JPH083200Y2 - ステツピングモ−タ駆動回路 - Google Patents
ステツピングモ−タ駆動回路Info
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- JPH083200Y2 JPH083200Y2 JP1986012511U JP1251186U JPH083200Y2 JP H083200 Y2 JPH083200 Y2 JP H083200Y2 JP 1986012511 U JP1986012511 U JP 1986012511U JP 1251186 U JP1251186 U JP 1251186U JP H083200 Y2 JPH083200 Y2 JP H083200Y2
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- comparator
- switching circuit
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Links
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Landscapes
- Control Of Stepping Motors (AREA)
Description
【考案の詳細な説明】 ステッピングモータ駆動回路の性能を現すものとして
自起動特性、共振特性、トルク特性並びに励磁トランジ
スタの破損に対する信頼性等が掲げられる。ステッピン
グモータはステッピングモータ駆動回路の性能によりそ
の特性が大きく変化するもので、本考案は定電流駆動方
式におけるステッピングモータの発熱を押さえるだけで
なく、DVクランプ回路を安定させ、且つ、定電流コント
ロールをより正確に行い、共振特性を損なわず、自起動
特性並びにトルク特性の改善を図るために考案されたス
テッピングモータ駆動回路に関するもので、更に詳述す
れば、直流電源（E1）と、半導体チョッパ（Q1）と、パ
ルス幅変調スイッチング回路（PWM）と、リアクトル（L
1）と、平滑コンデンサ（C1）と、駆動巻線スイッチン
グ回路（DQ）と、センス抵抗（R5）と、誤差増幅器（AM
P2）と、直列接続されたDV電圧分割用の抵抗（R6，R7）
と、コンパレータ（AMP1）と、コンパレータ安定化コン
デンサ（C2）とからなるステッピングモータ駆動回路で
あって、 半導体チョッパ（Q1）は、直流電源（E1）の出力側に
接続されて直流電源（E1）の出力を制御するものであ
り、 パルス幅変調スイッチング回路（PWM）は、前記半導
体チョッパ（Q1）のベースに接続されて半導体チョッパ
（Q1）を制御するものであり、 平滑コンデンサ（C1）は、駆動巻線スイッチング回路
（DQ）に並列接続され、半導体チョッパ（Q1）の出力側
に直列接続されたリアクトル（L1）と共に半導体チョッ
パ（Q1）の出力をある程度平滑化する小容量のものであ
り、 センス抵抗（R5）は、駆動巻線をスイッチング制御す
る駆動巻線スイッチング回路（DQ）の出力側に直列接続
されており、駆動巻線を通る総電流量を電圧変化によっ
て検出するものであり、 誤差増幅器（AMP2）は、パルス幅変調スイッチング回
路（PWM）の入力側に接続されており、前記センス抵抗
（R5）の電圧変化と総電力制御の基準となる電圧とを比
較し、パルス幅変調スイッチング回路（DQ）にその出力
信号を入力する事によってパルス幅変調スイッチング回
路（PWM）を制御して駆動巻線に流れる総電流の制御を
行うものであり、 DV電圧分割用の抵抗（R6，R7）は、リアクトル（L1）
の出力と電源グランド（E1GND）との間に直列接続され
ており、このDV電圧分割用の両抵抗（R6，R7）の接続点
とコンパレータ（AMP1）の非反転入力端子（＋）とが接
続されていて、DV電圧の変動を比率を下げてコンパレー
タ（AMP1）に入力するものであり、コンパレータ（AM
P1）は、誤差増幅器（AMP2）に並列接続され且つパルス
幅変調スイッチング回路（DQ）の入力側に接続され、コ
ンパレータ（AMP1）の非反転入力端子（＋）と電源グラ
ンド（E1GND）との間に接続された分割抵抗（R7）によ
って検出されたDV電圧の変動に対して比率を下げた変動
量と、駆動電圧を所定の電圧値にクランプするための基
準となる電圧とを比較してその信号をパルス幅変調スイ
ッチング回路（DQ）に出力し、これによってパルス幅変
調スイッチング回路（DQ）を制御して駆動電圧を所定の
電圧値でクランプするものであり、 コンパレータ安定化コンデンサ（C2）は、コンパレー
タの非反転入力端子（＋）と電源グランド（E1GND）と
の間に接続された前記電源グランド側分割抵抗（R7）に
並列に接続されており、直列接続された両分割抵抗
（R6，R7）により比率を下げた分割抵抗（R7）のリップ
ル分を平滑化することによってコンパレータ（AMP1）を
スタティステックに制御するようになっている事を特徴
とするステッピングモータ駆動回路に係るものである。
自起動特性、共振特性、トルク特性並びに励磁トランジ
スタの破損に対する信頼性等が掲げられる。ステッピン
グモータはステッピングモータ駆動回路の性能によりそ
の特性が大きく変化するもので、本考案は定電流駆動方
式におけるステッピングモータの発熱を押さえるだけで
なく、DVクランプ回路を安定させ、且つ、定電流コント
ロールをより正確に行い、共振特性を損なわず、自起動
特性並びにトルク特性の改善を図るために考案されたス
テッピングモータ駆動回路に関するもので、更に詳述す
れば、直流電源（E1）と、半導体チョッパ（Q1）と、パ
ルス幅変調スイッチング回路（PWM）と、リアクトル（L
1）と、平滑コンデンサ（C1）と、駆動巻線スイッチン
グ回路（DQ）と、センス抵抗（R5）と、誤差増幅器（AM
P2）と、直列接続されたDV電圧分割用の抵抗（R6，R7）
と、コンパレータ（AMP1）と、コンパレータ安定化コン
デンサ（C2）とからなるステッピングモータ駆動回路で
あって、 半導体チョッパ（Q1）は、直流電源（E1）の出力側に
接続されて直流電源（E1）の出力を制御するものであ
り、 パルス幅変調スイッチング回路（PWM）は、前記半導
体チョッパ（Q1）のベースに接続されて半導体チョッパ
（Q1）を制御するものであり、 平滑コンデンサ（C1）は、駆動巻線スイッチング回路
（DQ）に並列接続され、半導体チョッパ（Q1）の出力側
に直列接続されたリアクトル（L1）と共に半導体チョッ
パ（Q1）の出力をある程度平滑化する小容量のものであ
り、 センス抵抗（R5）は、駆動巻線をスイッチング制御す
る駆動巻線スイッチング回路（DQ）の出力側に直列接続
されており、駆動巻線を通る総電流量を電圧変化によっ
て検出するものであり、 誤差増幅器（AMP2）は、パルス幅変調スイッチング回
路（PWM）の入力側に接続されており、前記センス抵抗
（R5）の電圧変化と総電力制御の基準となる電圧とを比
較し、パルス幅変調スイッチング回路（DQ）にその出力
信号を入力する事によってパルス幅変調スイッチング回
路（PWM）を制御して駆動巻線に流れる総電流の制御を
行うものであり、 DV電圧分割用の抵抗（R6，R7）は、リアクトル（L1）
の出力と電源グランド（E1GND）との間に直列接続され
ており、このDV電圧分割用の両抵抗（R6，R7）の接続点
とコンパレータ（AMP1）の非反転入力端子（＋）とが接
続されていて、DV電圧の変動を比率を下げてコンパレー
タ（AMP1）に入力するものであり、コンパレータ（AM
P1）は、誤差増幅器（AMP2）に並列接続され且つパルス
幅変調スイッチング回路（DQ）の入力側に接続され、コ
ンパレータ（AMP1）の非反転入力端子（＋）と電源グラ
ンド（E1GND）との間に接続された分割抵抗（R7）によ
って検出されたDV電圧の変動に対して比率を下げた変動
量と、駆動電圧を所定の電圧値にクランプするための基
準となる電圧とを比較してその信号をパルス幅変調スイ
ッチング回路（DQ）に出力し、これによってパルス幅変
調スイッチング回路（DQ）を制御して駆動電圧を所定の
電圧値でクランプするものであり、 コンパレータ安定化コンデンサ（C2）は、コンパレー
タの非反転入力端子（＋）と電源グランド（E1GND）と
の間に接続された前記電源グランド側分割抵抗（R7）に
並列に接続されており、直列接続された両分割抵抗
（R6，R7）により比率を下げた分割抵抗（R7）のリップ
ル分を平滑化することによってコンパレータ（AMP1）を
スタティステックに制御するようになっている事を特徴
とするステッピングモータ駆動回路に係るものである。
以下、添付図面によって従来例と本考案の一実施例を
比較しながら詳述する。
比較しながら詳述する。
第１図は従来回路の一般的な例を示すものであり、こ
の回路は、直流電源（E1）、直流電源（E1）の出力をチ
ョッパ制御する半導体チョッパ（Q1）、半導体チョッパ
（Q1）をパルス幅変調スイッチング作用によって制御す
るパルス幅変調回路（PWM）、半導体チョッパ（Q1）が
カットオフとなったときにリアクトル（L1）に電流供給
するフライホイルダイオード（D1）、半導体チョッパ
（Q1）の出力側に直列に挿入されたリアクトル（L1）、
リアクトル（L1）の出力とセンス抵抗（R5）の入力との
間に接続された平滑コンデンサ（C1）などにより構成さ
れている。直流電源（E1）は電池記号で示しているが、
一般には交流電源を全波整流して得た直流電源が用いら
れる。（DQ）は駆動巻線スイッチング回路であり、スイ
ッチ素子として励磁トランジスタ（Q2〜Q5）を並列接続
し、低い値を有するセンス抵抗（R5）を駆動巻線スイッ
チング回路（DQ）の出力側に接続してある。（Ｍ）はス
テッピングモータで、駆動巻線（DL1〜DL4）と回転子
（図示せず）を有する。駆動巻線（DL1〜DL4）はトラン
ジスタ（Q2〜Q5）にそれぞれ直列接続されている。（AM
P1）はコンパレータ、（AMP2）は誤差増幅器で、並列接
続されてパルス幅変調回路（PWM）の入力に接続されて
いる。E2電圧分割用の抵抗（R1）と抵抗（R2）は直列接
続されており、その接続点は誤差増幅器（AMP2）の反転
入力端子に接続されて基準電圧を設定しており、抵抗
（R1）の他端は基準電圧（E2）に接続されている。分割
用の抵抗（R3）と抵抗（R4）も直列接続されており、抵
抗（R3）と抵抗（R4）の接続点は誤差増幅器（AMP2）の
非反転入力端子に接続されており、抵抗（R3）の他端も
基準電圧（E2）に接続されており、抵抗（R4）の他端は
駆動回路（DQ）の出力側に接続されている。DV電圧分割
用の抵抗（R6）と抵抗（R7）も直列接続されており、抵
抗（R6）と抵抗（R7）の接続点はコンパレータ（AMP1）
の非反転入力端子に接続され、抵抗（R6）の他端はリア
クトル（L1）の出力側に、抵抗（R7）の他端は電源グラ
ンド（E1GND）に接続されている。
の回路は、直流電源（E1）、直流電源（E1）の出力をチ
ョッパ制御する半導体チョッパ（Q1）、半導体チョッパ
（Q1）をパルス幅変調スイッチング作用によって制御す
るパルス幅変調回路（PWM）、半導体チョッパ（Q1）が
カットオフとなったときにリアクトル（L1）に電流供給
するフライホイルダイオード（D1）、半導体チョッパ
（Q1）の出力側に直列に挿入されたリアクトル（L1）、
リアクトル（L1）の出力とセンス抵抗（R5）の入力との
間に接続された平滑コンデンサ（C1）などにより構成さ
れている。直流電源（E1）は電池記号で示しているが、
一般には交流電源を全波整流して得た直流電源が用いら
れる。（DQ）は駆動巻線スイッチング回路であり、スイ
ッチ素子として励磁トランジスタ（Q2〜Q5）を並列接続
し、低い値を有するセンス抵抗（R5）を駆動巻線スイッ
チング回路（DQ）の出力側に接続してある。（Ｍ）はス
テッピングモータで、駆動巻線（DL1〜DL4）と回転子
（図示せず）を有する。駆動巻線（DL1〜DL4）はトラン
ジスタ（Q2〜Q5）にそれぞれ直列接続されている。（AM
P1）はコンパレータ、（AMP2）は誤差増幅器で、並列接
続されてパルス幅変調回路（PWM）の入力に接続されて
いる。E2電圧分割用の抵抗（R1）と抵抗（R2）は直列接
続されており、その接続点は誤差増幅器（AMP2）の反転
入力端子に接続されて基準電圧を設定しており、抵抗
（R1）の他端は基準電圧（E2）に接続されている。分割
用の抵抗（R3）と抵抗（R4）も直列接続されており、抵
抗（R3）と抵抗（R4）の接続点は誤差増幅器（AMP2）の
非反転入力端子に接続されており、抵抗（R3）の他端も
基準電圧（E2）に接続されており、抵抗（R4）の他端は
駆動回路（DQ）の出力側に接続されている。DV電圧分割
用の抵抗（R6）と抵抗（R7）も直列接続されており、抵
抗（R6）と抵抗（R7）の接続点はコンパレータ（AMP1）
の非反転入力端子に接続され、抵抗（R6）の他端はリア
クトル（L1）の出力側に、抵抗（R7）の他端は電源グラ
ンド（E1GND）に接続されている。
以上の構成において、ステッピングモータ（Ｍ）は定
電流電源の出力によって駆動され、分配回路によって開
閉制御される駆動巻線スイッチング回路（DQ）の各励磁
トランジスタ（Q2〜Q5）の開閉に対応した角度だけ回転
して、所定のステップ駆動がなされるものであるが、こ
の間通常はステッピングモータ（Ｍ）の立ち上がりには
低速から高速に加速され、逆に立ち下がり時には減速
し、立ち上がり後から立ち下がり直前までの間で高速定
常運転がなされる、いわゆる台形運転が行なわれ、出発
点から停止位置まで最短の時間で移動するように設計さ
れるのであるが、定電流駆動方式では定速領域から高速
領域までステッピングモータ（Ｍ）の駆動巻線（ML）を
流れる励磁電流をセンス抵抗（R5）にてセンシングし、
定電流が常に流れるように制御するものである。定速領
域においてはステッピングモータ（Ｍ）のコイルインピ
ーダンスが低いため駆動電流の電圧（DV）を低くし、高
速領域においては、逆にコイルインピーダンスが非常に
高くなるために駆動電流の電圧（DV）を高くしてステッ
ピングモータ（Ｍ）を流れる駆動電流値を一定とするも
のである。さて、第１図に示す従来回路において、共振
防止とDVクランプの安定性を確保するために平滑コンデ
ンサ（C1′）を大容量のものとしていたが、そのため以
下のような欠点があった。即ち、 大容量平滑コンデンサ（C1′）によりステッピング
モータ（Ｍ）の励磁電流の立ち上がりが鈍り、ステッピ
ングモータ（Ｍ）内部の磁束の確立が遅れて自起動特性
が悪かった。
電流電源の出力によって駆動され、分配回路によって開
閉制御される駆動巻線スイッチング回路（DQ）の各励磁
トランジスタ（Q2〜Q5）の開閉に対応した角度だけ回転
して、所定のステップ駆動がなされるものであるが、こ
の間通常はステッピングモータ（Ｍ）の立ち上がりには
低速から高速に加速され、逆に立ち下がり時には減速
し、立ち上がり後から立ち下がり直前までの間で高速定
常運転がなされる、いわゆる台形運転が行なわれ、出発
点から停止位置まで最短の時間で移動するように設計さ
れるのであるが、定電流駆動方式では定速領域から高速
領域までステッピングモータ（Ｍ）の駆動巻線（ML）を
流れる励磁電流をセンス抵抗（R5）にてセンシングし、
定電流が常に流れるように制御するものである。定速領
域においてはステッピングモータ（Ｍ）のコイルインピ
ーダンスが低いため駆動電流の電圧（DV）を低くし、高
速領域においては、逆にコイルインピーダンスが非常に
高くなるために駆動電流の電圧（DV）を高くしてステッ
ピングモータ（Ｍ）を流れる駆動電流値を一定とするも
のである。さて、第１図に示す従来回路において、共振
防止とDVクランプの安定性を確保するために平滑コンデ
ンサ（C1′）を大容量のものとしていたが、そのため以
下のような欠点があった。即ち、 大容量平滑コンデンサ（C1′）によりステッピング
モータ（Ｍ）の励磁電流の立ち上がりが鈍り、ステッピ
ングモータ（Ｍ）内部の磁束の確立が遅れて自起動特性
が悪かった。
ステッピングモータ（Ｍ）の負荷変動に対して大容
量平滑コンデンサ（C1′）に充電していた電荷の放出が
必要となり、パルス幅変調回路（PWM）のコントロール
により半導体チョッパ（Q1）がオフになっても平滑コン
デンサ（C1′）の容量分がステッピングモータ（Ｍ）に
流れ、ループスピードの遅れの原因になるという欠点が
あった。
量平滑コンデンサ（C1′）に充電していた電荷の放出が
必要となり、パルス幅変調回路（PWM）のコントロール
により半導体チョッパ（Q1）がオフになっても平滑コン
デンサ（C1′）の容量分がステッピングモータ（Ｍ）に
流れ、ループスピードの遅れの原因になるという欠点が
あった。
又、高速でステッピングモータ（Ｍ）を駆動してい
る時に急にストップさせた場合、ステッピングモータ
（Ｍ）のコイルインピーダンスは高速回転では高くな
り、必然的に駆動電圧（DV）が上昇しているが、急に停
止するとコイルインピーダンスが急落し、大容量平滑コ
ンデンサ（C1′）に充電されていた電荷が一瞬に放出さ
れるので、励磁トランジスタ（Q2〜Q5）でこれを消費せ
ざるをえない事になる。その結果、駆動電圧（DV）＝Ｖ
と放出電流＝Ｉの関係から励磁トランジスタ（Q2〜Q5）
のASO（安全動作領域）を越えてしまう危険性があり、
励磁トランジスタ（Q2〜Q5）の破損を招き、破損に対す
る信頼性に劣っていた。
る時に急にストップさせた場合、ステッピングモータ
（Ｍ）のコイルインピーダンスは高速回転では高くな
り、必然的に駆動電圧（DV）が上昇しているが、急に停
止するとコイルインピーダンスが急落し、大容量平滑コ
ンデンサ（C1′）に充電されていた電荷が一瞬に放出さ
れるので、励磁トランジスタ（Q2〜Q5）でこれを消費せ
ざるをえない事になる。その結果、駆動電圧（DV）＝Ｖ
と放出電流＝Ｉの関係から励磁トランジスタ（Q2〜Q5）
のASO（安全動作領域）を越えてしまう危険性があり、
励磁トランジスタ（Q2〜Q5）の破損を招き、破損に対す
る信頼性に劣っていた。
そこでステッピングモータ（Ｍ）の発熱対策と言う
よりは、励磁トランジスタ（Q2〜Q5）の破損に対する信
頼性を上げるために、駆動電圧（DV）の制限を低い所で
行い、ディレーティングしていたがこれは当然高速域に
おけるトルクの低下をもたらす原因となっていた。
よりは、励磁トランジスタ（Q2〜Q5）の破損に対する信
頼性を上げるために、駆動電圧（DV）の制限を低い所で
行い、ディレーティングしていたがこれは当然高速域に
おけるトルクの低下をもたらす原因となっていた。
又、平滑コンデンサ（C1′）に大容量のものを使用
せず、小容量とした場合駆動電圧（DV）のリップルが大
きくなり、駆動電圧（DV）がクランプされる付近でコン
パレータ（AMP1）がリップルレベルで動作してしまい、
半導体チョッパ（Q1）のオンパルス幅がふらつき、駆動
電圧（DV）が不安定になり、トルク特性の面ではこの付
近で共振現象を起こしてしまう。従って、平滑コンデン
サ（C1′）を大容量とすれば、上述の問題点〜はあ
るものの共振については緩和する事が出来る。
せず、小容量とした場合駆動電圧（DV）のリップルが大
きくなり、駆動電圧（DV）がクランプされる付近でコン
パレータ（AMP1）がリップルレベルで動作してしまい、
半導体チョッパ（Q1）のオンパルス幅がふらつき、駆動
電圧（DV）が不安定になり、トルク特性の面ではこの付
近で共振現象を起こしてしまう。従って、平滑コンデン
サ（C1′）を大容量とすれば、上述の問題点〜はあ
るものの共振については緩和する事が出来る。
以上のように平滑コンデンサ（C1′）を大容量にする
と共振対策としてはある程度効果を上げるが、自起動特
性、励磁トランジスタの破損に対する信頼度、高速トル
クへの悪影響が大きいという欠点があった。
と共振対策としてはある程度効果を上げるが、自起動特
性、励磁トランジスタの破損に対する信頼度、高速トル
クへの悪影響が大きいという欠点があった。
本考案は係る従来例の欠点に鑑みてなされたもので、
その目的とするところは、定電流コントロールのフィー
ドバックループ内に必要以上のコンデンサ容量を持たせ
ないようにしてループスピードを速くし、且つ、ステッ
ピングモータの発熱を押さえるための駆動電圧クランプ
を安定させるもので、共振対策も可能であり、自起動特
性、励磁トランジスタの破損に対する信頼度、高速トル
クなども改善したステッピングモータ駆動回路を提供す
るにあり、第２図は以上のような問題点を解消した本考
案の一実施例である。第１図と同一の部分には同一の番
号を付して説明を省略する。なお、駆動巻線スイッチン
グ回路（DQ）は図示実施例に限られず、ステッピングモ
ータ（Ｍ）の種類に応じて適宜の回路を選定すればよ
い。
その目的とするところは、定電流コントロールのフィー
ドバックループ内に必要以上のコンデンサ容量を持たせ
ないようにしてループスピードを速くし、且つ、ステッ
ピングモータの発熱を押さえるための駆動電圧クランプ
を安定させるもので、共振対策も可能であり、自起動特
性、励磁トランジスタの破損に対する信頼度、高速トル
クなども改善したステッピングモータ駆動回路を提供す
るにあり、第２図は以上のような問題点を解消した本考
案の一実施例である。第１図と同一の部分には同一の番
号を付して説明を省略する。なお、駆動巻線スイッチン
グ回路（DQ）は図示実施例に限られず、ステッピングモ
ータ（Ｍ）の種類に応じて適宜の回路を選定すればよ
い。
本考案の第１実施例は、第２図に示すように、コンパ
レータ安定化コンデンサ（C2）を分割用の抵抗（R7）に
並列接続したものである。しかして、ステッピングモー
タ（Ｍ）を定電流電源の出力によってステップ駆動する
ものであるが、分配回路によって開閉制御された励磁ト
ランジスタ（Q2〜Q5）で各励磁巻線（DL1〜DL4）を励磁
し、この励磁電流をセンス抵抗（R5）によりセンシング
する。センス抵抗（R5）によりセンシングされたセンス
電圧が、 で示される誤差増幅器（AMP2）の非反転入力端子の電圧
レベルを上げ、誤差増幅器（AMP2）は で示される基準電圧レベルと同一になるよう出力を増幅
する。（尚、前式中の（E2）は、後述する式によって与
えられる。）誤差増幅器（AMP2）の出力はパルス幅変調
回路（PWM）により必要パルス幅分半導体チョッパ
（Q1）をオンさせる。半導体チョッパ（Q1）がオンした
パルスはリアクトル（L1）、平滑コンデンサ（C1）によ
り平滑され、ステッピングモータ（Ｍ）に必要な電力を
供給する。ここで、ステッピングモータ（Ｍ）の回転数
を上げるため、励磁トランジスタ（Q2〜Q5）の各相を励
磁する周波数を上げるとステッピングモータ（Ｍ）のコ
イルインピーダンスも大きくなって励磁電流が流れにく
くなり、リアクトル（L1）、平滑コンデンサ（C1）で平
滑にされた駆動電圧（DV）はセンス抵抗（R5）の電圧レ
ベルを保つために上昇して行く。駆動電圧（DV）がどこ
まで上昇出来るかにより励磁電流の流れ方も変わり、高
速域のトルク特性に大きく影響するが、逆にステッピン
グモータ（Ｍ）自身の発熱も大きくなるので駆動電圧
（DV）レベルを適正な値で制御する必要がある。そこ
で、コンパレータ（AMP1）により、 駆動電圧（DV）×R7÷（R6＋R7）＝E2 となる駆動電圧（DV）レベルになったときパルス幅変調
回路（PWM）に制限をかけ、DVクランプをし、ステッピ
ングモータ（Ｍ）の発熱を押さえている。
レータ安定化コンデンサ（C2）を分割用の抵抗（R7）に
並列接続したものである。しかして、ステッピングモー
タ（Ｍ）を定電流電源の出力によってステップ駆動する
ものであるが、分配回路によって開閉制御された励磁ト
ランジスタ（Q2〜Q5）で各励磁巻線（DL1〜DL4）を励磁
し、この励磁電流をセンス抵抗（R5）によりセンシング
する。センス抵抗（R5）によりセンシングされたセンス
電圧が、 で示される誤差増幅器（AMP2）の非反転入力端子の電圧
レベルを上げ、誤差増幅器（AMP2）は で示される基準電圧レベルと同一になるよう出力を増幅
する。（尚、前式中の（E2）は、後述する式によって与
えられる。）誤差増幅器（AMP2）の出力はパルス幅変調
回路（PWM）により必要パルス幅分半導体チョッパ
（Q1）をオンさせる。半導体チョッパ（Q1）がオンした
パルスはリアクトル（L1）、平滑コンデンサ（C1）によ
り平滑され、ステッピングモータ（Ｍ）に必要な電力を
供給する。ここで、ステッピングモータ（Ｍ）の回転数
を上げるため、励磁トランジスタ（Q2〜Q5）の各相を励
磁する周波数を上げるとステッピングモータ（Ｍ）のコ
イルインピーダンスも大きくなって励磁電流が流れにく
くなり、リアクトル（L1）、平滑コンデンサ（C1）で平
滑にされた駆動電圧（DV）はセンス抵抗（R5）の電圧レ
ベルを保つために上昇して行く。駆動電圧（DV）がどこ
まで上昇出来るかにより励磁電流の流れ方も変わり、高
速域のトルク特性に大きく影響するが、逆にステッピン
グモータ（Ｍ）自身の発熱も大きくなるので駆動電圧
（DV）レベルを適正な値で制御する必要がある。そこ
で、コンパレータ（AMP1）により、 駆動電圧（DV）×R7÷（R6＋R7）＝E2 となる駆動電圧（DV）レベルになったときパルス幅変調
回路（PWM）に制限をかけ、DVクランプをし、ステッピ
ングモータ（Ｍ）の発熱を押さえている。
次に、コンパレータ安定化コンデンサ（C2）の働きに
付いて詳述する。
付いて詳述する。
平滑コンデンサ（C1）が大容量であった場合の問題点
は前述の通りであるが、本回路ではコンパレータ安定化
コンデンサ（C2）により、従来の大容量コンデンサー
（C1）と等価の機能を持たせることを特徴としており、
これにより平滑コンデンサ（C1）の小容量化が実現で
き、従来の問題を解決している。
は前述の通りであるが、本回路ではコンパレータ安定化
コンデンサ（C2）により、従来の大容量コンデンサー
（C1）と等価の機能を持たせることを特徴としており、
これにより平滑コンデンサ（C1）の小容量化が実現で
き、従来の問題を解決している。
まず平滑コンデンサ（C1）が小容量の場合、駆動電圧
（DV）のリップルが大きくなり、駆動電圧（DV）がクラ
ンプされる付近でコンパレータ（AMP1）がリップルレベ
ルで動作してしまい、半導体チョッパ（Q1）のオンパル
ス幅がふらつくために駆動電圧（DV）が不安定になり、
トルク特性の面ではこの付近で共振現象を起こしてしま
うことは前述の通りである。そこでコンパレータ安定化
コンデンサ（C2）により、DV電圧分割用の抵抗（R6）と
抵抗（R7）で比率を下げたリップル分を平滑化し、コン
パレータ（AMP1）をスタティック的にコントロールす
る。これによりDVクランプ付近でも安定したコンパレー
タ動作を確保出来、共振が改善され、従来の大容量平滑
コンデンサ（C1）に相当する働きとなる。従ってコンパ
レータ安定化コンデンサ（C2）を用いる事により、本考
案の平滑コンデンサ（C1）は従来の平滑コンデンサ
（C1′）に比べて小容量のもので済み、又、コンパレー
タ安定化コンデンサ（C2）も低耐圧、小容量で足るた
め、従来に比べ、全体としてコスト及びスペースファク
タ面でもメリットが大きい。又、このコンパレータ安定
化コンデンサ（C2）はDVクランプされる前の定電流コン
トロールにおいて制御ループ内に関与しないキャパシダ
ンスであるため従来問題としていたループスピードにも
影響しない。又、前述のように平滑コンデンサ（C1）が
小容量のためステッピングモータ（Ｍ）のインピーダン
ス変化に対し、コントロールの追従が速くなるので磁束
の確立が速まり、自起動特性が改善される。又、コンパ
レータ安定化コンデンサ（C2）が定電流コントロールに
関与しないこと、且つ、平滑コンデンサ（C1）が小容量
であり、平滑コンデンサ（C1）が蓄えることの出来る電
荷が小さいことで高速回転から急停止しても励磁トラン
ジスタ（Q2〜Q5）のASOを越えることがなく、ループス
ピードの遅れに起因する励磁トランジスタの破損に対す
る信頼性が上がる。
（DV）のリップルが大きくなり、駆動電圧（DV）がクラ
ンプされる付近でコンパレータ（AMP1）がリップルレベ
ルで動作してしまい、半導体チョッパ（Q1）のオンパル
ス幅がふらつくために駆動電圧（DV）が不安定になり、
トルク特性の面ではこの付近で共振現象を起こしてしま
うことは前述の通りである。そこでコンパレータ安定化
コンデンサ（C2）により、DV電圧分割用の抵抗（R6）と
抵抗（R7）で比率を下げたリップル分を平滑化し、コン
パレータ（AMP1）をスタティック的にコントロールす
る。これによりDVクランプ付近でも安定したコンパレー
タ動作を確保出来、共振が改善され、従来の大容量平滑
コンデンサ（C1）に相当する働きとなる。従ってコンパ
レータ安定化コンデンサ（C2）を用いる事により、本考
案の平滑コンデンサ（C1）は従来の平滑コンデンサ
（C1′）に比べて小容量のもので済み、又、コンパレー
タ安定化コンデンサ（C2）も低耐圧、小容量で足るた
め、従来に比べ、全体としてコスト及びスペースファク
タ面でもメリットが大きい。又、このコンパレータ安定
化コンデンサ（C2）はDVクランプされる前の定電流コン
トロールにおいて制御ループ内に関与しないキャパシダ
ンスであるため従来問題としていたループスピードにも
影響しない。又、前述のように平滑コンデンサ（C1）が
小容量のためステッピングモータ（Ｍ）のインピーダン
ス変化に対し、コントロールの追従が速くなるので磁束
の確立が速まり、自起動特性が改善される。又、コンパ
レータ安定化コンデンサ（C2）が定電流コントロールに
関与しないこと、且つ、平滑コンデンサ（C1）が小容量
であり、平滑コンデンサ（C1）が蓄えることの出来る電
荷が小さいことで高速回転から急停止しても励磁トラン
ジスタ（Q2〜Q5）のASOを越えることがなく、ループス
ピードの遅れに起因する励磁トランジスタの破損に対す
る信頼性が上がる。
又、これにより従来のDVクランプ値より高い値で制限
させるようにする事が可能なので高速トルクの向上にも
つながる。
させるようにする事が可能なので高速トルクの向上にも
つながる。
第３図は本考案の他の実施例で、コンパレータ（AM
P1）の非反転入力端子（＋）において、非反転入力端子
（＋）と電源グランド（E1GND）との間にコンパレータ
安定化コンデンサ（C2）を接続し、更にコンパレータ安
定化コンデンサ（C2）と分割抵抗（R6，R7）の接続点と
の間に抵抗（R8）を接続した例である。
P1）の非反転入力端子（＋）において、非反転入力端子
（＋）と電源グランド（E1GND）との間にコンパレータ
安定化コンデンサ（C2）を接続し、更にコンパレータ安
定化コンデンサ（C2）と分割抵抗（R6，R7）の接続点と
の間に抵抗（R8）を接続した例である。
以上のように、本考案はDV電圧分割用の抵抗に並列に
コンパレータ安定化コンデンサを接続しているので、従
来の大容量平滑コンデンサの役割を補って平滑コンデン
サを小容量化する事が出来、しかもコンパレータ安定化
コンデンサも低耐圧、小容量とする事が出来、全体とし
てスペースファクタ、コストの面で改善され、又、これ
によって自起動特性、トルク特性、励磁トランジスタの
破損に対する信頼性などを向上させることが出来るとい
う利点がある。
コンパレータ安定化コンデンサを接続しているので、従
来の大容量平滑コンデンサの役割を補って平滑コンデン
サを小容量化する事が出来、しかもコンパレータ安定化
コンデンサも低耐圧、小容量とする事が出来、全体とし
てスペースファクタ、コストの面で改善され、又、これ
によって自起動特性、トルク特性、励磁トランジスタの
破損に対する信頼性などを向上させることが出来るとい
う利点がある。
第１図…従来のステッピングモータの定電流駆動回路の
一例を示す結線図、 第２図…本考案の一実施例の結線図、 第３図…本考案の他の実施例の結線図。 （E1）……直流電源、（Q1）……半導体チョッパ （PWM）……パルス変調スイッチング回路 （D1）……フライホイルダイオード （L1）……リアクトル （DQ）……駆動巻線スイッチング回路 （R1）〜（R4）、（R6）〜（R7）……分割用の抵抗 （R5）……センス抵抗、（R8）……抵抗 （Ｍ）……ステッピングモータ （DL1）〜（DL4）……駆動巻線 （DV）……駆動電圧、（C1）……平滑コンデンサ （AMP1）……コンパレータ （AMP2）……誤差増幅器 （C2）……コンパレータ安定化コンデンサ。
一例を示す結線図、 第２図…本考案の一実施例の結線図、 第３図…本考案の他の実施例の結線図。 （E1）……直流電源、（Q1）……半導体チョッパ （PWM）……パルス変調スイッチング回路 （D1）……フライホイルダイオード （L1）……リアクトル （DQ）……駆動巻線スイッチング回路 （R1）〜（R4）、（R6）〜（R7）……分割用の抵抗 （R5）……センス抵抗、（R8）……抵抗 （Ｍ）……ステッピングモータ （DL1）〜（DL4）……駆動巻線 （DV）……駆動電圧、（C1）……平滑コンデンサ （AMP1）……コンパレータ （AMP2）……誤差増幅器 （C2）……コンパレータ安定化コンデンサ。
Claims (1)
- 【請求項１】直流電源と、半導体チョッパと、パルス幅
変調スイッチング回路と、リアクトルと、平滑コンデン
サと、駆動巻線スイッチング回路と、センス抵抗と、誤
差増幅器と、直列接続されたDV電圧分割用の抵抗と、コ
ンパレータと、コンパレータ安定化コンデンサとからな
るステッピングモータ駆動回路であって、 半導体チョッパは、直流電源の出力側に接続されて直流
電源の出力を制御するものであり、 パルス幅変調スイッチング回路は、前記半導体チョッパ
のベースに接続されて半導体チョッパを制御するもので
あり、 平滑コンデンサは、駆動巻線スイッチング回路に並列接
続され、半導体チョッパの出力側に直列接続されたリア
クトルと共に半導体チョッパの出力をある程度平滑化す
る小容量のものであり、 センス抵抗は、駆動巻線をスイッチング制御する駆動巻
線スイッチング回路の出力側に直列接続されており、駆
動巻線を通る総電流量を電圧変化によって検出するもの
であり、 誤差増幅器は、パルス幅変調スイッチング回路の入力側
に接続されており、前記センス抵抗の電圧変化と総電流
制御の基準となる電圧とを比較し、パルス幅変調スイッ
チング回路にその出力信号を入力する事によってパルス
幅変調スイッチング回路を制御して駆動巻線に流れる総
電流の制御を行うものであり、 DV電圧分割用の抵抗は、リアクトルの出力と電源グラン
ドとの間に直列接続されており、このDV電圧分割用の両
抵抗の接続点とコンパレータの非反転入力端子とが接続
されていて、DV電圧の変動を比率を下げてコンパレータ
に入力するものであり、 コンパレータは、誤差増幅器に並列接続され且つパルス
幅変調スイッチング回路の入力側に接続され、コンパレ
ータの非反転入力端子と電源グランドとの間に接続され
た分割抵抗によって検出されたDV電圧の変動に対して比
率を下げた変動量と、駆動電圧を所定の電圧値にクラン
プするための基準となる電圧とを比較してその信号をパ
ルス幅変調スイッチング回路に出力し、これによってパ
ルス幅変調スイッチング回路を制御して駆動電圧を所定
の電圧値でクランプするものであり、 コンパレータ安定化コンデンサは、コンパレータの非反
転入力端子と電源グランドとの間に接続された前記電源
グランド側分割抵抗に並列に接続されており、直列接続
された両分割抵抗により比率を下げたグランド側分割抵
抗のリップル分を平滑化することによってコンパレータ
をスタティステックに制御するようになっている事を特
徴とするステッピングモータ駆動回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1986012511U JPH083200Y2 (ja) | 1986-01-29 | 1986-01-29 | ステツピングモ−タ駆動回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1986012511U JPH083200Y2 (ja) | 1986-01-29 | 1986-01-29 | ステツピングモ−タ駆動回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62125397U JPS62125397U (ja) | 1987-08-08 |
| JPH083200Y2 true JPH083200Y2 (ja) | 1996-01-29 |
Family
ID=30800707
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1986012511U Expired - Lifetime JPH083200Y2 (ja) | 1986-01-29 | 1986-01-29 | ステツピングモ−タ駆動回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH083200Y2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0733597Y2 (ja) * | 1988-11-18 | 1995-07-31 | 石川島播磨重工業株式会社 | パルスモータの遠隔駆動装置 |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5798185U (ja) * | 1980-12-09 | 1982-06-16 | ||
| JPS57132798A (en) * | 1981-02-10 | 1982-08-17 | Meretsuku:Kk | Constant current drive circuit for pulse motor |
| JPS58123365A (ja) * | 1982-01-14 | 1983-07-22 | Canon Inc | 高圧電源装置 |
| JPS60197160A (ja) * | 1984-03-19 | 1985-10-05 | Murata Mfg Co Ltd | 電源装置 |
-
1986
- 1986-01-29 JP JP1986012511U patent/JPH083200Y2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62125397U (ja) | 1987-08-08 |
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