防止回路は、前段増幅器の任意の位置に配置
することができる。

第３の実施例として、ビデオ出力段の入力側にストリ
ーキング防止回路を配置した例を第５図に示す。同図
で、第１図と同一機能の部分は同一番号で示してある。
同図で22は前段増幅用トランジスタであり、20,21,23が
ストリーキング防止回路である。ストリーキング防止条
件は、式，と相似な次式となる。

C₂₃R₂₁＝｛C₁₂（１＋μ）＋C₉｝R₈ 以上で本発明の第１〜第３の実施例についての説明を
終り、次に、若干の変形について述べる。

抵抗８とG₂との接続点には、放電障害吸収用のスパー
クギャップ素子を付加することができる。この場合に
は、スパークギャップ素子の約1_pFの容量がC₉の容量に
加算される。電源７は、理想電圧源である必要はなく、
約1MΩ以上の内部インピーダンスの電圧源であっても良
い。その場合には、R₈と電圧源との結合点と接地間に、
C₁₂の約10倍以上のキャパシタを挿入すれば、等価的に
これを電圧源と見なすことができる。何故なら、そうす
ることによって、G₁電位の変化分のG₂電位変化分への伝
送率は約10％以下となるからである。

本発明の要部であるR₈の値の上限は、G₂端子のリーク
電流で決まり、約2MΩ以下の値が推しょうされる。R₈の
値の下限はビデオ信号の伝送帯域幅に依存する。最高伝
送周波数f_cの時定数よりもR₈C₁₂の時定数の方が大きく
なるように選定すれば本案の効果が存在する。即ち次式
となる。

R₈を式の右辺の値の約５倍以下の値に選定した場
合、（f_c＝50MHz,C₁₂＝3_pF）の場合、5KΩ〜1KΩ）に
は、画面上のストリーキング妨害の長さは、その幅が狭
くなり、視感上目だちにくくなる。従って、ディスプレ
イの使用目的，用途によっては、ストリーキング妨害消
去回路を省略することができる。

本発明は、第１グリッドのみからビデオ信号を印加す
る形式にて、実施例を開陳したが、カソードにも逆極性
のビデオ信号を印加する、いわゆるカソード、第１グリ
ッド差動ドライブ方式にも本発明をそのまま適用するこ
とができる。

尚、純カソードドライブ方式において、本案の、第２
グリッド端子高周波的ハイインピーダンス化技術を適用
することは却って有害である。何故なら、第１図には省
略して示したが、CRT内部において、カソード電極と第
２グリッド電極との間には、約0.2_pF程度の静電容量が
存在し、これがため、カソード電位変化が高周波的に比
例して第２グリッド電位に伝わるからである。カソード
電位が上昇すると、本来ビーム電流を下げるべき極性で
あるのに対して、第２グリッド電位の上昇は、反対にビ
ーム電流を増大するように働いてしまうからである。

この作用によって、カソード，第１グリッド差動ドラ
イブ方式への適用における本発の効果は若干低減される
が、前記0.2_pFの大きさはC₁₂の3_pFの大きさに比べれば
無視できる程度である。従ってその有効性が存在する。

いづれにしても、上記カソードドライブ方式における
有害性、及び一般の真空管使用条件における第２グリッ
ドの高周波接地の常識から、従来はCRTの第２グリッド
を高周波的に接地することが常識であったのに対し、本
案は、これをくつがえしたものである。何故、真空管の
常識と逆さになったかと考えると、真空管においては、
第２グリッドに電子流の一部が補足され、電流が流れる
のに対して、CRTにおいては、電子ビームは第２グリッ
ドによって収束作用を受けるのみで、補足はされないと
いう事実に基いている。

〔発明の効果〕

本発明によれば、従来常識に反して、第２グリッド電
位を高周波的にハイイピーダンス化することによって、
却って、第１グリッドドライブ方式における高周波伝送
特性を改善することができる。その程度は、従来技術に
比べて、約46％と大きく、これによって、周波数帯域幅
の改善または省電力化の効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の第１の実施例を示す回路図、第２図
は、従来技術を示す回路図、第３図は、本発明の第１の
実施例の原理を説明するためのシグナルフロウ図、第４
図は、本発明の第２の実施例を示す回路図、第５図は、
本発明の第３の実施例を示す回路図である。１……CRT、２……カソード、３……第１グリッド、４
……第２グリッド、８……抵抗、９……第２グリッド対
地間容量、11……ストリーキング補正用抵抗、13……ス
トリーキング補正用キャパシタ。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】少く共、CRTの第１グリッド電極に、画像
信号を印加する形式のCRTディスプレイにおいて、 CRTの第２グリッド電極に、付加キャパシタを非接続と
し、第２グリッド電圧供給は、直列抵抗を経由してな
し、第２グリッド電極／第１グリッド電極間のキャパシ
タンス値と該直列抵抗値との積（時定数）が、画像信号
の角周波数帯域幅の逆数の１倍以上５倍以下となるよう
に、該直列抵抗値は選定されてなるディスプレイ。
【請求項２】請求項１における時定数を該角周波数帯域
幅の逆数の５倍以上となし、その際発生するストリーキ
ング妨害を、低減波手段によって低減してなるディス
プレイ。