JPH08321390A - 放電灯点灯装置 - Google Patents
放電灯点灯装置Info
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- JPH08321390A JPH08321390A JP7128689A JP12868995A JPH08321390A JP H08321390 A JPH08321390 A JP H08321390A JP 7128689 A JP7128689 A JP 7128689A JP 12868995 A JP12868995 A JP 12868995A JP H08321390 A JPH08321390 A JP H08321390A
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- 238000010891 electric arc Methods 0.000 claims description 11
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 abstract description 99
- 238000000034 method Methods 0.000 abstract description 12
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 34
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 5
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 4
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 4
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 4
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 3
- 208000003251 Pruritus Diseases 0.000 description 2
- 238000009413 insulation Methods 0.000 description 2
- 230000007803 itching Effects 0.000 description 2
- 229910001507 metal halide Inorganic materials 0.000 description 2
- 150000005309 metal halides Chemical class 0.000 description 2
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 2
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 2
- RTZKZFJDLAIYFH-UHFFFAOYSA-N Diethyl ether Chemical compound CCOCC RTZKZFJDLAIYFH-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- DGAQECJNVWCQMB-PUAWFVPOSA-M Ilexoside XXIX Chemical compound C[C@@H]1CC[C@@]2(CC[C@@]3(C(=CC[C@H]4[C@]3(CC[C@@H]5[C@@]4(CC[C@@H](C5(C)C)OS(=O)(=O)[O-])C)C)[C@@H]2[C@]1(C)O)C)C(=O)O[C@H]6[C@@H]([C@H]([C@@H]([C@H](O6)CO)O)O)O.[Na+] DGAQECJNVWCQMB-PUAWFVPOSA-M 0.000 description 1
- 150000001875 compounds Chemical class 0.000 description 1
- 239000003989 dielectric material Substances 0.000 description 1
- 101150114988 invA gene Proteins 0.000 description 1
- 238000002370 liquid polymer infiltration Methods 0.000 description 1
- 229910052708 sodium Inorganic materials 0.000 description 1
- 239000011734 sodium Substances 0.000 description 1
- 230000000087 stabilizing effect Effects 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
- 210000001685 thyroid gland Anatomy 0.000 description 1
Classifications
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B20/00—Energy efficient lighting technologies, e.g. halogen lamps or gas discharge lamps
Landscapes
- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
- Discharge-Lamp Control Circuits And Pulse- Feed Circuits (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】始動時の反転電流を低減しつつ、限流素子たる
インダクタの小型化を図り且つ反転方法の簡単化を図
り、装置の小型化、低コスト化が可能な放電灯点灯装置
を提供するにある。 【構成】高圧放電灯ＬＰの始動時に、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ１の出力電圧であるコンデンサＣ1 の電圧ＶC1を、
インバータ２の出力電圧の極性に応じて切り換え、高い
電圧ＶC1( H ) を印加する時に高圧パルスＰを発生さ
せ、発生後は始動の有無にかかわらず、電圧ＶC1の上限
を決める基準電圧Ｖｒｅｆ1 をＶC1( H )からＶ
C1( L ) に下げる。 【効果】限流用インダクタを小型化しつつ、簡単なき極
性反転方法でも過大な反転電流の発生を防止できる。
インダクタの小型化を図り且つ反転方法の簡単化を図
り、装置の小型化、低コスト化が可能な放電灯点灯装置
を提供するにある。 【構成】高圧放電灯ＬＰの始動時に、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ１の出力電圧であるコンデンサＣ1 の電圧ＶC1を、
インバータ２の出力電圧の極性に応じて切り換え、高い
電圧ＶC1( H ) を印加する時に高圧パルスＰを発生さ
せ、発生後は始動の有無にかかわらず、電圧ＶC1の上限
を決める基準電圧Ｖｒｅｆ1 をＶC1( H )からＶ
C1( L ) に下げる。 【効果】限流用インダクタを小型化しつつ、簡単なき極
性反転方法でも過大な反転電流の発生を防止できる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、メタルハライドランプ
やナトリウムランプ等の高圧放電灯を起動し、安定点灯
させる放電灯点灯装置に関するものである。
やナトリウムランプ等の高圧放電灯を起動し、安定点灯
させる放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】高圧放電灯を安定点灯させるために、矩
形波電圧を負荷に印加して点灯させる矩形波点灯方式が
検討されている。その具体的な回路方式として、４個の
スイッチング素子4 をブリッジ接続し、直流電圧を交流
電圧に変換して高圧放電灯等の負荷回路に供給する所謂
フルブイッジ式インバータが用いらる。またこのインバ
ータの前段部にはバッテリ等の直流電源や交流商用電源
を整流して平滑した直流電源等を昇圧又は降圧して負荷
回路への電力を制御するＤＣ−ＤＣコンバータからなる
昇圧回路を備えている。
形波電圧を負荷に印加して点灯させる矩形波点灯方式が
検討されている。その具体的な回路方式として、４個の
スイッチング素子4 をブリッジ接続し、直流電圧を交流
電圧に変換して高圧放電灯等の負荷回路に供給する所謂
フルブイッジ式インバータが用いらる。またこのインバ
ータの前段部にはバッテリ等の直流電源や交流商用電源
を整流して平滑した直流電源等を昇圧又は降圧して負荷
回路への電力を制御するＤＣ−ＤＣコンバータからなる
昇圧回路を備えている。
【０００３】又インバータの出力部には、高圧放電灯の
始動時に、数Ｋ〜数十ＫＶの高圧パルスを発生させ、そ
の高圧パルスを高圧放電灯に印加し、その高圧放電灯の
電極内で絶縁破壊し、アーク放電へ移行させる働きをす
るイグナイタ部と、その高圧パルスをバイパスさせ、イ
ンバータへの高圧パルスの印加を防ぐバイパスコンデン
サが接続されている。
始動時に、数Ｋ〜数十ＫＶの高圧パルスを発生させ、そ
の高圧パルスを高圧放電灯に印加し、その高圧放電灯の
電極内で絶縁破壊し、アーク放電へ移行させる働きをす
るイグナイタ部と、その高圧パルスをバイパスさせ、イ
ンバータへの高圧パルスの印加を防ぐバイパスコンデン
サが接続されている。
【０００４】図９はこの従来例の具体例を示しており、
この具体例は直流電源Ｅと、ＤＣ−ＤＣコンバータ１
と、フルブリッジ構成のインバータ２と、イグナイタ部
３とで構成され、高圧放電灯ＬＰをインバータ２のＭＯ
ＳＦＥＴ等からなるスイッチング素子Ｑ2 とＱ3 との接
続点と、スイッチング素子Ｑ4 とＱ5 との接続点との間
に限流用インダクタＬ1 を介してバイパス用コンデンサ
Ｃ2 を接続し、このコンデンサＣ2 の両端にイグナイタ
部３及び高圧放電灯ＬＰを接続してある。
この具体例は直流電源Ｅと、ＤＣ−ＤＣコンバータ１
と、フルブリッジ構成のインバータ２と、イグナイタ部
３とで構成され、高圧放電灯ＬＰをインバータ２のＭＯ
ＳＦＥＴ等からなるスイッチング素子Ｑ2 とＱ3 との接
続点と、スイッチング素子Ｑ4 とＱ5 との接続点との間
に限流用インダクタＬ1 を介してバイパス用コンデンサ
Ｃ2 を接続し、このコンデンサＣ2 の両端にイグナイタ
部３及び高圧放電灯ＬＰを接続してある。
【０００５】次に図９の従来例の動作を図１０及び図１
２に基づいて説明する。ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、フ
ライバックトランスＦＴの一次巻線と直流電源Ｅとの間
に接続してあるスイッチング素子Ｑ1 を所定周期でオン
オフしており、スイッチング素子Ｑ1 のオン時にフライ
バックトランスＦＴに一次巻線を介してエネルギを蓄積
し、スイッチング素子Ｑ1 がオフの時に、フライバック
トランスＦＴの二次巻線とダイオードＤ1 を介してエネ
ルギをコンデンサＣ1 へ放出する。
２に基づいて説明する。ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、フ
ライバックトランスＦＴの一次巻線と直流電源Ｅとの間
に接続してあるスイッチング素子Ｑ1 を所定周期でオン
オフしており、スイッチング素子Ｑ1 のオン時にフライ
バックトランスＦＴに一次巻線を介してエネルギを蓄積
し、スイッチング素子Ｑ1 がオフの時に、フライバック
トランスＦＴの二次巻線とダイオードＤ1 を介してエネ
ルギをコンデンサＣ1 へ放出する。
【０００６】そしてコンデンサＣ1 の電圧ＶC1を図１０
（ａ）に示すように高圧放電灯ＬＰの始動に必要な無負
荷二次電圧Ｖ02（例えば３００Ｖ）まで充電していく。
またインバータ２においては、図１０（ｂ）乃至（ｅ）
に示すようにスイッチング素子Ｑ2 乃至Ｑ5 をスイッチ
ングさせることにより上記電圧ＶC1を低周波数ｆL （例
えば２０〜１００Ｈｚ）に交番させ、イグナイタ部３を
介して放電灯ＬＰに印加する。
（ａ）に示すように高圧放電灯ＬＰの始動に必要な無負
荷二次電圧Ｖ02（例えば３００Ｖ）まで充電していく。
またインバータ２においては、図１０（ｂ）乃至（ｅ）
に示すようにスイッチング素子Ｑ2 乃至Ｑ5 をスイッチ
ングさせることにより上記電圧ＶC1を低周波数ｆL （例
えば２０〜１００Ｈｚ）に交番させ、イグナイタ部３を
介して放電灯ＬＰに印加する。
【０００７】イグナイタ部３はこの交番する入力電圧に
より、図１２のコンデンサＣ22を抵抗Ｒ20を通じて充電
するとともに、入力電圧を抵抗Ｒ21、Ｒ22で分圧してそ
れによりコンデンサＣ20を充電し、この充電電圧がトリ
ガ素子ＳＢＳのブレークオーバ電圧に達したときにトリ
ガ素子ＳＢＳを導通させて、スイッチング素子ＳＷをタ
ーンオンさせる。スイッチング素子ＳＷは上記コンデン
サＣ22にコンデンサＣ 4 、インダクタＬ10及びパルスト
ランスＰＴ1 の一次巻線を介して並列接続されており、
オン時にコンデンサＣ4 の電荷を放出させる。この放出
によりコンデンサＣ4 、インダクタＬ1 の振動回路を通
じてパルストランスＰＴ1 の一次巻線には振動電流が流
れ、パルストランスＰＴ1 の二次側には高圧パルスが発
生する。この高圧パルスはインバータ２の出力電圧に重
畳してパルストランスＰＴ1 の二次巻線に直列に接続し
ている高圧放電灯ＬＰの両端に印加されることになり、
高圧放電灯ＬＰはこの高圧パルスの印加によりブレーク
ダウンして放電を開始し、そのインピーダンスが急速に
小さくなる。このインピーダンスが小さくなることによ
り、コンデンサＣ2 から押し込み電流が流れて安定した
アーク放電領域に移行するのである。
より、図１２のコンデンサＣ22を抵抗Ｒ20を通じて充電
するとともに、入力電圧を抵抗Ｒ21、Ｒ22で分圧してそ
れによりコンデンサＣ20を充電し、この充電電圧がトリ
ガ素子ＳＢＳのブレークオーバ電圧に達したときにトリ
ガ素子ＳＢＳを導通させて、スイッチング素子ＳＷをタ
ーンオンさせる。スイッチング素子ＳＷは上記コンデン
サＣ22にコンデンサＣ 4 、インダクタＬ10及びパルスト
ランスＰＴ1 の一次巻線を介して並列接続されており、
オン時にコンデンサＣ4 の電荷を放出させる。この放出
によりコンデンサＣ4 、インダクタＬ1 の振動回路を通
じてパルストランスＰＴ1 の一次巻線には振動電流が流
れ、パルストランスＰＴ1 の二次側には高圧パルスが発
生する。この高圧パルスはインバータ２の出力電圧に重
畳してパルストランスＰＴ1 の二次巻線に直列に接続し
ている高圧放電灯ＬＰの両端に印加されることになり、
高圧放電灯ＬＰはこの高圧パルスの印加によりブレーク
ダウンして放電を開始し、そのインピーダンスが急速に
小さくなる。このインピーダンスが小さくなることによ
り、コンデンサＣ2 から押し込み電流が流れて安定した
アーク放電領域に移行するのである。
【０００８】さて安定点灯状態となると、ＤＣ−ＤＣコ
ンバータ１では、コンデンサＣ1 の電圧ＶC1が高圧放電
灯ＬＰのランプ電圧ＶL P と等しくなるようにエネルギ
が供給される。ここで高圧放電灯ＬＰがメタルハライド
ランプの場合、通常ＶL P ＝７０〜１１０Ｖ程度であ
る。一方インバータ２での交番周波数ｆL は極性判定時
の光のちらつきを目立ち難くするため、１２０Ｈｚ〜５
００Ｈｚ程度に上げられる。
ンバータ１では、コンデンサＣ1 の電圧ＶC1が高圧放電
灯ＬＰのランプ電圧ＶL P と等しくなるようにエネルギ
が供給される。ここで高圧放電灯ＬＰがメタルハライド
ランプの場合、通常ＶL P ＝７０〜１１０Ｖ程度であ
る。一方インバータ２での交番周波数ｆL は極性判定時
の光のちらつきを目立ち難くするため、１２０Ｈｚ〜５
００Ｈｚ程度に上げられる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】ところで上記従来例に
おいて、高圧放電灯ＬＰの始動時にはコンデンサＣ1 の
電圧ＶC1が無負荷二次電圧Ｖ02を交番させるとき、例え
ばＶC1＝＋Ｖ02、ＶC2＝＋Ｖ02に充電されている状態か
ら、コンデンサＣ2 の極性を反転させるようとすると、
インバータ２のスイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ5 又はＱ3 ，
Ｑ4 がオンの状態からオフすると、総てのスイッチング
素子Ｑ2 〜Ｑ5 がオフする期間（デッドタイム期間、図
１０の期間Ｔ1 ）を経てスイッチング素子Ｑ3 ，Ｑ4 又
はＱ2 ，Ｑ 5 をオンにする。この時にコンデンサＣ1 ，
Ｃ2 の電圧が足し合わされて、ＶC1＋ＶC2という高い電
圧になるため、反転直後、スイッチング素子Ｑ3 ，Ｑ4
には過大な電流Ｉ1pが図１０（ｆ）に示すように流れ
る。
おいて、高圧放電灯ＬＰの始動時にはコンデンサＣ1 の
電圧ＶC1が無負荷二次電圧Ｖ02を交番させるとき、例え
ばＶC1＝＋Ｖ02、ＶC2＝＋Ｖ02に充電されている状態か
ら、コンデンサＣ2 の極性を反転させるようとすると、
インバータ２のスイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ5 又はＱ3 ，
Ｑ4 がオンの状態からオフすると、総てのスイッチング
素子Ｑ2 〜Ｑ5 がオフする期間（デッドタイム期間、図
１０の期間Ｔ1 ）を経てスイッチング素子Ｑ3 ，Ｑ4 又
はＱ2 ，Ｑ 5 をオンにする。この時にコンデンサＣ1 ，
Ｃ2 の電圧が足し合わされて、ＶC1＋ＶC2という高い電
圧になるため、反転直後、スイッチング素子Ｑ3 ，Ｑ4
には過大な電流Ｉ1pが図１０（ｆ）に示すように流れ
る。
【００１０】このように従来例では過大な電流Ｉ1pが流
れるため、インバータ２のスイッチング素子Ｑ2 〜Ｑ5
の電流定格が反転電流を許容するものを選択しようとす
れば、電流定格が安定点灯時必要とされる値よりかなり
大きいものが必要となり、スイッチング素子Ｑ2 〜Ｑ5
のコストが高くなる。また反転電流自体を小さくするた
めに、図９のインダクタＬ1 のように限流要素を使用し
た場合においても、反転時に印加される電圧がＶC1＋Ｖ
C2＋Ｖ02×２と高いため、インダクタＬ1 の形状が大き
くなり、放電灯点灯装置自体の大型化につながる欠点が
あった。
れるため、インバータ２のスイッチング素子Ｑ2 〜Ｑ5
の電流定格が反転電流を許容するものを選択しようとす
れば、電流定格が安定点灯時必要とされる値よりかなり
大きいものが必要となり、スイッチング素子Ｑ2 〜Ｑ5
のコストが高くなる。また反転電流自体を小さくするた
めに、図９のインダクタＬ1 のように限流要素を使用し
た場合においても、反転時に印加される電圧がＶC1＋Ｖ
C2＋Ｖ02×２と高いため、インダクタＬ1 の形状が大き
くなり、放電灯点灯装置自体の大型化につながる欠点が
あった。
【００１１】そこで、インバータ２の極性反転方法を予
めインバータ２のスイッチング素子Ｑ2 〜Ｑ5 のブリッ
ジ回路内でコンデンサＣ2 の電圧を反転させた後、ＤＣ
−ＤＣコンバータ１のコンデンサＣ1 と接続する方法と
することにより、インダクタＬ1 を小型化しつつ、反転
電流を小さくするようにしていた。つまり図１１（ａ）
乃至（ｄ）に示すようにインバータ２ではスイッチング
素子Ｑ2 ，Ｑ5 又はＱ 3 ，Ｑ4 をオフした後デッドタイ
ム期間Ｔ2 を経てスイッチング素子Ｑ3 ，Ｑ4又は
Ｑ2 ，Ｑ5 をオンする場合に、同時にオンするのではな
く、先にスイッチング素子Ｑ3 又はＱ5 をオンさせた後
にスイッチング素子Ｑ4 又はＱ2 をオンさせるようにし
てコンデンサＣ2 の極性を反転させた後にコンデンサＣ
1 を接続する動作を行い、図１１（ｅ）に示すように反
転電流Ｉ1Pを小さくするようにしていた。 しかし、こ
の従来例では、極性反転方法が複雑になり、インバータ
２のスイッチング素子Ｑ2 〜Ｑ4 を駆動するドライブ回
路のコストが高くなるという問題があり、また極性判定
に要する時間が長くなるため、定常点灯時に、ランプ電
圧ＶL P が高い場合、極性反転時のランプ電流の休止期
間が長くなる傾向にあった。そのため高圧放電灯ＬＰの
光にちらつきが生じるという問題があった。
めインバータ２のスイッチング素子Ｑ2 〜Ｑ5 のブリッ
ジ回路内でコンデンサＣ2 の電圧を反転させた後、ＤＣ
−ＤＣコンバータ１のコンデンサＣ1 と接続する方法と
することにより、インダクタＬ1 を小型化しつつ、反転
電流を小さくするようにしていた。つまり図１１（ａ）
乃至（ｄ）に示すようにインバータ２ではスイッチング
素子Ｑ2 ，Ｑ5 又はＱ 3 ，Ｑ4 をオフした後デッドタイ
ム期間Ｔ2 を経てスイッチング素子Ｑ3 ，Ｑ4又は
Ｑ2 ，Ｑ5 をオンする場合に、同時にオンするのではな
く、先にスイッチング素子Ｑ3 又はＱ5 をオンさせた後
にスイッチング素子Ｑ4 又はＱ2 をオンさせるようにし
てコンデンサＣ2 の極性を反転させた後にコンデンサＣ
1 を接続する動作を行い、図１１（ｅ）に示すように反
転電流Ｉ1Pを小さくするようにしていた。 しかし、こ
の従来例では、極性反転方法が複雑になり、インバータ
２のスイッチング素子Ｑ2 〜Ｑ4 を駆動するドライブ回
路のコストが高くなるという問題があり、また極性判定
に要する時間が長くなるため、定常点灯時に、ランプ電
圧ＶL P が高い場合、極性反転時のランプ電流の休止期
間が長くなる傾向にあった。そのため高圧放電灯ＬＰの
光にちらつきが生じるという問題があった。
【００１２】本発明は、上記問題点に鑑みて為されたも
ので、その目的とするところは、始動時の反転電流を低
減しつつ、限流素子たるインダクタの小型化を図り且つ
反転方法の簡単化を図り、装置の小型化、低コスト化が
可能な放電灯点灯装置を提供するにある。
ので、その目的とするところは、始動時の反転電流を低
減しつつ、限流素子たるインダクタの小型化を図り且つ
反転方法の簡単化を図り、装置の小型化、低コスト化が
可能な放電灯点灯装置を提供するにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に請求項１の発明では、直流電源からの直流入力電圧を
昇圧する昇圧回路と、その出力直流電圧を矩形波電圧に
交番させて出力し、放電灯に印加するインバータと、そ
の出力電圧を入力して高圧パルス発生用のエネルギとし
て充電回路部に充電し、放電灯の始動時に高圧パルスを
放電灯に印加させるイグナイタ部と、上記昇圧回路の出
力電圧、電流を検出し、放電灯の状態に応じて出力電圧
をＰＷＭ制御で可変することにより放電灯の安定点灯を
制御する制御回路とを備えた放電灯点灯装置において、
前記昇圧回路の出力電圧を、前記インバータの出力の極
性に応じて第１の電圧又は第１の電圧よりも小さな第２
の電圧に切り換え、前記昇圧回路の出力電圧が第１の電
圧ときのインバータの極性時に、前記イグナイタ部の高
圧パルスを出力するものである。
に請求項１の発明では、直流電源からの直流入力電圧を
昇圧する昇圧回路と、その出力直流電圧を矩形波電圧に
交番させて出力し、放電灯に印加するインバータと、そ
の出力電圧を入力して高圧パルス発生用のエネルギとし
て充電回路部に充電し、放電灯の始動時に高圧パルスを
放電灯に印加させるイグナイタ部と、上記昇圧回路の出
力電圧、電流を検出し、放電灯の状態に応じて出力電圧
をＰＷＭ制御で可変することにより放電灯の安定点灯を
制御する制御回路とを備えた放電灯点灯装置において、
前記昇圧回路の出力電圧を、前記インバータの出力の極
性に応じて第１の電圧又は第１の電圧よりも小さな第２
の電圧に切り換え、前記昇圧回路の出力電圧が第１の電
圧ときのインバータの極性時に、前記イグナイタ部の高
圧パルスを出力するものである。
【００１４】請求項２の発明では、請求項１の発明にお
いて、前記イグナイタ部の高圧パルスの極性が、前記イ
ンバータの出力の極性と逆方向に出力する始動モードを
持つものである。請求項３の発明では、請求項２の発明
において、前記イグナイタ部は、パルス発生させるため
の充電回路部に多倍電圧充電回路を用いたものである。
いて、前記イグナイタ部の高圧パルスの極性が、前記イ
ンバータの出力の極性と逆方向に出力する始動モードを
持つものである。請求項３の発明では、請求項２の発明
において、前記イグナイタ部は、パルス発生させるため
の充電回路部に多倍電圧充電回路を用いたものである。
【００１５】請求項４の発明では、請求項２の発明にお
いて、前記イグナイタ部の充電回路部の充電電源として
フライバックコンバータを用いたものである。請求項５
の発明では、請求項３又は４記載の発明において、放電
灯の点灯後は、前記昇圧回路の出力電圧を、前記インバ
ータの出力の極性によらず、所定電圧に制御するもので
ある。
いて、前記イグナイタ部の充電回路部の充電電源として
フライバックコンバータを用いたものである。請求項５
の発明では、請求項３又は４記載の発明において、放電
灯の点灯後は、前記昇圧回路の出力電圧を、前記インバ
ータの出力の極性によらず、所定電圧に制御するもので
ある。
【００１６】請求項６の発明では、請求項５の発明にお
いて、始動時において放電灯がアーク放電に移行後、立
ち消えが起きると始動モードに移行することを特徴とす
る。請求項７の発明では、前記インバータと前記イグナ
イタ部との間に反転電流を限流する限流用インダクタを
少なくとも一つを備え、前記充電回路部の入力端が前記
限流用インダクタと前記インバータ出力部の接続部に接
続されたものである。
いて、始動時において放電灯がアーク放電に移行後、立
ち消えが起きると始動モードに移行することを特徴とす
る。請求項７の発明では、前記インバータと前記イグナ
イタ部との間に反転電流を限流する限流用インダクタを
少なくとも一つを備え、前記充電回路部の入力端が前記
限流用インダクタと前記インバータ出力部の接続部に接
続されたものである。
【００１７】
【作用】請求項１の発明によれば、昇圧回路の出力電圧
を、前記インバータの出力の極性に応じて第１の電圧又
は第１の電圧よりも小さな第２の電圧に切り換え、前記
昇圧回路の出力電圧が第１の電圧ときのインバータの極
性時に、前記イグナイタ部の高圧パルスを出力するの
で、昇圧回路の電圧が高いときに発生させて放電灯を始
動させることができ、しかも印加後のインバータの出力
の極性反転時には昇圧回路の出力電圧を下げ、結果イグ
ナイタ部の充電回路部の電圧を下げることができ、その
ため反転電流が小さくなり、限流用インダクタの小型化
やスイッチング素子に電流容量の小さものを使用するこ
とが可能となる。また極性反転方法も簡単にできるため
駆動手段の簡単化もできる。
を、前記インバータの出力の極性に応じて第１の電圧又
は第１の電圧よりも小さな第２の電圧に切り換え、前記
昇圧回路の出力電圧が第１の電圧ときのインバータの極
性時に、前記イグナイタ部の高圧パルスを出力するの
で、昇圧回路の電圧が高いときに発生させて放電灯を始
動させることができ、しかも印加後のインバータの出力
の極性反転時には昇圧回路の出力電圧を下げ、結果イグ
ナイタ部の充電回路部の電圧を下げることができ、その
ため反転電流が小さくなり、限流用インダクタの小型化
やスイッチング素子に電流容量の小さものを使用するこ
とが可能となる。また極性反転方法も簡単にできるため
駆動手段の簡単化もできる。
【００１８】請求項２の発明によれば、請求項１の発明
において、前記イグナイタ部の高圧パルスの極性が、前
記インバータの出力の極性と逆方向に出力する始動モー
ドを持つので、放電灯のアーク放電への移行性が良好と
なる。請求項３の発明によれば、請求項２の発明におい
て、前記イグナイタ部は、パルス発生させるための充電
回路部に多倍電圧充電回路を用いたので、簡単な回路で
高い電圧を得ることができる。
において、前記イグナイタ部の高圧パルスの極性が、前
記インバータの出力の極性と逆方向に出力する始動モー
ドを持つので、放電灯のアーク放電への移行性が良好と
なる。請求項３の発明によれば、請求項２の発明におい
て、前記イグナイタ部は、パルス発生させるための充電
回路部に多倍電圧充電回路を用いたので、簡単な回路で
高い電圧を得ることができる。
【００１９】請求項４の発明によれば、請求項２の発明
において、前記イグナイタ部の充電回路部の充電電源と
してフライバックコンバータを用いたので、簡単な回路
で高い電圧を得ることができる。請求項５の発明によれ
ば、請求項３又は４記載の発明において、放電灯の点灯
後は、前記昇圧回路の出力電圧を、前記インバータの出
力の極性によらず、所定電圧に制御するので、放電灯点
灯後のインバータの電源電圧が安定する。
において、前記イグナイタ部の充電回路部の充電電源と
してフライバックコンバータを用いたので、簡単な回路
で高い電圧を得ることができる。請求項５の発明によれ
ば、請求項３又は４記載の発明において、放電灯の点灯
後は、前記昇圧回路の出力電圧を、前記インバータの出
力の極性によらず、所定電圧に制御するので、放電灯点
灯後のインバータの電源電圧が安定する。
【００２０】請求項６の発明によれば、請求項５の発明
において、始動時において放電灯がアーク放電に移行
後、立ち消えが起きると始動モードに移行するので、立
ち消えが起きても再度放電灯を始動させることができ
る。請求項７の発明によれば、前記インバータと前記イ
グナイタ部との間に反転電流を限流する限流用インダク
タを少なくとも一つを備え、前記充電回路部の入力端が
前記限流用インダクタと前記インバータ出力部の接続部
に接続されたので、放電灯の始動時に発生するサージ電
圧がイグナイタ部の充電回路部に印加されることがなく
なり、イグナイタ部の回路部品に耐圧が低いものが使用
でき、そのため小型化及び低コスト化が可能となる。
において、始動時において放電灯がアーク放電に移行
後、立ち消えが起きると始動モードに移行するので、立
ち消えが起きても再度放電灯を始動させることができ
る。請求項７の発明によれば、前記インバータと前記イ
グナイタ部との間に反転電流を限流する限流用インダク
タを少なくとも一つを備え、前記充電回路部の入力端が
前記限流用インダクタと前記インバータ出力部の接続部
に接続されたので、放電灯の始動時に発生するサージ電
圧がイグナイタ部の充電回路部に印加されることがなく
なり、イグナイタ部の回路部品に耐圧が低いものが使用
でき、そのため小型化及び低コスト化が可能となる。
【００２１】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面を参照して説明
する。 （実施例１）図１は本実施例の回路を示しており、この
実施例回路は自動車の前照灯等に用いるもので、バッテ
リーからなる直流電源Ｅと、フライバックコンバータ構
成のＤＣ−ＤＣコンバータ１と、フルブリッジ型のイン
バータ２と、イグナイタ部３と、高圧放電灯ＬＰと、Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ１のスイッチング素子Ｑ1 及びイン
バータ２のスイッチング素子Ｑ2 〜Ｑ6 を駆動制御する
制御部４とで構成される。 ＤＣ−ＤＣコンバータ１
は、直流電源ＥにフライバックトランスＦＴ1 の一次巻
線Ｎ1 を介してスイッチング素子Ｑ1 を接続し、フライ
バックトランスＦＴの二次巻線Ｎ2 にはダイオードＤ1
を介してコンデンサＣ1 を接続し、このコンデンサＣ1
と二次巻線Ｎ2 との接続点は出力電流検出用の抵抗Ｒ5
を介して直流電源Ｅの負電極に接続している。
する。 （実施例１）図１は本実施例の回路を示しており、この
実施例回路は自動車の前照灯等に用いるもので、バッテ
リーからなる直流電源Ｅと、フライバックコンバータ構
成のＤＣ−ＤＣコンバータ１と、フルブリッジ型のイン
バータ２と、イグナイタ部３と、高圧放電灯ＬＰと、Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ１のスイッチング素子Ｑ1 及びイン
バータ２のスイッチング素子Ｑ2 〜Ｑ6 を駆動制御する
制御部４とで構成される。 ＤＣ−ＤＣコンバータ１
は、直流電源ＥにフライバックトランスＦＴ1 の一次巻
線Ｎ1 を介してスイッチング素子Ｑ1 を接続し、フライ
バックトランスＦＴの二次巻線Ｎ2 にはダイオードＤ1
を介してコンデンサＣ1 を接続し、このコンデンサＣ1
と二次巻線Ｎ2 との接続点は出力電流検出用の抵抗Ｒ5
を介して直流電源Ｅの負電極に接続している。
【００２２】コンデンサＣ1 と抵抗Ｒ5 との直列回路に
は抵抗Ｒ1 と抵抗Ｒ2 とからなる分圧回路を接続し、こ
の分圧回路によりＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力電圧が
検知されるようになっている。イグナイタ部３はインバ
ータ２のスイッチング素子Ｑ2 とＱ3 との接続点と、ス
イッチング素子Ｑ4 とＱ5 との接続点との間に接続され
ているバイパス用コンデンサＣ2 に並列に接続されるも
ので、具体的にはコンデンサＣ2 の両端に発生する交番
電圧の例えば正の半波でダイオードＤ2 、抵抗Ｒ3 を介
してコンデンサＣ3 を充電し、負の半波でコンデンサＣ
4 をダイオードＤ3 、抵抗Ｒ4 を介して充電し、両コン
デンサＣ3 ，Ｃ4 の電圧を加算する倍電圧充電回路と、
両コンデンサＣ3 ，Ｃ4 の直列回路にスイッチング素子
Ｑ6 を介して一次巻線を接続し、二次巻線を高圧放電灯
ＬＰを介してコンデンサＣ2 の両端に接続したパルスト
ランスＰＴとで構成され、スイッチング素子Ｑ6 には両
端電圧が所定の電圧に達するとブレークダウンして導通
するスイッチング素子を用い、スイッチング素子Ｑ 6 が
導通したときにコンデンサＣ3 ，Ｃ4 の電荷をパルスト
ランスＰＴの一次巻線を介して放出させ、パルストラン
スＰＴの二次巻線に高圧パルスを発生するようになって
いる。
は抵抗Ｒ1 と抵抗Ｒ2 とからなる分圧回路を接続し、こ
の分圧回路によりＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力電圧が
検知されるようになっている。イグナイタ部３はインバ
ータ２のスイッチング素子Ｑ2 とＱ3 との接続点と、ス
イッチング素子Ｑ4 とＱ5 との接続点との間に接続され
ているバイパス用コンデンサＣ2 に並列に接続されるも
ので、具体的にはコンデンサＣ2 の両端に発生する交番
電圧の例えば正の半波でダイオードＤ2 、抵抗Ｒ3 を介
してコンデンサＣ3 を充電し、負の半波でコンデンサＣ
4 をダイオードＤ3 、抵抗Ｒ4 を介して充電し、両コン
デンサＣ3 ，Ｃ4 の電圧を加算する倍電圧充電回路と、
両コンデンサＣ3 ，Ｃ4 の直列回路にスイッチング素子
Ｑ6 を介して一次巻線を接続し、二次巻線を高圧放電灯
ＬＰを介してコンデンサＣ2 の両端に接続したパルスト
ランスＰＴとで構成され、スイッチング素子Ｑ6 には両
端電圧が所定の電圧に達するとブレークダウンして導通
するスイッチング素子を用い、スイッチング素子Ｑ 6 が
導通したときにコンデンサＣ3 ，Ｃ4 の電荷をパルスト
ランスＰＴの一次巻線を介して放出させ、パルストラン
スＰＴの二次巻線に高圧パルスを発生するようになって
いる。
【００２３】制御部４は上記分圧回路により分圧検出さ
れるＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力電圧に比例した電圧
Ｖ1 と、抵抗Ｒ5 に流れる出力電流に比例して発生する
抵抗Ｒ5 の両端電圧に基づいてスイッチング素子Ｑ1 を
オンオフさせるＰＷＭ信号のデューティを可変しゲート
駆動回路ＤＲＶ1 を通じてスイッチング素子Ｑ1 のゲー
トに印加するＰＷＭ制御部４ａと、インバータ２のスイ
ッチング素子Ｑ2 〜Ｑ 5 のオンオフを制御するフルブリ
ッジ駆動論理部４ｂ等により構成される。
れるＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力電圧に比例した電圧
Ｖ1 と、抵抗Ｒ5 に流れる出力電流に比例して発生する
抵抗Ｒ5 の両端電圧に基づいてスイッチング素子Ｑ1 を
オンオフさせるＰＷＭ信号のデューティを可変しゲート
駆動回路ＤＲＶ1 を通じてスイッチング素子Ｑ1 のゲー
トに印加するＰＷＭ制御部４ａと、インバータ２のスイ
ッチング素子Ｑ2 〜Ｑ 5 のオンオフを制御するフルブリ
ッジ駆動論理部４ｂ等により構成される。
【００２４】フルブリッジ駆動論理部４ｂから出力され
る互いに逆相関係にある矩形波信号Ｓ2 ，Ｓ3 はゲート
駆動回路ＤＲＶ5 、ＤＲＶ3 を通じてスイッチング素子
Ｑ5、Ｑ3 のゲートに印加され、またハイサイド側との
絶縁を図るレベルシフト回路ＬＳ1 、ＬＳ2 及びゲート
駆動回路ＤＲＶ2 ，ＤＲＶ4 を通じてスイッチング素子
Ｑ2 ，Ｑ4 のゲートに印加される。
る互いに逆相関係にある矩形波信号Ｓ2 ，Ｓ3 はゲート
駆動回路ＤＲＶ5 、ＤＲＶ3 を通じてスイッチング素子
Ｑ5、Ｑ3 のゲートに印加され、またハイサイド側との
絶縁を図るレベルシフト回路ＬＳ1 、ＬＳ2 及びゲート
駆動回路ＤＲＶ2 ，ＤＲＶ4 を通じてスイッチング素子
Ｑ2 ，Ｑ4 のゲートに印加される。
【００２５】次に本実施例の動作を詳細に説明する。ま
ず高圧放電灯ＬＰの始動時においては、直流電源Ｅが投
入されると、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力側に設けら
れたコンデンサＣ1 の電圧ＶC1が制御部４の基準電圧Ｖ
ref1で規定される電圧まで昇圧するようにＤＣ−ＤＣコ
ンバータ１から電力供給される。
ず高圧放電灯ＬＰの始動時においては、直流電源Ｅが投
入されると、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力側に設けら
れたコンデンサＣ1 の電圧ＶC1が制御部４の基準電圧Ｖ
ref1で規定される電圧まで昇圧するようにＤＣ−ＤＣコ
ンバータ１から電力供給される。
【００２６】ここで始動時の無負荷二次電圧の基準電圧
Ｖref1は一定ではなく、図２の（ｄ）に示すようにイン
バータ２のスイッチング素子Ｑ2 〜Ｑ5 を制御するフル
ブリッジ駆動論理部４ｂから出力される図２の（ａ）
（ｂ）に示す矩形波信号Ｓ2 ，Ｓ3 と同期している。本
実施例では矩形波信号Ｓ2 が”Ｈ”、Ｓ3 が”Ｌ”、つ
まり図２（ｅ）に示すようにスイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ
5 がオン、図２（ｆ）に示すようにＱ3 ，Ｑ4 がオフの
時のみに図２（ｃ）に示す信号Ｓ1 がフルブリッジ駆動
論理部４ｂより出力され、基準電圧Ｖref1は図２（ｇ）
に示すコンデンサＣ1 の電圧ＶC1が電圧ＶC1( H ) （例
えば３００Ｖ）に相当する電圧ＶH を出力するが、一度
電圧ＶC1が電圧ＶC1( H ) まで昇圧された後、次の二つ
の状態、つまり高圧パルス印加後高圧放電灯ＬＰがブレ
ークダウンして点灯した場合と点灯しなかった場合との
何れの場合にも基準電圧Ｖref1の値を、電圧ＶC1が電圧
ＶC1 ( L ) （例えば２００Ｖ）に相当する電圧ＶL に切
り換えることにより極性反転直前のコンデンサＣ1 及び
図２（ｈ）に示すコンデンサＣ2 の電圧をＶC1( L )以
上に昇圧しないため過大な反転電流を発生させない。
Ｖref1は一定ではなく、図２の（ｄ）に示すようにイン
バータ２のスイッチング素子Ｑ2 〜Ｑ5 を制御するフル
ブリッジ駆動論理部４ｂから出力される図２の（ａ）
（ｂ）に示す矩形波信号Ｓ2 ，Ｓ3 と同期している。本
実施例では矩形波信号Ｓ2 が”Ｈ”、Ｓ3 が”Ｌ”、つ
まり図２（ｅ）に示すようにスイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ
5 がオン、図２（ｆ）に示すようにＱ3 ，Ｑ4 がオフの
時のみに図２（ｃ）に示す信号Ｓ1 がフルブリッジ駆動
論理部４ｂより出力され、基準電圧Ｖref1は図２（ｇ）
に示すコンデンサＣ1 の電圧ＶC1が電圧ＶC1( H ) （例
えば３００Ｖ）に相当する電圧ＶH を出力するが、一度
電圧ＶC1が電圧ＶC1( H ) まで昇圧された後、次の二つ
の状態、つまり高圧パルス印加後高圧放電灯ＬＰがブレ
ークダウンして点灯した場合と点灯しなかった場合との
何れの場合にも基準電圧Ｖref1の値を、電圧ＶC1が電圧
ＶC1 ( L ) （例えば２００Ｖ）に相当する電圧ＶL に切
り換えることにより極性反転直前のコンデンサＣ1 及び
図２（ｈ）に示すコンデンサＣ2 の電圧をＶC1( L )以
上に昇圧しないため過大な反転電流を発生させない。
【００２７】さて図２（ｇ）に示すように時刻ｔ5 −ｔ
6 間のように、コンデンサＣ1 の電圧ＶC1がＶC1( H )
まで昇圧されると、スイッチング素子Ｑ2 →コンデンサ
Ｃ4→抵抗Ｒ4 →ダイオードＤ3 →インダクタＬ1 →ス
イッチング素子Ｑ5 の経路で、イグナイタ部３のコンデ
ンサＣ4 にも充電される。そしてイグナイタ部３のコン
デンサＣ3 ，Ｃ4 の両端電圧の和ＶC3＋ＶC4が所定値以
上になれば、スイッチング素子Ｑ6 がオンして、コンデ
ンサＣ3 ，Ｃ4 に充電された電荷がスイッチング素子Ｑ
6 →パルストランスＰＴの一次巻線を介して放出され
る。この放出により高圧放電灯ＬＰには図２（ｉ）に示
すように示すように無負荷二次電圧Ｖ02に相当する電圧
ＶC1( H ) と逆向きの高圧パルスＰが印加される。この
高圧パルスＰにより高圧放電灯ＬＰがブレークダウンし
てアーク放電に移行し、インピーダンスが低下すると、
コンデンサＣ1 ，Ｃ2 により押し込み電流が流れ、コン
デンサＣ1 ，Ｃ2 の電圧ＶC1，ＶC2が図２（ｇ）（ｈ）
に示すように低下する。このため、これを制御部４に設
けてあるコンパレータ（例えば１８０５）からなる点灯
判別部４ｃで、基準電圧Ｖref2と比較して基準電圧Ｖre
f2より小さければ、点灯とみなし、フルブリッジ駆動論
理部４ａは信号Ｓ1 を”Ｌ”にして基準電圧Ｖref1をＶ
H からＶL に切り換える。
6 間のように、コンデンサＣ1 の電圧ＶC1がＶC1( H )
まで昇圧されると、スイッチング素子Ｑ2 →コンデンサ
Ｃ4→抵抗Ｒ4 →ダイオードＤ3 →インダクタＬ1 →ス
イッチング素子Ｑ5 の経路で、イグナイタ部３のコンデ
ンサＣ4 にも充電される。そしてイグナイタ部３のコン
デンサＣ3 ，Ｃ4 の両端電圧の和ＶC3＋ＶC4が所定値以
上になれば、スイッチング素子Ｑ6 がオンして、コンデ
ンサＣ3 ，Ｃ4 に充電された電荷がスイッチング素子Ｑ
6 →パルストランスＰＴの一次巻線を介して放出され
る。この放出により高圧放電灯ＬＰには図２（ｉ）に示
すように示すように無負荷二次電圧Ｖ02に相当する電圧
ＶC1( H ) と逆向きの高圧パルスＰが印加される。この
高圧パルスＰにより高圧放電灯ＬＰがブレークダウンし
てアーク放電に移行し、インピーダンスが低下すると、
コンデンサＣ1 ，Ｃ2 により押し込み電流が流れ、コン
デンサＣ1 ，Ｃ2 の電圧ＶC1，ＶC2が図２（ｇ）（ｈ）
に示すように低下する。このため、これを制御部４に設
けてあるコンパレータ（例えば１８０５）からなる点灯
判別部４ｃで、基準電圧Ｖref2と比較して基準電圧Ｖre
f2より小さければ、点灯とみなし、フルブリッジ駆動論
理部４ａは信号Ｓ1 を”Ｌ”にして基準電圧Ｖref1をＶ
H からＶL に切り換える。
【００２８】ところで上記の高圧パルスＰにより高圧放
電灯ＬＰがブレークダウンしない場合に又は点灯後の高
圧放電灯ＬＰのインピーダンスの低下が小さい場合には
は、基準電圧Ｖref1の切り換えをタイマにより切り換え
る。つまりフルブリッジ論理部４ａの内部に信号Ｓ1 が
図２（ｃ）に示すように所定時間Ｔ0 の期間のみ”Ｈ”
になるタイマ（図示せず）を内蔵している。時間Ｔ0 の
値の設定は、高圧パルスＰが発生後（例えば数百μ〜数
ｍｓｅｃの間に）切り換えるように設定してある。この
ように電圧ＶC1と比較する基準電圧Ｖref1を下げる方向
に切り換えることにより、ＶC1＞ＶC1( H ) の場合に
も、ＤＣ−ＤＣコンバータ１からの電力供給が停止さ
れ、且つ高圧パルスＰの発生によりエネルギを放出して
イグナイタ部３のコンデンサＣ4 への充電電流を供給す
るため、電圧ＶC1をインバータ２の出力の極性反転直前
迄にＶC1( L ) まで低下させることができる。
電灯ＬＰがブレークダウンしない場合に又は点灯後の高
圧放電灯ＬＰのインピーダンスの低下が小さい場合には
は、基準電圧Ｖref1の切り換えをタイマにより切り換え
る。つまりフルブリッジ論理部４ａの内部に信号Ｓ1 が
図２（ｃ）に示すように所定時間Ｔ0 の期間のみ”Ｈ”
になるタイマ（図示せず）を内蔵している。時間Ｔ0 の
値の設定は、高圧パルスＰが発生後（例えば数百μ〜数
ｍｓｅｃの間に）切り換えるように設定してある。この
ように電圧ＶC1と比較する基準電圧Ｖref1を下げる方向
に切り換えることにより、ＶC1＞ＶC1( H ) の場合に
も、ＤＣ−ＤＣコンバータ１からの電力供給が停止さ
れ、且つ高圧パルスＰの発生によりエネルギを放出して
イグナイタ部３のコンデンサＣ4 への充電電流を供給す
るため、電圧ＶC1をインバータ２の出力の極性反転直前
迄にＶC1( L ) まで低下させることができる。
【００２９】以上のように高圧放電灯ＬＰの始動時に、
ＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力電圧であるコンデンサＣ
1 の電圧ＶC1を、インバータ２の出力の極性に応じて切
り換え、高い電圧ＶC1( H ) を印加する時に高圧パルス
Ｐを発生させ、発生後は始動の有無にかかわらず、電圧
ＶC1の上限を決める基準電圧Ｖref1をＶC1( H ) からＶ
C1( L ) に下げることができ、限流用インダクタＬ1 を
小型化しつつ、簡単な極性反転方法でも過大な反転電流
の発生を防止できるのである。
ＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力電圧であるコンデンサＣ
1 の電圧ＶC1を、インバータ２の出力の極性に応じて切
り換え、高い電圧ＶC1( H ) を印加する時に高圧パルス
Ｐを発生させ、発生後は始動の有無にかかわらず、電圧
ＶC1の上限を決める基準電圧Ｖref1をＶC1( H ) からＶ
C1( L ) に下げることができ、限流用インダクタＬ1 を
小型化しつつ、簡単な極性反転方法でも過大な反転電流
の発生を防止できるのである。
【００３０】次に高圧放電灯ＰＬが定常点灯すると、Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ１の出力電流と出力電圧を夫々検出
する。これらの検出信号をＩ1 ，Ｖ1 とすると、検出信
号Ｖ 1 に応じた出力電流の指令値を計算する演算部４ｄ
の出力値Ｉ0Pと、アンプＡＭＰ2 で増幅した検出値Ｉ1
を誤差増幅器ＡＭＰ1 により比較した後、両値の差が零
になるようにＰＷＭ制御部４ａはスイッチング素子Ｑ1
の駆動信号のデューティを制御する。
Ｃ−ＤＣコンバータ１の出力電流と出力電圧を夫々検出
する。これらの検出信号をＩ1 ，Ｖ1 とすると、検出信
号Ｖ 1 に応じた出力電流の指令値を計算する演算部４ｄ
の出力値Ｉ0Pと、アンプＡＭＰ2 で増幅した検出値Ｉ1
を誤差増幅器ＡＭＰ1 により比較した後、両値の差が零
になるようにＰＷＭ制御部４ａはスイッチング素子Ｑ1
の駆動信号のデューティを制御する。
【００３１】尚実施例ではＰＷＭ制御部４ａによってス
イッチング素子Ｑ1 のスイッチングをデューティ制御し
ているが、スイッチング素子Ｑ1 に流れる電流のピーク
値により制御する電流モード制御を行っても良い。 （実施例２）本実施例では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１と
して、実施例１の複巻型のフライバックトランスＦＴ1
の代わりに、図３に示すように単巻型でタップ付のフラ
イバックトランスＦＴ0 を用いたものである。
イッチング素子Ｑ1 のスイッチングをデューティ制御し
ているが、スイッチング素子Ｑ1 に流れる電流のピーク
値により制御する電流モード制御を行っても良い。 （実施例２）本実施例では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１と
して、実施例１の複巻型のフライバックトランスＦＴ1
の代わりに、図３に示すように単巻型でタップ付のフラ
イバックトランスＦＴ0 を用いたものである。
【００３２】またインバータ２はスイッチング素子Ｑ2
〜Ｑ4 をブリッジ接続したフルブリッジ型のインバータ
を用いた点で実施例１と同じであるが、直流電源Ｅの正
極とスイッチング素子Ｑ2 とＱ3 の接続点との間にダイ
オードＤ0 を介してコンデンサＣ5 を接続し、このコン
デンサＣ5 の両端電圧で動作する駆動回路ＤＲ2 を設
け、また直流電源Ｅの正極とスイッチング素子Ｑ4 とＱ
5 の接続点との間にダイオードＤ0 を介してコンデンサ
Ｃ6 を接続し、このコンデンサＣ6 の両端電圧で動作す
る駆動回路ＤＲ4 を設けてある。これら駆動回路Ｄ
Ｒ2 ，ＤＲ4 はハイサイド側のスイッチング素子Ｑ2 ，
Ｑ4 の駆動回路であり、フォトカプラや半導体の誘電体
による絶縁を図っている。ここでスイッチング素子
Ｑ3 ，Ｑ4 がオンの時、コンデンサＣ5 が充電され、ス
イッチング素子Ｑ5 Ｑ6 がオン時にコンデンサＣ6 が充
電されうブーストラップ方式を使っているため、コンデ
ンサＣ5 ，Ｃ 6 を充電するために無負荷時、定常時にか
かわらず、インバータ２は出力電圧を極性反転させる。
〜Ｑ4 をブリッジ接続したフルブリッジ型のインバータ
を用いた点で実施例１と同じであるが、直流電源Ｅの正
極とスイッチング素子Ｑ2 とＱ3 の接続点との間にダイ
オードＤ0 を介してコンデンサＣ5 を接続し、このコン
デンサＣ5 の両端電圧で動作する駆動回路ＤＲ2 を設
け、また直流電源Ｅの正極とスイッチング素子Ｑ4 とＱ
5 の接続点との間にダイオードＤ0 を介してコンデンサ
Ｃ6 を接続し、このコンデンサＣ6 の両端電圧で動作す
る駆動回路ＤＲ4 を設けてある。これら駆動回路Ｄ
Ｒ2 ，ＤＲ4 はハイサイド側のスイッチング素子Ｑ2 ，
Ｑ4 の駆動回路であり、フォトカプラや半導体の誘電体
による絶縁を図っている。ここでスイッチング素子
Ｑ3 ，Ｑ4 がオンの時、コンデンサＣ5 が充電され、ス
イッチング素子Ｑ5 Ｑ6 がオン時にコンデンサＣ6 が充
電されうブーストラップ方式を使っているため、コンデ
ンサＣ5 ，Ｃ 6 を充電するために無負荷時、定常時にか
かわらず、インバータ２は出力電圧を極性反転させる。
【００３３】本実施例のイグナイタ部３は、交番するイ
ンバータ２の出力をダイオードＤ2で整流して得られ直
流をリンギングチョーク式コンバータの昇圧部により昇
圧し、この昇圧部に設けられたフライバックトランスＦ
Ｔ2 の二次巻線にダイオードＤ4 を介して接続されてい
るコンデンサＣ4 を二次出力で充電し、コンデンサＣ 4
にパルストランスＰＴの一次巻線を介して接続してある
スイッチング素子Ｑ6（例えば、放電ギャップ、サイリ
スタ、ＭＣＴ、トライアック）のブレークオーバ電圧に
コンデンサＣ4 の充電電圧が達してスイッチング素子Ｑ
6 が導通すると、コンデンサＣ4 の電荷をパルストラン
スＰＴ1 の一次巻線を介して放出させ、パルストランス
ＰＴ1 の二次巻線に高圧パルスＰを発生させるようにな
っている。ここで本実施例では、無負荷時の高圧パルス
Ｐの電圧の向きと、インバータ２の出力電圧の向きとを
逆にすることにより、パルス電圧によるブレークダウン
後のアーク放電移行を容易にしている。
ンバータ２の出力をダイオードＤ2で整流して得られ直
流をリンギングチョーク式コンバータの昇圧部により昇
圧し、この昇圧部に設けられたフライバックトランスＦ
Ｔ2 の二次巻線にダイオードＤ4 を介して接続されてい
るコンデンサＣ4 を二次出力で充電し、コンデンサＣ 4
にパルストランスＰＴの一次巻線を介して接続してある
スイッチング素子Ｑ6（例えば、放電ギャップ、サイリ
スタ、ＭＣＴ、トライアック）のブレークオーバ電圧に
コンデンサＣ4 の充電電圧が達してスイッチング素子Ｑ
6 が導通すると、コンデンサＣ4 の電荷をパルストラン
スＰＴ1 の一次巻線を介して放出させ、パルストランス
ＰＴ1 の二次巻線に高圧パルスＰを発生させるようにな
っている。ここで本実施例では、無負荷時の高圧パルス
Ｐの電圧の向きと、インバータ２の出力電圧の向きとを
逆にすることにより、パルス電圧によるブレークダウン
後のアーク放電移行を容易にしている。
【００３４】ここでリングングチョーク式コンバータ
は、ダイオードＤ2 で整流された電圧により動作するた
め、インバータ２のスイッチング素子Ｑ3 ，Ｑ4 がオン
の時のみ、フライバックトランスＦＴ2 の一次巻線とト
ランジスタＴｒとに電圧が印加されるようになってい
る。そしてトランジスタＴｒは帰還後ベースにフライバ
ックトランスＦＴ2 の帰還巻線に発生する帰還電圧がダ
イオードＤ3 と抵抗Ｒ3 とを介して印加されてスイッチ
ング動作を継続するようになっている。尚トランジスタ
Ｔｒの起動回路は図においては示していないが、例えば
ベースにダイオードＤ2 の整流出力を抵抗を通じて印加
してトランジスタＴｒを起動させ、その後は帰還電圧に
よりベース電流の供給を受け、以後発振を継続させるよ
うになっている。 制御部４の構成は基本的には実施例
１と同様な構成であるため省略する。
は、ダイオードＤ2 で整流された電圧により動作するた
め、インバータ２のスイッチング素子Ｑ3 ，Ｑ4 がオン
の時のみ、フライバックトランスＦＴ2 の一次巻線とト
ランジスタＴｒとに電圧が印加されるようになってい
る。そしてトランジスタＴｒは帰還後ベースにフライバ
ックトランスＦＴ2 の帰還巻線に発生する帰還電圧がダ
イオードＤ3 と抵抗Ｒ3 とを介して印加されてスイッチ
ング動作を継続するようになっている。尚トランジスタ
Ｔｒの起動回路は図においては示していないが、例えば
ベースにダイオードＤ2 の整流出力を抵抗を通じて印加
してトランジスタＴｒを起動させ、その後は帰還電圧に
よりベース電流の供給を受け、以後発振を継続させるよ
うになっている。 制御部４の構成は基本的には実施例
１と同様な構成であるため省略する。
【００３５】而して始動時の動作ではスイッチング素子
Ｑ3 ，Ｑ4 がオンの時、イグナイタ部３のコンデンサＣ
4 が充電され、所定電圧以上になると、高圧パルスＰが
パルストランスＰＴ1 の二次巻線より発生し、同時にコ
ンデンサＣ5 が充電される。スイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ
5 がオンの時、コンデンサＣ6 が充電され、スイッチン
グ素子Ｑ4 をオンさせるための駆動回路ＤＲ4 の電源と
なる。
Ｑ3 ，Ｑ4 がオンの時、イグナイタ部３のコンデンサＣ
4 が充電され、所定電圧以上になると、高圧パルスＰが
パルストランスＰＴ1 の二次巻線より発生し、同時にコ
ンデンサＣ5 が充電される。スイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ
5 がオンの時、コンデンサＣ6 が充電され、スイッチン
グ素子Ｑ4 をオンさせるための駆動回路ＤＲ4 の電源と
なる。
【００３６】このように片側でのみ、パルス電圧を発生
させるため、スイッチング素子Ｑ2，Ｑ5 がオンの時
は、コンデンサＣ1 の電圧ＶC1が低くても問題が無いた
め、実施例１と同等に、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力
電圧ＶC1を、インバータ２の極性反転の極性に応じて無
負荷時において、ＶC1( H ) とＶC1( L ) とに切り換え
ることができることになる。但し ＶC1( H ) ＞Ｖ
C1( L ) とする。
させるため、スイッチング素子Ｑ2，Ｑ5 がオンの時
は、コンデンサＣ1 の電圧ＶC1が低くても問題が無いた
め、実施例１と同等に、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力
電圧ＶC1を、インバータ２の極性反転の極性に応じて無
負荷時において、ＶC1( H ) とＶC1( L ) とに切り換え
ることができることになる。但し ＶC1( H ) ＞Ｖ
C1( L ) とする。
【００３７】本実施例では、スイッチング素子Ｑ3 ，Ｑ
4 がオンの時、ＶC1＝ＶC1( H ) とし、スイッチング素
子Ｑ2 ，Ｑ5 はオンの時、ＶC1＝ＶC1( L ) とする。ま
た高圧放電灯ＬＰの起動のための高圧パルスＰは電圧Ｖ
C1( H ) 側で印加し、印加後は始動の有無に関わらず、
少なくとも極性反転前までに出力電圧ＶC1の値をＶ
C1( H ) からＶC1( L ) 以下に下げるように制御する。
4 がオンの時、ＶC1＝ＶC1( H ) とし、スイッチング素
子Ｑ2 ，Ｑ5 はオンの時、ＶC1＝ＶC1( L ) とする。ま
た高圧放電灯ＬＰの起動のための高圧パルスＰは電圧Ｖ
C1( H ) 側で印加し、印加後は始動の有無に関わらず、
少なくとも極性反転前までに出力電圧ＶC1の値をＶ
C1( H ) からＶC1( L ) 以下に下げるように制御する。
【００３８】このように極性反転時の電圧ＶC1、ＶC2の
電圧を下げることが可能になり、反転電流が小さくなる
ため、限流用インダクタＬ1 の小型化、スイッチング素
子Ｑ 2 〜Ｑ5 に電流容量が小さいものを使用できる利点
がある。反転方法も簡単化できるため駆動回路も簡単に
小型化できる。尚高圧パルスＰの発生後から極性反転す
るまで、スイッチング素子Ｑ1 の高周波スイッチング動
作を停止させても良い。
電圧を下げることが可能になり、反転電流が小さくなる
ため、限流用インダクタＬ1 の小型化、スイッチング素
子Ｑ 2 〜Ｑ5 に電流容量が小さいものを使用できる利点
がある。反転方法も簡単化できるため駆動回路も簡単に
小型化できる。尚高圧パルスＰの発生後から極性反転す
るまで、スイッチング素子Ｑ1 の高周波スイッチング動
作を停止させても良い。
【００３９】イグナイタ部３はリンギングチョーク方式
で発振フライバックトランスＦＴを用いた昇圧部を備え
ているので、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力電圧ＶC1に
よらず、もっと高いコンデンサＣ4 の充電電圧を得るこ
とができる。 （実施例３）本実施例は図４に示すように直流電源Ｅと
して商用交流電源ＡＣを全波整流器ＤＢと平滑コンデン
サＣ0 とで整流平滑して直流を得る整流平滑回路で構成
し、ＤＣ−ＤＣコンバータ１としては降圧型のチョッパ
回路により構成している。
で発振フライバックトランスＦＴを用いた昇圧部を備え
ているので、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力電圧ＶC1に
よらず、もっと高いコンデンサＣ4 の充電電圧を得るこ
とができる。 （実施例３）本実施例は図４に示すように直流電源Ｅと
して商用交流電源ＡＣを全波整流器ＤＢと平滑コンデン
サＣ0 とで整流平滑して直流を得る整流平滑回路で構成
し、ＤＣ−ＤＣコンバータ１としては降圧型のチョッパ
回路により構成している。
【００４０】インバータ２は実施例１、２と同様にフル
ブリッジ型のインバータからなり、スイッチング素子Ｑ
2 〜Ｑ5 のドライブ回路として、制御部４からの高周波
出力で交互にスイッチングされるとともに低周波でスイ
ッチング動作期間を交互に切り替えられるスイッチング
素子Ｑ10，Ｑ11の直列回路をトランスＴ1 の一次巻線に
並列に接続し、一次巻線の中間タップと両スイッチング
素子Ｑ10、Ｑ11の中点との間に直流電源Ｅ0 を接続した
回路を用い、この一次側の高周波のスイッチングを各ス
イッチング素子Ｑ2 〜Ｑ5 にそれぞれ対応して設けた二
次巻線に接続せる整流平滑回路で直流電圧に変換して各
スイッチング素子Ｑ2 〜Ｑ5 のゲートに駆動信号として
印加し、低周波でスイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ5 及び
Ｑ3 、Ｑ4 を交互にオン、オフしてインバータ２より低
周波の矩形波出力を発生させるようになっている。
ブリッジ型のインバータからなり、スイッチング素子Ｑ
2 〜Ｑ5 のドライブ回路として、制御部４からの高周波
出力で交互にスイッチングされるとともに低周波でスイ
ッチング動作期間を交互に切り替えられるスイッチング
素子Ｑ10，Ｑ11の直列回路をトランスＴ1 の一次巻線に
並列に接続し、一次巻線の中間タップと両スイッチング
素子Ｑ10、Ｑ11の中点との間に直流電源Ｅ0 を接続した
回路を用い、この一次側の高周波のスイッチングを各ス
イッチング素子Ｑ2 〜Ｑ5 にそれぞれ対応して設けた二
次巻線に接続せる整流平滑回路で直流電圧に変換して各
スイッチング素子Ｑ2 〜Ｑ5 のゲートに駆動信号として
印加し、低周波でスイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ5 及び
Ｑ3 、Ｑ4 を交互にオン、オフしてインバータ２より低
周波の矩形波出力を発生させるようになっている。
【００４１】イグナイタ部３は、コンデンサＣ3 〜
Ｃ5 、ダイオードＤ10〜Ｄ12及び抵抗Ｒ 10〜Ｒ12から構
成された多倍電圧小圧回路からなる充電回路部を備え、
インバータ２のスイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ5 がオンのと
き、ＤＣーＤＣコンバータ１のコンデンサＣ1 の電圧Ｖ
C1がＶC1( H ) とし、インバータ２のスイッチング素子
Ｑ 3 ，Ｑ4 がオンのとき、ＤＣーＤＣコンバータ１のコ
ンデンサＣ1 の電圧ＶC1がＶC1( L ) で、ＶC1( H ) ＞
ＶC1( L ) とすると、コンデンサＣ3 にはＶC3＝Ｖ
C1( L ) 、コンデンサＣ4 にはＶC4＝ＶC1( H ) 、コン
デンサＣ5 にはＶC5＝Ｖ C1( H ) ＋ＶC3＋ＶC4がそれぞ
れ充電可能である。
Ｃ5 、ダイオードＤ10〜Ｄ12及び抵抗Ｒ 10〜Ｒ12から構
成された多倍電圧小圧回路からなる充電回路部を備え、
インバータ２のスイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ5 がオンのと
き、ＤＣーＤＣコンバータ１のコンデンサＣ1 の電圧Ｖ
C1がＶC1( H ) とし、インバータ２のスイッチング素子
Ｑ 3 ，Ｑ4 がオンのとき、ＤＣーＤＣコンバータ１のコ
ンデンサＣ1 の電圧ＶC1がＶC1( L ) で、ＶC1( H ) ＞
ＶC1( L ) とすると、コンデンサＣ3 にはＶC3＝Ｖ
C1( L ) 、コンデンサＣ4 にはＶC4＝ＶC1( H ) 、コン
デンサＣ5 にはＶC5＝Ｖ C1( H ) ＋ＶC3＋ＶC4がそれぞ
れ充電可能である。
【００４２】ここで、コンデンサＣ5 にはパルストラン
スＰＴの一次巻線と、ＧＴＯ．ＭＣＴなどの自己消弧型
半導体スイッチング素子からなるスイッチング素子Ｑ6
の直列回路を並列接続しており、コンデンサＣ5 の電圧
が所定以上まで昇圧されると、スイッチング素子Ｑ6 が
ブレークオーバしてオンし、パルストランスＰＴの二次
巻線を介して高圧パルスＰを高圧放電灯ＬＰに印加する
ようになっている。
スＰＴの一次巻線と、ＧＴＯ．ＭＣＴなどの自己消弧型
半導体スイッチング素子からなるスイッチング素子Ｑ6
の直列回路を並列接続しており、コンデンサＣ5 の電圧
が所定以上まで昇圧されると、スイッチング素子Ｑ6 が
ブレークオーバしてオンし、パルストランスＰＴの二次
巻線を介して高圧パルスＰを高圧放電灯ＬＰに印加する
ようになっている。
【００４３】尚制御部４の構成は実施例１に準ずもので
あるため、その構成及び動作についての説明を省略す
る。 （実施例４）本実施例は基本的には実施例１と同様な構
成であるが、実施例１ではイグナイタ部３の入力端がバ
イパス用コンデンサＣ2 の両端に接続しているのに対し
て、本実施例では図５に示すように限流用インダクタＬ
1 とコンデンサＣ2 の直列回路に並列に接続しており、
この点で実施例１と相違する。
あるため、その構成及び動作についての説明を省略す
る。 （実施例４）本実施例は基本的には実施例１と同様な構
成であるが、実施例１ではイグナイタ部３の入力端がバ
イパス用コンデンサＣ2 の両端に接続しているのに対し
て、本実施例では図５に示すように限流用インダクタＬ
1 とコンデンサＣ2 の直列回路に並列に接続しており、
この点で実施例１と相違する。
【００４４】次に本実施例の動作を詳細に説明する。ま
ず高圧放電灯ＬＰの始動時においては、直流電源Ｅが投
入されると、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力側に設けら
れたコンデンサＣ1 の電圧ＶC1は無負荷二次電圧Ｖ
02（例えば３００Ｖ）まで昇圧される。この電圧をイン
バータ２では、矩形波電圧へ交番し、イグナイタ部３の
倍電圧回路からなる充電回路部へ充電電流を供給する。
具体的にはスイッチング素子Ｑ 2 、Ｑ5 がオン時に、コ
ンデンサＣ1 →スイッチング素子Ｑ2 →コンデンサＣ4
→抵抗Ｒ2 →ダイオードＤ2 →スイッチング素子Ｑ5 →
コンデンサＣ4 の経路で充電され、インダクタＬ1 へ流
れる経路はない。スイッチング素子Ｑ3 、Ｑ4 のオン時
も同様である。
ず高圧放電灯ＬＰの始動時においては、直流電源Ｅが投
入されると、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力側に設けら
れたコンデンサＣ1 の電圧ＶC1は無負荷二次電圧Ｖ
02（例えば３００Ｖ）まで昇圧される。この電圧をイン
バータ２では、矩形波電圧へ交番し、イグナイタ部３の
倍電圧回路からなる充電回路部へ充電電流を供給する。
具体的にはスイッチング素子Ｑ 2 、Ｑ5 がオン時に、コ
ンデンサＣ1 →スイッチング素子Ｑ2 →コンデンサＣ4
→抵抗Ｒ2 →ダイオードＤ2 →スイッチング素子Ｑ5 →
コンデンサＣ4 の経路で充電され、インダクタＬ1 へ流
れる経路はない。スイッチング素子Ｑ3 、Ｑ4 のオン時
も同様である。
【００４５】このようにコンデンサＣ3 、 Ｃ4 へ充電さ
れ、その両端電圧が上昇し、所定値に達するとスイッチ
ング素子Ｑ6 がオンして、コンデンサＣ3 ，Ｃ4 に充電
された電荷がスイッチング素子Ｑ6 →パルストランスＰ
Ｔの一次巻線を介して放電される。この放電により高圧
放電灯ＬＰには高圧パルスＰが印加される。この高圧パ
ルスＰにより高圧放電灯ＬＰがブレークダウンしてアー
ク放電に移行し、インピーダンスが低下すると、コンデ
ンサＣ1 ，Ｃ2 により押し込み電流が流れ込むが、この
ときコンデンサＣ2 に発生するサージ電圧はインダクタ
Ｌ1 の働きにより、イグナイタ部３の充電回路部の入力
端（図においてＡ−Ｂ間）には、印加されない。
れ、その両端電圧が上昇し、所定値に達するとスイッチ
ング素子Ｑ6 がオンして、コンデンサＣ3 ，Ｃ4 に充電
された電荷がスイッチング素子Ｑ6 →パルストランスＰ
Ｔの一次巻線を介して放電される。この放電により高圧
放電灯ＬＰには高圧パルスＰが印加される。この高圧パ
ルスＰにより高圧放電灯ＬＰがブレークダウンしてアー
ク放電に移行し、インピーダンスが低下すると、コンデ
ンサＣ1 ，Ｃ2 により押し込み電流が流れ込むが、この
ときコンデンサＣ2 に発生するサージ電圧はインダクタ
Ｌ1 の働きにより、イグナイタ部３の充電回路部の入力
端（図においてＡ−Ｂ間）には、印加されない。
【００４６】このため、イグナイタ３の充電回路部の部
品であるダイオードＤ1 ，Ｄ2 、抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 の耐圧
を下げることができ、部品の小型化、低コスト化を図る
ことができ、点灯装置自体も小型化、低コスト化できる
効果がある。安定点灯時には、コンデンサＣ1 の電圧
は、高圧放電灯ＬＰのランプ電圧とほぼ等しくなるた
め、コンデンサＣ1 の電圧ＶC1の値に応じてＤＣーＤＣ
コンバータ１の出力電力を制御して安定点灯させる。
品であるダイオードＤ1 ，Ｄ2 、抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 の耐圧
を下げることができ、部品の小型化、低コスト化を図る
ことができ、点灯装置自体も小型化、低コスト化できる
効果がある。安定点灯時には、コンデンサＣ1 の電圧
は、高圧放電灯ＬＰのランプ電圧とほぼ等しくなるた
め、コンデンサＣ1 の電圧ＶC1の値に応じてＤＣーＤＣ
コンバータ１の出力電力を制御して安定点灯させる。
【００４７】尚制御部４の構成は実施例１に準ずるた
め、その構成および動作については特に説明しない。 （実施例５）本実施例は、ＤＣーＤＣコンバータ１とし
て、図６に示すように実施例２のＤＣーＤＣコンバータ
１と同様にフライバックトランス構成のコンバータを用
い、またイグナイタ部３の充電回路部として実施例３の
イグナイタ部３と同様に多倍電圧昇圧回路を用いた、さ
らに限流用インダクタとしてＬ11、Ｌ12を用いたもので
ある。而して本実施例でのイグナイタ部３の充電回路部
の充電は、スイッチング素子Ｑ4 、Ｑ3 がオンの時、コ
ンデンサＣ1 →トランジスタＱ4 →ダイオードＤ1 →抵
抗Ｒ1 →ダイオードＤ3 →コンデンサＣ5 →抵抗Ｒ3 →
抵抗Ｒ2 →ダイオードＤ2 →スイッチング素子Ｑ3 →コ
ンデンサＣ1 の経路と、コンデンサＣ1 →トランジスタ
Ｑ4 →コンデンサＣ3 →抵抗Ｒ2 →ダイオードＤ2 →ス
イッチング素子Ｑ3 →コンデンサＣ1 の経路と、コンデ
ンサＣ1 →トランジスタＱ4 →ダイオードＤ1 →抵抗Ｒ
1 →コンデンサＣ4 →スイッチング素子Ｑ3 →コンデン
サＣ1 の経路とで電流が流れて、コンデンサＣ3 、
Ｃ4 、Ｃ5 がそれぞれ充電される。
め、その構成および動作については特に説明しない。 （実施例５）本実施例は、ＤＣーＤＣコンバータ１とし
て、図６に示すように実施例２のＤＣーＤＣコンバータ
１と同様にフライバックトランス構成のコンバータを用
い、またイグナイタ部３の充電回路部として実施例３の
イグナイタ部３と同様に多倍電圧昇圧回路を用いた、さ
らに限流用インダクタとしてＬ11、Ｌ12を用いたもので
ある。而して本実施例でのイグナイタ部３の充電回路部
の充電は、スイッチング素子Ｑ4 、Ｑ3 がオンの時、コ
ンデンサＣ1 →トランジスタＱ4 →ダイオードＤ1 →抵
抗Ｒ1 →ダイオードＤ3 →コンデンサＣ5 →抵抗Ｒ3 →
抵抗Ｒ2 →ダイオードＤ2 →スイッチング素子Ｑ3 →コ
ンデンサＣ1 の経路と、コンデンサＣ1 →トランジスタ
Ｑ4 →コンデンサＣ3 →抵抗Ｒ2 →ダイオードＤ2 →ス
イッチング素子Ｑ3 →コンデンサＣ1 の経路と、コンデ
ンサＣ1 →トランジスタＱ4 →ダイオードＤ1 →抵抗Ｒ
1 →コンデンサＣ4 →スイッチング素子Ｑ3 →コンデン
サＣ1 の経路とで電流が流れて、コンデンサＣ3 、
Ｃ4 、Ｃ5 がそれぞれ充電される。
【００４８】スイッチング素子Ｑ2 、Ｑ5 がオンの時に
は、コンデンサＣ1 →トランジスタＱ2 →コンデンサＣ
4 →ダイオードＤ3 →コンデンサＣ5 →抵抗Ｒ3 →抵抗
Ｒ7→抵抗Ｒ2 →コンデンサＣ3 →スイッチング素子Ｑ
4 →コンデンサＣ1 の経路で充電され、コンデンサＣ5
の充電電圧は、ＶC5＝ＶC1＋ＶC3＋ＶC4となり、この充
電電圧ＶC5が所定電圧になると、スイッチング素子Ｑ6
はブレークオーバして導通し、高圧パルスＰがパルスト
ランスＰＴを介して高圧放電灯ＬＰに印加され、高圧放
電灯ＬＰはブレークダウンして始動することになる。
は、コンデンサＣ1 →トランジスタＱ2 →コンデンサＣ
4 →ダイオードＤ3 →コンデンサＣ5 →抵抗Ｒ3 →抵抗
Ｒ7→抵抗Ｒ2 →コンデンサＣ3 →スイッチング素子Ｑ
4 →コンデンサＣ1 の経路で充電され、コンデンサＣ5
の充電電圧は、ＶC5＝ＶC1＋ＶC3＋ＶC4となり、この充
電電圧ＶC5が所定電圧になると、スイッチング素子Ｑ6
はブレークオーバして導通し、高圧パルスＰがパルスト
ランスＰＴを介して高圧放電灯ＬＰに印加され、高圧放
電灯ＬＰはブレークダウンして始動することになる。
【００４９】本実施例ではインダクタＬ11、Ｌ12の働き
により、サージ電圧がインダクタ部３の充電回路部に印
加されず、そのため耐圧が低くてよく小型化が可能とな
る。また限流用インダクタをＬ11、Ｌ12に等分割し、コ
ンデンサＣ2 の両端に接続することにより、点灯中のＧ
ＮＤに対する電圧が、極性反転して安定する。制御部４
の構成は実施例１に準ずるためここでは特に構成及び動
作についての説明は省略する。
により、サージ電圧がインダクタ部３の充電回路部に印
加されず、そのため耐圧が低くてよく小型化が可能とな
る。また限流用インダクタをＬ11、Ｌ12に等分割し、コ
ンデンサＣ2 の両端に接続することにより、点灯中のＧ
ＮＤに対する電圧が、極性反転して安定する。制御部４
の構成は実施例１に準ずるためここでは特に構成及び動
作についての説明は省略する。
【００５０】（実施例６）本実施例は、ＤＣーＤＣコン
バータ１として昇圧型チョッパを用い、インバータ２は
出力にフィルタ用コンデンサＣ13、Ｃ14を設け、イグナ
イタ部３はフライバックトランスＦＴ3 を用いたコンバ
ータ構成の昇圧回路を設け、フライバックトランスＦＴ
3 の二次巻線にダイオードＤ13を介して充電回路部のコ
ンデンサＣ 4 を接続し、このコンデンサＣ4 に並列にパ
ルストランスＰＴの一次巻線とスイッチング素子Ｑ6 と
の直列回路を接続した構成となっている。
バータ１として昇圧型チョッパを用い、インバータ２は
出力にフィルタ用コンデンサＣ13、Ｃ14を設け、イグナ
イタ部３はフライバックトランスＦＴ3 を用いたコンバ
ータ構成の昇圧回路を設け、フライバックトランスＦＴ
3 の二次巻線にダイオードＤ13を介して充電回路部のコ
ンデンサＣ 4 を接続し、このコンデンサＣ4 に並列にパ
ルストランスＰＴの一次巻線とスイッチング素子Ｑ6 と
の直列回路を接続した構成となっている。
【００５１】ＤＣーＤＣコンバータ１はスイッチング素
子Ｑ1 が制御部４からのＰＷＭ信号によりスイッチング
してオン時に、直流電源Ｅから流れる電流によりインダ
クタＬ0 にエネルギを蓄積し、オフ時に蓄積したエネル
ギをダイオードＤ0 を介してコンデンサＣ1 に放出して
充電し、昇圧された直流を得るようになっている。一方
イグナイタ部３の昇圧回路はインバータ２の出力端間に
ダイオードＤ14とフライバックＦＴの一次巻線とスイッ
チング素子Ｑ7 との直列回路を接続し、制御部４の制御
の下でインバータ２のスイッチング素子Ｑ3 、Ｑ4 がオ
ンしたときにスイッチング素子Ｑ7 をスイッチングさせ
てフライバックＦＴ3 の二次巻線に昇圧した電圧を発生
させるようになっており、この昇圧された電圧によりコ
ンデンサＣ4 を充電する。このコンデンサＣ4 の充電電
圧が所定電圧に達すると、スイッチング素子Ｑ6 がブレ
ークオーバしてオンし、パルストランスＰＴの二次巻線
に高圧パルスＰＴを発生させ、高圧放電灯ＬＰをブレー
クダウンさせる。
子Ｑ1 が制御部４からのＰＷＭ信号によりスイッチング
してオン時に、直流電源Ｅから流れる電流によりインダ
クタＬ0 にエネルギを蓄積し、オフ時に蓄積したエネル
ギをダイオードＤ0 を介してコンデンサＣ1 に放出して
充電し、昇圧された直流を得るようになっている。一方
イグナイタ部３の昇圧回路はインバータ２の出力端間に
ダイオードＤ14とフライバックＦＴの一次巻線とスイッ
チング素子Ｑ7 との直列回路を接続し、制御部４の制御
の下でインバータ２のスイッチング素子Ｑ3 、Ｑ4 がオ
ンしたときにスイッチング素子Ｑ7 をスイッチングさせ
てフライバックＦＴ3 の二次巻線に昇圧した電圧を発生
させるようになっており、この昇圧された電圧によりコ
ンデンサＣ4 を充電する。このコンデンサＣ4 の充電電
圧が所定電圧に達すると、スイッチング素子Ｑ6 がブレ
ークオーバしてオンし、パルストランスＰＴの二次巻線
に高圧パルスＰＴを発生させ、高圧放電灯ＬＰをブレー
クダウンさせる。
【００５２】ここで本実施例では実施例５と同様にイン
ダクタＬ11、 Ｌ12によりサージ電圧がイグナイタ部３の
スイッチング素子Ｑ7 、ダイオードＤ11に印加されず、
そのため耐圧が低くてよく小型化が可能となる。また限
流用インダクタをＬ11、Ｌ12に等分割し、コンデンサＣ
2 の両端に接続することにより、点灯中のＧＮＤに対す
る電圧が、極性反転して安定する。
ダクタＬ11、 Ｌ12によりサージ電圧がイグナイタ部３の
スイッチング素子Ｑ7 、ダイオードＤ11に印加されず、
そのため耐圧が低くてよく小型化が可能となる。また限
流用インダクタをＬ11、Ｌ12に等分割し、コンデンサＣ
2 の両端に接続することにより、点灯中のＧＮＤに対す
る電圧が、極性反転して安定する。
【００５３】制御部４の構成は実施例１に準ずるためこ
こでは特に構成及び動作についての説明は省略する。 （実施例７）本実施例は、図８に示すように中間タップ
を設けた二次巻線を備えたフライバックトランスＦＴを
用いたＤＣーＤＣコンバータ１と、昇圧回路１の直列接
続された二つの出力用のコンデンサＣ1 、Ｃ1 ’を電源
とするハーフブリッジ型のインバータ２と、実施例４と
同様な構成のイグナイタ部３とで構成されたもので、イ
ンバータ２は制御部４からの駆動信号によりインバータ
２スイッチング素子Ｑ 12、Ｑ13を交互オンオフさせて矩
形波電圧に変換するようになっている。
こでは特に構成及び動作についての説明は省略する。 （実施例７）本実施例は、図８に示すように中間タップ
を設けた二次巻線を備えたフライバックトランスＦＴを
用いたＤＣーＤＣコンバータ１と、昇圧回路１の直列接
続された二つの出力用のコンデンサＣ1 、Ｃ1 ’を電源
とするハーフブリッジ型のインバータ２と、実施例４と
同様な構成のイグナイタ部３とで構成されたもので、イ
ンバータ２は制御部４からの駆動信号によりインバータ
２スイッチング素子Ｑ 12、Ｑ13を交互オンオフさせて矩
形波電圧に変換するようになっている。
【００５４】本実施例も実施例５〜６と同様にイグナイ
タ部３の充電回路部にサージ電圧が印加されるのを防止
できて部品の小型化及び低コスト化が図れる。さらにイ
ンバータ２のスイッチング素子の数を減らして、制御部
４による駆動方法の簡単化も図っている。
タ部３の充電回路部にサージ電圧が印加されるのを防止
できて部品の小型化及び低コスト化が図れる。さらにイ
ンバータ２のスイッチング素子の数を減らして、制御部
４による駆動方法の簡単化も図っている。
【００５５】
【発明の効果】請求項１の発明は、昇圧回路の出力電圧
を、前記インバータの出力の極性に応じて第１の電圧又
は第１の電圧よりも小さな第２の電圧に切り換え、前記
昇圧回路の出力電圧が第１の電圧ときのインバータの極
性時に、前記イグナイタ部の高圧パルスを出力するの
で、昇圧回路の電圧が高いときに発生させて放電灯を始
動させることができ、しかも印加後のインバータの出力
の極性反転時には昇圧回路の出力電圧を下げ、結果イグ
ナイタ部の充電回路部の電圧を下げることができ、その
ため反転電流を小さくなり、限流用インダクタの小型
化、スイッチング素子に電流容量の小さものを使用する
こと可能となるという効果があり、また極性反転方法も
簡単にできるため駆動手段の簡単化できるという効果が
ある。
を、前記インバータの出力の極性に応じて第１の電圧又
は第１の電圧よりも小さな第２の電圧に切り換え、前記
昇圧回路の出力電圧が第１の電圧ときのインバータの極
性時に、前記イグナイタ部の高圧パルスを出力するの
で、昇圧回路の電圧が高いときに発生させて放電灯を始
動させることができ、しかも印加後のインバータの出力
の極性反転時には昇圧回路の出力電圧を下げ、結果イグ
ナイタ部の充電回路部の電圧を下げることができ、その
ため反転電流を小さくなり、限流用インダクタの小型
化、スイッチング素子に電流容量の小さものを使用する
こと可能となるという効果があり、また極性反転方法も
簡単にできるため駆動手段の簡単化できるという効果が
ある。
【００５６】請求項２の発明は、請求項１の発明におい
て、前記イグナイタ部の高圧パルスの極性が、前記イン
バータの出力の極性と逆方向に出力する始動モードを持
つので、放電灯のアーク放電への移行性が良好となると
いう効果がある。請求項３の発明は、請求項２の発明に
おいて、前記イグナイタ部は、パルス発生させるための
充電回路部に多倍電圧充電回路を用いたので、簡単な回
路で高い電圧を得ることができるという効果がある。
て、前記イグナイタ部の高圧パルスの極性が、前記イン
バータの出力の極性と逆方向に出力する始動モードを持
つので、放電灯のアーク放電への移行性が良好となると
いう効果がある。請求項３の発明は、請求項２の発明に
おいて、前記イグナイタ部は、パルス発生させるための
充電回路部に多倍電圧充電回路を用いたので、簡単な回
路で高い電圧を得ることができるという効果がある。
【００５７】請求項４の発明は、請求項２の発明におい
て、前記イグナイタ部の充電回路部の充電電源としてフ
ライバックコンバータを用いたので、簡単な回路で高い
電圧を得ることができるという効果がある。請求項５の
発明は、請求項３又は４記載の発明において、放電灯の
点灯後は、前記昇圧回路の出力電圧を、前記インバータ
の出力の極性によらず、所定電圧に制御するので、放電
灯点灯後のインバータの電源電圧が安定するという効果
がある。
て、前記イグナイタ部の充電回路部の充電電源としてフ
ライバックコンバータを用いたので、簡単な回路で高い
電圧を得ることができるという効果がある。請求項５の
発明は、請求項３又は４記載の発明において、放電灯の
点灯後は、前記昇圧回路の出力電圧を、前記インバータ
の出力の極性によらず、所定電圧に制御するので、放電
灯点灯後のインバータの電源電圧が安定するという効果
がある。
【００５８】請求項６の発明は、請求項５の発明におい
て、始動時において放電灯がアーク放電に移行後、立ち
消えが起きると始動モードに移行するので、立ち消えが
起きても再度放電灯を始動させることができるという効
果がある。請求項７の発明は、前記インバータと前記イ
グナイタ部との間に反転電流を限流する限流用インダク
タを少なくとも一つを備え、前記充電回路部の入力端が
前記限流用インダクタと前記インバータ出力部の接続部
に接続されたので、限流用インダクタによりイグナイタ
部にサージ電圧が印加されることがなくなり、イグナイ
タ部の回路部品に耐圧が低いものが使用でき、そのため
小型化が可能となるという効果がある。
て、始動時において放電灯がアーク放電に移行後、立ち
消えが起きると始動モードに移行するので、立ち消えが
起きても再度放電灯を始動させることができるという効
果がある。請求項７の発明は、前記インバータと前記イ
グナイタ部との間に反転電流を限流する限流用インダク
タを少なくとも一つを備え、前記充電回路部の入力端が
前記限流用インダクタと前記インバータ出力部の接続部
に接続されたので、限流用インダクタによりイグナイタ
部にサージ電圧が印加されることがなくなり、イグナイ
タ部の回路部品に耐圧が低いものが使用でき、そのため
小型化が可能となるという効果がある。
【図１】本発明は実施例１の回路図である。
【図２】同上の動作説明用タイムチャートである。
【図３】本発明の実施例２の回路図である。
【図４】本発明は実施例３の回路図である。
【図５】本発明は実施例４の回路図である。
【図６】本発明は実施例５の回路図である。
【図７】本発明は実施例６の回路図である。
【図８】本発明は実施例７の回路図である。
【図９】従来例の回路図である。
【図１０】同上の動作説明用タイムチャートである。
【図１１】同上の動作説明用タイムチャートである。
【図１２】同上のイグナイタ部の回路図である。
１ ＤＣ−ＤＣコンバータ ２ インバータ ３ イグナイタ部 ４ 制御部 ＬＰ 高圧放電灯 Ｃ1 , Ｃ2 コンデンサ Ｌ1 限流用インダクタ
Claims (7)
- 【請求項１】直流電源からの直流入力電圧を昇圧する昇
圧回路と、その出力直流電圧を矩形波電圧に交番させて
出力し、放電灯に印加するインバータと、その出力電圧
を入力して高圧パルス発生用のエネルギとして充電回路
部に充電し、放電灯の始動時に高圧パルスを放電灯に印
加させるイグナイタ部と、上記昇圧回路の出力電圧、電
流を検出し、放電灯の状態に応じて出力電圧をＰＷＭ制
御で可変することにより放電灯の安定点灯を制御する制
御回路とを備えた放電灯点灯装置において、前記昇圧回
路の出力電圧を、前記インバータの出力の極性に応じて
第１の電圧又は第１の電圧よりも小さな第２の電圧に切
り換え、前記昇圧回路の出力電圧が第１の電圧ときのイ
ンバータの極性時に、前記イグナイタ部の高圧パルスを
出力することを特徴とする放電灯点灯装置。 - 【請求項２】前記イグナイタ部の高圧パルスの極性が、
前記インバータの出力の極性と逆方向に出力する始動モ
ードを持つことを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯
装置。 - 【請求項３】前記イグナイタ部は、パルス発生させるた
めの充電回路部に多倍電圧充電回路を用いたことを特徴
とする請求項２記載の放電灯点灯装置。 - 【請求項４】前記イグナイタ部の充電回路部の充電電源
としてフライバックコンバータを用いたことを特徴とす
る請求項２記載の放電灯点灯装置。 - 【請求項５】放電灯の点灯後は、前記昇圧回路の出力電
圧を、前記インバータの出力の極性によらず、所定電圧
に制御することを特徴とする請求項３又は４記載の放電
灯点灯装置。 - 【請求項６】始動時において放電灯がアーク放電に移行
後、立ち消えが起きると始動モードに移行することを特
徴とする請求項５記載の放電灯点灯装置。 - 【請求項７】前記インバータと前記イグナイタ部との間
に反転電流を限流する限流用インダクタを少なくとも一
つを備え、前記充電回路部の入力端が前記限流用インダ
クタと前記インバータ出力部の接続部に接続されたこと
を特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7128689A JPH08321390A (ja) | 1995-05-26 | 1995-05-26 | 放電灯点灯装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7128689A JPH08321390A (ja) | 1995-05-26 | 1995-05-26 | 放電灯点灯装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08321390A true JPH08321390A (ja) | 1996-12-03 |
Family
ID=14990996
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7128689A Withdrawn JPH08321390A (ja) | 1995-05-26 | 1995-05-26 | 放電灯点灯装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08321390A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011096427A (ja) * | 2009-10-28 | 2011-05-12 | Iwasaki Electric Co Ltd | 高圧放電灯点灯装置及び光源装置 |
-
1995
- 1995-05-26 JP JP7128689A patent/JPH08321390A/ja not_active Withdrawn
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011096427A (ja) * | 2009-10-28 | 2011-05-12 | Iwasaki Electric Co Ltd | 高圧放電灯点灯装置及び光源装置 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20020806 |