JPH0832160B2 - パルス電源装置 - Google Patents
パルス電源装置Info
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- JPH0832160B2 JPH0832160B2 JP2020606A JP2060690A JPH0832160B2 JP H0832160 B2 JPH0832160 B2 JP H0832160B2 JP 2020606 A JP2020606 A JP 2020606A JP 2060690 A JP2060690 A JP 2060690A JP H0832160 B2 JPH0832160 B2 JP H0832160B2
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- H02M3/02—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC
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- H02M3/10—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
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- H03K3/02—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses
- H03K3/53—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use of an energy-accumulating element discharged through the load by a switching device controlled by an external signal and not incorporating positive feedback
- H03K3/57—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use of an energy-accumulating element discharged through the load by a switching device controlled by an external signal and not incorporating positive feedback the switching device being a semiconductor device
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- H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
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- H05B41/14—Circuit arrangements
- H05B41/30—Circuit arrangements in which the lamp is fed by pulses, e.g. flash lamp
- H05B41/34—Circuit arrangements in which the lamp is fed by pulses, e.g. flash lamp to provide a sequence of flashes
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Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ この発明は、直流電源の出力電圧を任意の大きさの直
流電圧に変換する直流電力変換装置を備えたパルス電源
装置の改良に関するものである。
流電圧に変換する直流電力変換装置を備えたパルス電源
装置の改良に関するものである。
［従来の技術］ 第21図は従来の直流電力変換装置として用いられるCU
Kコンバータをパルス動作させてパルス電流を出力する
パルス電源装置の回路構成図である。図において、PS1
は直流電源、L1,L2はリアクトル、C1はコンデンサ、D2
はダイオード、TR1はトランジスタ、GA1はゲート駆動回
路、RLは負荷、V1は直流電源PS1の出力電圧、V2は負荷R
Lの出力電圧、１〜４は電流、19はコンデンサC1の放電
電流である。第21図中で、トランジスタTR1はMOS型電界
効果トランジスタ（MOS FET）を例にとって説明する
が、IGBT,静電誘導トランジスタ，静電誘導サイリスタ,
GTO（ゲートターンオフサイリスタ）等の他の半導体ス
イッチにおいても同様である。
Kコンバータをパルス動作させてパルス電流を出力する
パルス電源装置の回路構成図である。図において、PS1
は直流電源、L1,L2はリアクトル、C1はコンデンサ、D2
はダイオード、TR1はトランジスタ、GA1はゲート駆動回
路、RLは負荷、V1は直流電源PS1の出力電圧、V2は負荷R
Lの出力電圧、１〜４は電流、19はコンデンサC1の放電
電流である。第21図中で、トランジスタTR1はMOS型電界
効果トランジスタ（MOS FET）を例にとって説明する
が、IGBT,静電誘導トランジスタ，静電誘導サイリスタ,
GTO（ゲートターンオフサイリスタ）等の他の半導体ス
イッチにおいても同様である。
次に、上記第21図に示す従来のパルス電源装置の動作
について説明する。ゲート駆動回路GA1により導通率を
制御されるトランジスタTR1がONすると、直流電源PS1に
接続されているリアクトルL1から矢印で示す電流１が流
れる。トランジスタTR1がOFFすると、矢印で示す電流１
は矢印で示す電流２に変わり、この電流２はコンデンサ
C1を充電しダイオードD2を流れる。
について説明する。ゲート駆動回路GA1により導通率を
制御されるトランジスタTR1がONすると、直流電源PS1に
接続されているリアクトルL1から矢印で示す電流１が流
れる。トランジスタTR1がOFFすると、矢印で示す電流１
は矢印で示す電流２に変わり、この電流２はコンデンサ
C1を充電しダイオードD2を流れる。
再度、トランジスタTR1がONすると、電流１はさらに
増加し、矢印で示す電流３がリアクトルL2,コンデンサC
1を通りトランジスタTR1に流れる。この時、負荷RLに電
流３が流れ電力を変換する。
増加し、矢印で示す電流３がリアクトルL2,コンデンサC
1を通りトランジスタTR1に流れる。この時、負荷RLに電
流３が流れ電力を変換する。
さらに、トランジスタTR1がOFFすると、増加した電流
１が電流２に切り変わりコンデンサC1を充電すると共
に、リアクトルL2を流れる電流３は矢印で示す電流４に
切り変わり、負荷RLに電流を連続して出力する。以上の
ようにしてCUKコンバータは動作して直流電力変換を行
う。CUKコンバータが動作中、コンデンサC1は第21図に
示した極性に充電され、その充電電圧は、ほぼ直流電源
PS1の出力電圧V1と負荷RLの出力電圧V2との和になる。
１が電流２に切り変わりコンデンサC1を充電すると共
に、リアクトルL2を流れる電流３は矢印で示す電流４に
切り変わり、負荷RLに電流を連続して出力する。以上の
ようにしてCUKコンバータは動作して直流電力変換を行
う。CUKコンバータが動作中、コンデンサC1は第21図に
示した極性に充電され、その充電電圧は、ほぼ直流電源
PS1の出力電圧V1と負荷RLの出力電圧V2との和になる。
第22図は第21図のCUKコンバータをパルス動作させる
ための制御回路の回路構成図である。図において、５は
三角波信号発生器、６は指令器、７はパルス信号発生
器、8,9はスイッチ、10はインバータ、11はコンパレー
タ、GA1はゲート駆動回路、12〜14は信号、24はパルス
信号である。
ための制御回路の回路構成図である。図において、５は
三角波信号発生器、６は指令器、７はパルス信号発生
器、8,9はスイッチ、10はインバータ、11はコンパレー
タ、GA1はゲート駆動回路、12〜14は信号、24はパルス
信号である。
第23図は第22図のCUKコンバータをパルス動作させる
制御回路の動作を説明するための各部の信号のタイミン
グチャートである。図において、12,13a,13b,14は信
号、24はパルス信号である。
制御回路の動作を説明するための各部の信号のタイミン
グチャートである。図において、12,13a,13b,14は信
号、24はパルス信号である。
第22図に示す制御回路において、三角波信号発生器５
は、第23図（ｂ）に示す三角波の信号12を発生する。指
令器６は、トランジスタTR1（第21図参照）の導通率に
相当する電圧を発生する。パルス信号発生器７は、第23
図（ａ）に示すパルス信号24を発生し、スイッチ8,9を
インバータ10により交互に開閉する。コンパレータ11
は、三角波信号発生器５の信号12と指令器６の信号13と
を比較し、トランジスタTR1を導通する信号14をゲート
駆動回路GA1に出力する。このゲート駆動回路GA1へ出力
する信号14を、第23図（ｃ）及び（ｄ）に示す。第23図
（ｃ）は、第23図（ｂ）に示す指令器６が出力する信号
13aの時の信号14を示し、第23図（ｄ）は、第23図
（ｂ）に示す指令器６が出力する信号13bの時の信号14
を示す。しかして、指令器６が出力する信号が低下する
と、トランジスタTR1の導通率が小さくなり負荷RLへの
出力電力が少なくなる。
は、第23図（ｂ）に示す三角波の信号12を発生する。指
令器６は、トランジスタTR1（第21図参照）の導通率に
相当する電圧を発生する。パルス信号発生器７は、第23
図（ａ）に示すパルス信号24を発生し、スイッチ8,9を
インバータ10により交互に開閉する。コンパレータ11
は、三角波信号発生器５の信号12と指令器６の信号13と
を比較し、トランジスタTR1を導通する信号14をゲート
駆動回路GA1に出力する。このゲート駆動回路GA1へ出力
する信号14を、第23図（ｃ）及び（ｄ）に示す。第23図
（ｃ）は、第23図（ｂ）に示す指令器６が出力する信号
13aの時の信号14を示し、第23図（ｄ）は、第23図
（ｂ）に示す指令器６が出力する信号13bの時の信号14
を示す。しかして、指令器６が出力する信号が低下する
と、トランジスタTR1の導通率が小さくなり負荷RLへの
出力電力が少なくなる。
［発明が解決しようとする課題］ 上記従来のCUKコンバータによるパルス電源装置は以
上のように構成されているので、次に述べるような問題
点が存在する。
上のように構成されているので、次に述べるような問題
点が存在する。
第24図は従来のCUKコンバータによるパルス電源装置
と、この発明の実施例によるパルス電源装置との動作を
比較して説明するための各部の信号のタイミングチャー
トである。図において、15,18,20はトランジスタTR1の
出力電流、16,17,21,22はコンデンサC1の電圧、23は負
荷RLの出力電流である。
と、この発明の実施例によるパルス電源装置との動作を
比較して説明するための各部の信号のタイミングチャー
トである。図において、15,18,20はトランジスタTR1の
出力電流、16,17,21,22はコンデンサC1の電圧、23は負
荷RLの出力電流である。
第24図（ａ）はトランジスタTR1がON,OFFする時の動
作特性を示している。第22図に示すパルス信号発生器７
がON動作してON信号（パルス信号24）を出力すると、第
24図（ａ）に示す信号に従ってトランジスタTR1がスイ
ッチングする。これにより、第24図（ｂ）に示すように
トランジスタTR1の出力電流15が増加する。また、コン
デンサC1の電圧は、第24図（ｃ）に示すように電圧16か
ら電圧17に上昇する。従って、コンデンサC1を充電する
時間は、トランジスタTR1の出力電流15の立ち上がり時
間T1である。このコンデンサC1を充電する時間は、トラ
ジスタTR1が５〜20回スイッチングする必要があり、そ
のため出力電流15の立ち上がり時間T1は遅い。
作特性を示している。第22図に示すパルス信号発生器７
がON動作してON信号（パルス信号24）を出力すると、第
24図（ａ）に示す信号に従ってトランジスタTR1がスイ
ッチングする。これにより、第24図（ｂ）に示すように
トランジスタTR1の出力電流15が増加する。また、コン
デンサC1の電圧は、第24図（ｃ）に示すように電圧16か
ら電圧17に上昇する。従って、コンデンサC1を充電する
時間は、トランジスタTR1の出力電流15の立ち上がり時
間T1である。このコンデンサC1を充電する時間は、トラ
ジスタTR1が５〜20回スイッチングする必要があり、そ
のため出力電流15の立ち上がり時間T1は遅い。
また、パルス信号発生器７がOFF動作してOFF信号を出
力すると、第24図（ａ）に示す信号に従ってトランジス
タTR1のスイッチングが停止する。これにより、第24図
（ｂ）に示すようにトランジスタTR1の出力電流18が減
少する。これに伴い、コンデンサC1の電圧は、第24図
（ｃ）に示すように電圧17から電圧16に低下する。これ
は、トランジスタTR1のスイッチングが停止すると同時
に、第21図に矢印で示す放電電流19が流れるので、コン
デンサC1の電圧が放電することに起因する。この放電電
流19は負荷RLを通るため、第24図（ｂ）に示すように異
常な出力電流20が発生する。この異常な出力電流20は、
指令器６が出力する信号13とは異なる出力電流波形を示
している。
力すると、第24図（ａ）に示す信号に従ってトランジス
タTR1のスイッチングが停止する。これにより、第24図
（ｂ）に示すようにトランジスタTR1の出力電流18が減
少する。これに伴い、コンデンサC1の電圧は、第24図
（ｃ）に示すように電圧17から電圧16に低下する。これ
は、トランジスタTR1のスイッチングが停止すると同時
に、第21図に矢印で示す放電電流19が流れるので、コン
デンサC1の電圧が放電することに起因する。この放電電
流19は負荷RLを通るため、第24図（ｂ）に示すように異
常な出力電流20が発生する。この異常な出力電流20は、
指令器６が出力する信号13とは異なる出力電流波形を示
している。
第25図は第21図のパルス電源装置を実際に構成した時
の動作を説明するための各部の信号のタイミングチャー
トである。図において、24はパルス信号、25,27はコン
デンサC1の電圧、26,28は負荷RLの出力電流である。こ
こでは、三角波信号発生器５の信号12の周波数が20KHz,
リアクトルL1,L2が100μH,コンデンサC1が100μF,直流
電源PS1の出力電圧が230V,負荷RLの抵抗が1.5Ω，トラ
ンジスタTR1の導電率が50％の動作条件において、第25
図（ａ）に示すパルス信号24に対し、コンデンサC1を充
電する電圧25は第25図（ｃ）に示され、その立ち上がり
時の充電時間は約0.5m secであり、また第25図（ｂ）に
示すように負荷RLの出力電流26も同様の立ち上がりであ
る。立ち下がり時のコンデンサC1の電圧27は第25図
（ｃ）に示され、この時、直流電源PS1の出力電圧は230
Vに下がっている。同時に、第25図（ｂ）に示す負荷RL
の異常な出力電流28のために、負荷RLには異常電流が流
れている。
の動作を説明するための各部の信号のタイミングチャー
トである。図において、24はパルス信号、25,27はコン
デンサC1の電圧、26,28は負荷RLの出力電流である。こ
こでは、三角波信号発生器５の信号12の周波数が20KHz,
リアクトルL1,L2が100μH,コンデンサC1が100μF,直流
電源PS1の出力電圧が230V,負荷RLの抵抗が1.5Ω，トラ
ンジスタTR1の導電率が50％の動作条件において、第25
図（ａ）に示すパルス信号24に対し、コンデンサC1を充
電する電圧25は第25図（ｃ）に示され、その立ち上がり
時の充電時間は約0.5m secであり、また第25図（ｂ）に
示すように負荷RLの出力電流26も同様の立ち上がりであ
る。立ち下がり時のコンデンサC1の電圧27は第25図
（ｃ）に示され、この時、直流電源PS1の出力電圧は230
Vに下がっている。同時に、第25図（ｂ）に示す負荷RL
の異常な出力電流28のために、負荷RLには異常電流が流
れている。
さて、YAGレーザ励起アークランプの点灯用として、
又は放電加工装置の電極と被加工物間の極間の放電用と
してCUKコンバータを使用するには、高速応答であるこ
とが必要である。さらに、異常電流が流れると、レーザ
ビームも正常な出力を出すことができず、また、電極と
被加工物間の極間で正常な放電を発生することができな
い。
又は放電加工装置の電極と被加工物間の極間の放電用と
してCUKコンバータを使用するには、高速応答であるこ
とが必要である。さらに、異常電流が流れると、レーザ
ビームも正常な出力を出すことができず、また、電極と
被加工物間の極間で正常な放電を発生することができな
い。
従って、上記従来のCUKコンバータは、YAGレーザ励起
アークランプを点灯するパルス電源装置、又は放電加工
装置の電極と被加工物間の極間に供給するパルス電源装
置としては不適当であり使用されていない。
アークランプを点灯するパルス電源装置、又は放電加工
装置の電極と被加工物間の極間に供給するパルス電源装
置としては不適当であり使用されていない。
以上述べたように、上記従来のCUKコンバータは、そ
の出力電流の立ち上がりが遅く、また立ち下がり時に異
常な出力電流が発生する等の不都合な問題点があり、特
にYAGレーザ励起アークランプを点灯するパルス電源装
置、又は放電加工装置の電極と被加工物間の極間に供給
するパルス電源装置のように、高速応答を必要とするパ
ルス電源装置として用いる場合には、応答速度が遅いな
どの問題点があった。
の出力電流の立ち上がりが遅く、また立ち下がり時に異
常な出力電流が発生する等の不都合な問題点があり、特
にYAGレーザ励起アークランプを点灯するパルス電源装
置、又は放電加工装置の電極と被加工物間の極間に供給
するパルス電源装置のように、高速応答を必要とするパ
ルス電源装置として用いる場合には、応答速度が遅いな
どの問題点があった。
この発明は上記のような問題点を解消するためになさ
れたもので、特に出力電流に異常電流を発生することな
く、高速応答が可能なパルス電源装置を得ることを目的
とする。
れたもので、特に出力電流に異常電流を発生することな
く、高速応答が可能なパルス電源装置を得ることを目的
とする。
［課題を解決するための手段］ この発明に係るパルス電源装置は、直流電源と、繰り
返しオン、オフ動作するスイッチング素子と、このスイ
ッチング素子がオンした時に、上記直流電源の高電位側
から低電位側に向って順に直列に接続された第１のダイ
オード、第１のリアクトルを経て電流が流れるように形
成される回路と、上記スイッチング素子がオフした時
に、このスイッチング素子と並列に接続されたコンデン
サと第２のダイオードの直列体を経て電流が流れ、上記
コンデンサを充電するように形成される回路と、さらに
再度、上記スイッチング素子がオンした時に、上記第２
のダイオードと並列に接続された第２のリアクトルと負
荷の直列体を経て増大した電流が流れ、上記負荷に変換
した直流電圧を供給するように形成される回路とによっ
て構成される直流電力変換装置を備えたものである。
返しオン、オフ動作するスイッチング素子と、このスイ
ッチング素子がオンした時に、上記直流電源の高電位側
から低電位側に向って順に直列に接続された第１のダイ
オード、第１のリアクトルを経て電流が流れるように形
成される回路と、上記スイッチング素子がオフした時
に、このスイッチング素子と並列に接続されたコンデン
サと第２のダイオードの直列体を経て電流が流れ、上記
コンデンサを充電するように形成される回路と、さらに
再度、上記スイッチング素子がオンした時に、上記第２
のダイオードと並列に接続された第２のリアクトルと負
荷の直列体を経て増大した電流が流れ、上記負荷に変換
した直流電圧を供給するように形成される回路とによっ
て構成される直流電力変換装置を備えたものである。
また、この発明の別の発明に係るパルス電源装置は、
直流電源と、繰り返しオン、オフ動作するスイッチング
素子と、このスイッチング素子がオンした時に、上記直
流電源の高電位側から低電位側に向って順に直列に接続
された上記スイッチング素子、第１のリアクトル及び第
１のダイオードを経て電流が流れるように形成される回
路と、この回路の形成と同時に、上記第１のリアクトル
と上記第１のダイオードの直列体と並列に接続されたコ
ンデンサ、第２のリアクトル及び負荷を経て電流が流れ
るように形成される回路と、上記スイッチング素子がオ
フした時に、上記第１のリアクトルと上記第１のダイオ
ードの直列体、この直列体に並列に接続された第２のダ
イオード及び上記コンデンサを経て電流が流れ、上記コ
ンデンサを充電するように形成される回路と、さらに再
度、上記スイッチング素子がオンした時に、このスイッ
チング素子、上記コンデンサ、上記第２のリアクトル及
び上記負荷を経て増大した電流が流れ、上記負荷に変換
した直流電圧を供給するように形成される回路とによっ
て構成され、昇圧・降圧が可能で回生機能を持つ直流電
力変換装置を備えたものである。
直流電源と、繰り返しオン、オフ動作するスイッチング
素子と、このスイッチング素子がオンした時に、上記直
流電源の高電位側から低電位側に向って順に直列に接続
された上記スイッチング素子、第１のリアクトル及び第
１のダイオードを経て電流が流れるように形成される回
路と、この回路の形成と同時に、上記第１のリアクトル
と上記第１のダイオードの直列体と並列に接続されたコ
ンデンサ、第２のリアクトル及び負荷を経て電流が流れ
るように形成される回路と、上記スイッチング素子がオ
フした時に、上記第１のリアクトルと上記第１のダイオ
ードの直列体、この直列体に並列に接続された第２のダ
イオード及び上記コンデンサを経て電流が流れ、上記コ
ンデンサを充電するように形成される回路と、さらに再
度、上記スイッチング素子がオンした時に、このスイッ
チング素子、上記コンデンサ、上記第２のリアクトル及
び上記負荷を経て増大した電流が流れ、上記負荷に変換
した直流電圧を供給するように形成される回路とによっ
て構成され、昇圧・降圧が可能で回生機能を持つ直流電
力変換装置を備えたものである。
この発明の別の発明に係るパルス電源装置は、直流電
源と、繰り返しオン、オフ動作するスイッチング素子
と、このスイッチング素子がオンした時に、上記直流電
源の高電位側から低電位側に向って順に直列に接続され
た上記スイッチング素子、第１のリアクトル及び第１の
ダイオードを経て電流が流れるように形成される回路
と、この回路の形成と同時に、上記第１のリアクトルと
上記第１のダイオードの直列体と並列に接続されたコン
デンサ、第２のリアクトル及び負荷を経て電流が流れる
ように形成される回路と、上記スイッチング素子がオフ
した時に、上記スイッチング素子と並列接続されたコン
デンサと第２のダイオードの直列体と上記第１のリアク
トルと上記第１のダイオードの直列体を経て電流が流
れ、上記コンデンサを充電するように形成される回路
と、さらに再度、上記スイッチング素子がオンした時
に、このスイッチング素子、上記コンデンサ、上記第２
のリアクトル及び上記負荷を経て増大した電流が流れ、
上記負荷に変換した直流電圧を供給するように形成され
る回路とによって構成され、昇圧が可能で回生機能を持
つ直流電力変換装置を備えたものである。
源と、繰り返しオン、オフ動作するスイッチング素子
と、このスイッチング素子がオンした時に、上記直流電
源の高電位側から低電位側に向って順に直列に接続され
た上記スイッチング素子、第１のリアクトル及び第１の
ダイオードを経て電流が流れるように形成される回路
と、この回路の形成と同時に、上記第１のリアクトルと
上記第１のダイオードの直列体と並列に接続されたコン
デンサ、第２のリアクトル及び負荷を経て電流が流れる
ように形成される回路と、上記スイッチング素子がオフ
した時に、上記スイッチング素子と並列接続されたコン
デンサと第２のダイオードの直列体と上記第１のリアク
トルと上記第１のダイオードの直列体を経て電流が流
れ、上記コンデンサを充電するように形成される回路
と、さらに再度、上記スイッチング素子がオンした時
に、このスイッチング素子、上記コンデンサ、上記第２
のリアクトル及び上記負荷を経て増大した電流が流れ、
上記負荷に変換した直流電圧を供給するように形成され
る回路とによって構成され、昇圧が可能で回生機能を持
つ直流電力変換装置を備えたものである。
［作用］ この発明におけるパルス電源装置は、スイッチング素
子により直流電力変換装置の出力電流を断続制御するこ
とによって、直流電源の電圧を変化させる電力変換を行
うことができ、この時、上記直流電源の高電位側から低
電位側に向って順に直列に接続された第１のダイオード
は、上記スイッチング素子のスイッチング動作の停止時
に、コンデンサの放電電流を阻止する働きをするため
に、異常電流が発生しない出力電流を、高速に立ち上が
りと立ち下がりするパルス出力として出力することがで
きる。
子により直流電力変換装置の出力電流を断続制御するこ
とによって、直流電源の電圧を変化させる電力変換を行
うことができ、この時、上記直流電源の高電位側から低
電位側に向って順に直列に接続された第１のダイオード
は、上記スイッチング素子のスイッチング動作の停止時
に、コンデンサの放電電流を阻止する働きをするため
に、異常電流が発生しない出力電流を、高速に立ち上が
りと立ち下がりするパルス出力として出力することがで
きる。
また、この発明の別の発明におけるパルス電源装置
は、スイッチング素子により直流電力変換装置の出力電
流を断続制御することによって、直流電源の電圧をこれ
と同一極性に昇圧・降圧する電力変換を行うことがで
き、またこの時、上記直流電源の高電位側から低電位側
に向って順に直列に接続された第１のダイオードは、上
記スイッチング素子のスイッチング動作の停止時に、コ
ンデンサの放電電流を阻止する働きをするために、異常
電流が発生しない出力電流を、高速に立ち上がりと立ち
下がりするパルス出力として出力することができる。
は、スイッチング素子により直流電力変換装置の出力電
流を断続制御することによって、直流電源の電圧をこれ
と同一極性に昇圧・降圧する電力変換を行うことがで
き、またこの時、上記直流電源の高電位側から低電位側
に向って順に直列に接続された第１のダイオードは、上
記スイッチング素子のスイッチング動作の停止時に、コ
ンデンサの放電電流を阻止する働きをするために、異常
電流が発生しない出力電流を、高速に立ち上がりと立ち
下がりするパルス出力として出力することができる。
また、この発明の別の発明におけるパルス電源装置
は、スイッチング素子により直流電力変換装置の出力電
流を断続制御することによって、直流電源の電圧をこれ
と同一極性に昇圧する電力変換を行うことができ、また
この時、電流逆流防止用のダイオードによって、異常電
流が発生しない出力電流を、高速に立ち上がりと立ち下
がりするパルス出力として出力することができる。
は、スイッチング素子により直流電力変換装置の出力電
流を断続制御することによって、直流電源の電圧をこれ
と同一極性に昇圧する電力変換を行うことができ、また
この時、電流逆流防止用のダイオードによって、異常電
流が発生しない出力電流を、高速に立ち上がりと立ち下
がりするパルス出力として出力することができる。
［実施例］ 以下、この発明の実施例を図について説明する。第１
図はこの発明の実施例であるパルス電源装置の回路構成
図である。図において、PS1は直流電源、L1,L2はリアク
トル、C1はコンデンサ、D1,D2はダイオード、TR1はトラ
ンジスタ、GA1はゲート駆動回路、RLは負荷である。こ
の発明の実施例によれば、直流電源PS1とCUKコンバータ
のリアクトルL1との間に直列に電流逆流防止用ダイオー
ドであるダイオードD1を接続してある。このダイオード
D1は直流電源PS1の＋極側に接続したが、−極側に接続
しても同様の効果を奏する。
図はこの発明の実施例であるパルス電源装置の回路構成
図である。図において、PS1は直流電源、L1,L2はリアク
トル、C1はコンデンサ、D1,D2はダイオード、TR1はトラ
ンジスタ、GA1はゲート駆動回路、RLは負荷である。こ
の発明の実施例によれば、直流電源PS1とCUKコンバータ
のリアクトルL1との間に直列に電流逆流防止用ダイオー
ドであるダイオードD1を接続してある。このダイオード
D1は直流電源PS1の＋極側に接続したが、−極側に接続
しても同様の効果を奏する。
上記第１図に示すこの発明の実施例であるパルス電源
装置の動作は、上記第21図に示す従来のパルス電源装置
の動作とほぼ同等であるが、上記第22図に示すパルス信
号発生器７が発生するパルス信号24がOFFの時、ダイオ
ードD1により第１図に矢印（破線）で示すコンデンサC1
の放電電流19が阻止されるので、コンデンサC1の電圧は
放電することなく、上記第24図（ｅ）に示すコンデンサ
C1の電圧21のように、トランジスタTR1がスイッチング
時のコンデンサC1の電圧22のままに維持される。また、
第24図（ｂ）に示すようなトランジスタTR1の異常な出
力電流20は立ち下がり時に発生しない。また、パルス信
号24がONの時、第24図（ｅ）に示すコンデンサC1の電圧
22は電圧21と同じであるので、第24図（ｄ）に示す負荷
RLの出力電流23の立ち上がり時間T2は高速に立ち上が
る。
装置の動作は、上記第21図に示す従来のパルス電源装置
の動作とほぼ同等であるが、上記第22図に示すパルス信
号発生器７が発生するパルス信号24がOFFの時、ダイオ
ードD1により第１図に矢印（破線）で示すコンデンサC1
の放電電流19が阻止されるので、コンデンサC1の電圧は
放電することなく、上記第24図（ｅ）に示すコンデンサ
C1の電圧21のように、トランジスタTR1がスイッチング
時のコンデンサC1の電圧22のままに維持される。また、
第24図（ｂ）に示すようなトランジスタTR1の異常な出
力電流20は立ち下がり時に発生しない。また、パルス信
号24がONの時、第24図（ｅ）に示すコンデンサC1の電圧
22は電圧21と同じであるので、第24図（ｄ）に示す負荷
RLの出力電流23の立ち上がり時間T2は高速に立ち上が
る。
第２図は第１図のパルス電源装置を実際に構成した時
の動作を説明するための各部の信号のタイミングチャー
トである。図において、34はパルス信号、35,37,39はコ
ンデンサC1の電圧、36,38は負荷RLの出力電流である。
ここでは、三角波信号発生器５の信号12の周波数が20KH
z,リアクトルL1,L2が100μH,コンデンサC1が100μF,直
流電源PS1の出力電圧が230V,負荷RLの抵抗が1.5Ω，ト
ランジスタTR1の導通率が50％の動作条件において、第
２図（ａ）に示すパルス信号34に対し、コンデンサC1を
充電する電圧35は第２図（ｃ）に示され、その立ち上が
り時に電圧変動する電圧39が存在するが、ほぼ一定の45
0〜500Vの電圧となり、その立ち下がり時のコンデンサC
1の電圧37は、第２図（ｃ）に示されるように直流電源P
S1の約２倍の電圧になっている。この時、第２図（ｂ）
に示す負荷RLの出力電流38のように、負荷RLには異常電
流が流れていない。また、負荷RLの電流の立ち上がりは
約0.1m sec、同じく電流の立ち下がり速く0.2m secとな
り、これにより上記従来例に比べて数倍の高速応答を実
現することができる。
の動作を説明するための各部の信号のタイミングチャー
トである。図において、34はパルス信号、35,37,39はコ
ンデンサC1の電圧、36,38は負荷RLの出力電流である。
ここでは、三角波信号発生器５の信号12の周波数が20KH
z,リアクトルL1,L2が100μH,コンデンサC1が100μF,直
流電源PS1の出力電圧が230V,負荷RLの抵抗が1.5Ω，ト
ランジスタTR1の導通率が50％の動作条件において、第
２図（ａ）に示すパルス信号34に対し、コンデンサC1を
充電する電圧35は第２図（ｃ）に示され、その立ち上が
り時に電圧変動する電圧39が存在するが、ほぼ一定の45
0〜500Vの電圧となり、その立ち下がり時のコンデンサC
1の電圧37は、第２図（ｃ）に示されるように直流電源P
S1の約２倍の電圧になっている。この時、第２図（ｂ）
に示す負荷RLの出力電流38のように、負荷RLには異常電
流が流れていない。また、負荷RLの電流の立ち上がりは
約0.1m sec、同じく電流の立ち下がり速く0.2m secとな
り、これにより上記従来例に比べて数倍の高速応答を実
現することができる。
第３図はこの発明の他の実施例であるパルス電源装置
を用いたYAGレーザ発振器の構成図である。図におい
て、41はアークランプ、44はYAGレーザ励起アークラン
プ点灯用のパルス電源装置、45はYAGレーザ媒質であるY
AGロッド、46は全反射鏡、47は部分透過鏡、48はレーザ
光である。
を用いたYAGレーザ発振器の構成図である。図におい
て、41はアークランプ、44はYAGレーザ励起アークラン
プ点灯用のパルス電源装置、45はYAGレーザ媒質であるY
AGロッド、46は全反射鏡、47は部分透過鏡、48はレーザ
光である。
上記第３図に示すYAGレーザ発振器では、YAGレーザ励
起アークランプ点灯用のパルス電源装置44によりアーク
ランプ41を点灯し、YAGレーザ媒質であるYAGロッド45に
アークランプ41の光を集光することによりレーザ励起を
行い、全反射鏡46と部分透過鏡47によってレーザ光48を
外部に出力することができる。ここで、アークランプ41
の放電電力を高くすることにより、レーザ光48の出力も
これに比例して高くなる。また、高速応答でアークラン
プ41の放電電力を制御することにより、レーザ光48の出
力も高速に制御できる。
起アークランプ点灯用のパルス電源装置44によりアーク
ランプ41を点灯し、YAGレーザ媒質であるYAGロッド45に
アークランプ41の光を集光することによりレーザ励起を
行い、全反射鏡46と部分透過鏡47によってレーザ光48を
外部に出力することができる。ここで、アークランプ41
の放電電力を高くすることにより、レーザ光48の出力も
これに比例して高くなる。また、高速応答でアークラン
プ41の放電電力を制御することにより、レーザ光48の出
力も高速に制御できる。
第４図は第３図のYAGレーザ励起アークランプ点灯用
のパルス電源装置の一例を示す回路構成図で、第１図，
第３図及び第22図と同一符号は同一部分を表示してお
り、その詳細な説明は省略する。図において、40は増幅
器、42はトリガパルス回路、43は高圧直流電源、C2,C3,
C4はコンデンサ、D3はダイオード、Ｔはトランス、CT1
は電流検出器である。
のパルス電源装置の一例を示す回路構成図で、第１図，
第３図及び第22図と同一符号は同一部分を表示してお
り、その詳細な説明は省略する。図において、40は増幅
器、42はトリガパルス回路、43は高圧直流電源、C2,C3,
C4はコンデンサ、D3はダイオード、Ｔはトランス、CT1
は電流検出器である。
上記第４図に示すYAGレーザ励起アークランプ点灯用
のパルス電源装置の動作は、第１図に示すパルス電源装
置とほぼ同様であるが、コンデンサC4は、ダイオードD1
に高電圧が発生しないようにするための比較的に小容量
のコンデンサである。このコンデンサC4によりCUKコン
バータの動作は影響されることがない。リアクトルL1,L
2はほぼ同じインダクタンスで良く、磁気的に結合させ
ることにより出力電流のリップルの改善を行う役目をす
る。コンデンサC2は、ダイオードD3に高電圧が発生しな
いようにするための比較的に小容量のコンデンサであ
る。コンデンサC3はダイオードD3にトリガパルス回路42
の発生する高周波の高電圧が加わらないようにするため
の比較的に小容量のコンデンサである。コンデンサC2及
びC3によりCUKコンバータの動作は影響されることがな
い。ダイオードD3は高圧直流電源43の高電圧を阻止する
ためのものである。トリガパルス回路42はトランスＴに
よりYAGレーザ励起アークランプ点灯用のパルス電源装
置の出力とアークランプ41の陰極間に接続し、未点灯の
アークランプ41を点灯させる時に作動する。
のパルス電源装置の動作は、第１図に示すパルス電源装
置とほぼ同様であるが、コンデンサC4は、ダイオードD1
に高電圧が発生しないようにするための比較的に小容量
のコンデンサである。このコンデンサC4によりCUKコン
バータの動作は影響されることがない。リアクトルL1,L
2はほぼ同じインダクタンスで良く、磁気的に結合させ
ることにより出力電流のリップルの改善を行う役目をす
る。コンデンサC2は、ダイオードD3に高電圧が発生しな
いようにするための比較的に小容量のコンデンサであ
る。コンデンサC3はダイオードD3にトリガパルス回路42
の発生する高周波の高電圧が加わらないようにするため
の比較的に小容量のコンデンサである。コンデンサC2及
びC3によりCUKコンバータの動作は影響されることがな
い。ダイオードD3は高圧直流電源43の高電圧を阻止する
ためのものである。トリガパルス回路42はトランスＴに
よりYAGレーザ励起アークランプ点灯用のパルス電源装
置の出力とアークランプ41の陰極間に接続し、未点灯の
アークランプ41を点灯させる時に作動する。
さて、一度アークランプ41が点灯すると、高圧力直流
電源43により小電流でアークランプ41の放電を維持す
る。一般に、この放電維持の電流をシマー電流と云う。
アークランプ41の放電電力を制御するために、CUKコン
バータの入力電流を電流検出器CT1により検出し、指令
器６、パルス信号発生器７、このパルス信号発生器７の
パルス信号24により開閉されるスイッチ8,9、信号差を
増幅する増幅器40、三角波信号発生器５、及びコンパレ
ータ11を備え、CUKコンバータの半導体スイッチング素
子であるトランジスタTR1の導通角を制御することによ
り、直流電源PS1の出力電圧を電力変換し、YAGレーザ励
起用のアークランプ41を点灯させる。
電源43により小電流でアークランプ41の放電を維持す
る。一般に、この放電維持の電流をシマー電流と云う。
アークランプ41の放電電力を制御するために、CUKコン
バータの入力電流を電流検出器CT1により検出し、指令
器６、パルス信号発生器７、このパルス信号発生器７の
パルス信号24により開閉されるスイッチ8,9、信号差を
増幅する増幅器40、三角波信号発生器５、及びコンパレ
ータ11を備え、CUKコンバータの半導体スイッチング素
子であるトランジスタTR1の導通角を制御することによ
り、直流電源PS1の出力電圧を電力変換し、YAGレーザ励
起用のアークランプ41を点灯させる。
このような電力変換方式は、直流電源PS1の出力電圧
が一定であれば、アークランプ41の放電電力はCUKコン
バータの入力電流により決定され指令器６の設定値に比
例する。特に、アークランプ41の放電電圧が電流により
変化し、またアークランプ41のばらつきもあるために、
これらに無関係にアークランプ41の放電電力が制御でき
ることは、指令器６の設定値にレーザ光48の出力が比例
することを示し、YAGレーザ発振器としてレーザ光48の
出力を制御するのに適している。このように、CUKコン
バータは、その出力に大容量のコンデンサC1又は大きな
インダクタンスのリアクトルL1,L2を使用することな
く、出力電流のリップルを小さくできるので、アークラ
ンプ41の小電流時での放電の安定性が非常に良くなる。
が一定であれば、アークランプ41の放電電力はCUKコン
バータの入力電流により決定され指令器６の設定値に比
例する。特に、アークランプ41の放電電圧が電流により
変化し、またアークランプ41のばらつきもあるために、
これらに無関係にアークランプ41の放電電力が制御でき
ることは、指令器６の設定値にレーザ光48の出力が比例
することを示し、YAGレーザ発振器としてレーザ光48の
出力を制御するのに適している。このように、CUKコン
バータは、その出力に大容量のコンデンサC1又は大きな
インダクタンスのリアクトルL1,L2を使用することな
く、出力電流のリップルを小さくできるので、アークラ
ンプ41の小電流時での放電の安定性が非常に良くなる。
第５図は第４図のYAGレーザ励起アークランプ点灯用
のパルス電源装置の動作を説明するための各部の信号の
タイミングチャートである。図において、52〜55はYAG
レーザ励起アークランプ点灯用のパルス電源装置44の出
力電流、56はトランジスタTR1のスイッチング信号であ
る。第５図（ａ）は周波数制御を行わないYAGレーザ励
起アークランプ点灯用のパルス電源装置44の出力電流を
示しており、大きい出力電流52と小さい出力電流53のリ
ップルはほぼ同じであり、特に小さい出力電流53の時、
リップルの谷によってアークランプ41の電流が停止して
しまう現象が発生する。アークランプ41の電流が停止す
ると、CUKコンバータの出力電圧が異常に上昇し、トラ
ンジスタTR1やダイオードD2が破壊してしまうことにな
り、そのために、YAGレーザ励起アークランプ点灯用の
パルス電源装置44としての制御範囲が狭いものになって
しまう。
のパルス電源装置の動作を説明するための各部の信号の
タイミングチャートである。図において、52〜55はYAG
レーザ励起アークランプ点灯用のパルス電源装置44の出
力電流、56はトランジスタTR1のスイッチング信号であ
る。第５図（ａ）は周波数制御を行わないYAGレーザ励
起アークランプ点灯用のパルス電源装置44の出力電流を
示しており、大きい出力電流52と小さい出力電流53のリ
ップルはほぼ同じであり、特に小さい出力電流53の時、
リップルの谷によってアークランプ41の電流が停止して
しまう現象が発生する。アークランプ41の電流が停止す
ると、CUKコンバータの出力電圧が異常に上昇し、トラ
ンジスタTR1やダイオードD2が破壊してしまうことにな
り、そのために、YAGレーザ励起アークランプ点灯用の
パルス電源装置44としての制御範囲が狭いものになって
しまう。
第５図（ｂ）は周波数制御を行ったYAGレーザ励起ア
ークランプ点灯用のパルス電源装置44の出力電流におい
て、大きい出力電流54と小さい出力電流55のリップルの
違いを示したもので、第５図（ｃ）に示すようにトラン
ジスタTR1のスイッチング信号56の周波数を高くするこ
とにより、小さい出力電流55のリップルをかなり小さく
できる。
ークランプ点灯用のパルス電源装置44の出力電流におい
て、大きい出力電流54と小さい出力電流55のリップルの
違いを示したもので、第５図（ｃ）に示すようにトラン
ジスタTR1のスイッチング信号56の周波数を高くするこ
とにより、小さい出力電流55のリップルをかなり小さく
できる。
第６図は第３図のYAGレーザ励起アークランプ点灯用
のパルス電源装置の他の一例を示す回路構成図で、第４
図と同一符号は同一部分を表示しており、その詳細な説
明は省略する。図において、49は基準電圧となる基準電
圧源、50は増幅器、51はスイッチ8,9によりパルス化し
たパルス指令値である。第６図に示すYAGレーザ励起ア
ークランプ点灯用のパルス電源装置44は、スイッチ8,9
によりパルス化したパルス指令値51と基準電圧源49の基
準電圧との和を増幅器50により増幅し、入力電圧により
発信周波数を変化できる三角波信号発生器５が発生する
信号12の発信周波数をパルス指令値51に応じて変化させ
る構成を有する点で、上記第４図に示すYAGレーザ励起
アークランプ点灯用のパルス電源装置44と相違してい
る。
のパルス電源装置の他の一例を示す回路構成図で、第４
図と同一符号は同一部分を表示しており、その詳細な説
明は省略する。図において、49は基準電圧となる基準電
圧源、50は増幅器、51はスイッチ8,9によりパルス化し
たパルス指令値である。第６図に示すYAGレーザ励起ア
ークランプ点灯用のパルス電源装置44は、スイッチ8,9
によりパルス化したパルス指令値51と基準電圧源49の基
準電圧との和を増幅器50により増幅し、入力電圧により
発信周波数を変化できる三角波信号発生器５が発生する
信号12の発信周波数をパルス指令値51に応じて変化させ
る構成を有する点で、上記第４図に示すYAGレーザ励起
アークランプ点灯用のパルス電源装置44と相違してい
る。
第７図は第６図のYAGレーザ励起アークランプ点灯用
のパルス電源装置の動作を説明するためのグラフを示す
図である。第７図は第６図のパルス指令値51と三角波信
号発生器５の信号12との関係を示す特性図である。第７
図のグラフに示されるように、電流が大きくなるに従っ
て三角波信号発生器５が発生する信号12の発信周波数が
低くなるように制御する。これは、トランジスタTR1が
スイッチングすると、リアクトルL1,L2に流れる電流が
大きい時は連続して流れるが、流れる電流が小さい時は
電流断続モードとなるので、トランジスタTR1やダイオ
ードD2の過電圧が発生するのを防止したり、出力電流の
リップルが大きくなることを軽減したりする。また、大
電流でのトランジスタTR1のスイッチング損失を減少さ
せ、YAGレーザ励起アークランプ点灯用のパルス電源装
置44としての電力変換効率を向上させる。
のパルス電源装置の動作を説明するためのグラフを示す
図である。第７図は第６図のパルス指令値51と三角波信
号発生器５の信号12との関係を示す特性図である。第７
図のグラフに示されるように、電流が大きくなるに従っ
て三角波信号発生器５が発生する信号12の発信周波数が
低くなるように制御する。これは、トランジスタTR1が
スイッチングすると、リアクトルL1,L2に流れる電流が
大きい時は連続して流れるが、流れる電流が小さい時は
電流断続モードとなるので、トランジスタTR1やダイオ
ードD2の過電圧が発生するのを防止したり、出力電流の
リップルが大きくなることを軽減したりする。また、大
電流でのトランジスタTR1のスイッチング損失を減少さ
せ、YAGレーザ励起アークランプ点灯用のパルス電源装
置44としての電力変換効率を向上させる。
第８図はこの発明の別の発明の実施例であるパルス電
源装置の回路構成図である。図において、PS1は直流電
源、L101,L102はリアクトル、C101はコンデンサ、D101,
D102はダイオード、TR101はトランジスタ、GA101はゲー
ト駆動回路、RLは負荷、100はパルス電源装置、101〜10
4は電流、119はコンデンサC101の放電電流である。
源装置の回路構成図である。図において、PS1は直流電
源、L101,L102はリアクトル、C101はコンデンサ、D101,
D102はダイオード、TR101はトランジスタ、GA101はゲー
ト駆動回路、RLは負荷、100はパルス電源装置、101〜10
4は電流、119はコンデンサC101の放電電流である。
次に、上記第８図に示すこの発明の別の発明の実施例
であるパルス電源装置100の動作について説明する。直
流電源PS1に接続され、ゲート駆動回路GA101により導通
率を制御されるトランジスタTR101がONすると、矢印で
示す電流101がリアクトルL101に流れる。さらに、矢印
で示す電流102がコンデンサC101,リアクトルL102,負荷
Ｌに流れる。トランジスタTR101がOFFすると、矢印で示
す電流101は矢印に示す電流103に変わり、この電流103
はコンデンサC101を充電し、ダイオードD101とダイオー
ドD102を流れる。
であるパルス電源装置100の動作について説明する。直
流電源PS1に接続され、ゲート駆動回路GA101により導通
率を制御されるトランジスタTR101がONすると、矢印で
示す電流101がリアクトルL101に流れる。さらに、矢印
で示す電流102がコンデンサC101,リアクトルL102,負荷
Ｌに流れる。トランジスタTR101がOFFすると、矢印で示
す電流101は矢印に示す電流103に変わり、この電流103
はコンデンサC101を充電し、ダイオードD101とダイオー
ドD102を流れる。
再度、トランジスタTR101がONすると、電流101はさら
に増加し、電流102がトランジスタTR101,コンデンサC10
1,リアクトルL102を通り負荷RLに流れる。この時、負荷
RLに電流102、104が連続して流れ電力を変換する。
に増加し、電流102がトランジスタTR101,コンデンサC10
1,リアクトルL102を通り負荷RLに流れる。この時、負荷
RLに電流102、104が連続して流れ電力を変換する。
さらに、トランジスタTR101がOFFすると、増加した電
流101が電流103に切り変わりコンデンサC101を第８図に
示す極性に充電すると共に、リアクトルL102を流れる電
流102は電流104に切り変わり、負荷RLにこの電流104を
連続して出力する。以上のようにしてパルス電源装置10
0は動作して直流電力変換を行う。このパルス電源装置1
00の動作中、コンデンサC101は第８図に示す極性に充電
される。その充電電圧はほぼ負荷RLの出力電圧V2にな
る。
流101が電流103に切り変わりコンデンサC101を第８図に
示す極性に充電すると共に、リアクトルL102を流れる電
流102は電流104に切り変わり、負荷RLにこの電流104を
連続して出力する。以上のようにしてパルス電源装置10
0は動作して直流電力変換を行う。このパルス電源装置1
00の動作中、コンデンサC101は第８図に示す極性に充電
される。その充電電圧はほぼ負荷RLの出力電圧V2にな
る。
第９図は第８図に示すパルス電源装置の動作を説明す
るための各部の信号のタイミングチャートである。図に
おいて、115,118,120はトランジスタTR101の出力電流、
117,121,122はコンデンサC101の電圧、123は負荷RLの出
力電流である。
るための各部の信号のタイミングチャートである。図に
おいて、115,118,120はトランジスタTR101の出力電流、
117,121,122はコンデンサC101の電圧、123は負荷RLの出
力電流である。
第９図（ａ）はトランジスタTR101がON,OFFする時の
動作特性を示している。まず、第８図に示すダイオード
D101が存在しない場合の動作について説明する。上記第
22図に示すパルス信号発生器７がON動作してON信号（パ
ルス信号24）を出力すると、第９図（ａ）に示す信号に
従ってトランジスタTR101がスイッチングする。これに
より、第９図（ｂ）に示すようにトランジスタTR101の
出力電流115が増加する。また、コンデンサC101の電圧
は、第９図（ｃ）に示すように電圧117に上昇する。従
って、コンデンサC101を充電する時間は、トランジスタ
TR101の出力電流115の立ち上がり時間T1である。このコ
ンデンサC101を充電する時間は、トランジスタTR101が
５〜20回スイッチングする必要があり、そのため出力電
流115の立ち上がり時間T1は遅い。
動作特性を示している。まず、第８図に示すダイオード
D101が存在しない場合の動作について説明する。上記第
22図に示すパルス信号発生器７がON動作してON信号（パ
ルス信号24）を出力すると、第９図（ａ）に示す信号に
従ってトランジスタTR101がスイッチングする。これに
より、第９図（ｂ）に示すようにトランジスタTR101の
出力電流115が増加する。また、コンデンサC101の電圧
は、第９図（ｃ）に示すように電圧117に上昇する。従
って、コンデンサC101を充電する時間は、トランジスタ
TR101の出力電流115の立ち上がり時間T1である。このコ
ンデンサC101を充電する時間は、トランジスタTR101が
５〜20回スイッチングする必要があり、そのため出力電
流115の立ち上がり時間T1は遅い。
また、パルス信号発生器７がOFF動作してOFF信号を出
力すると、第９図（ａ）に示す信号に従ってトランジス
タTR101のスイッチングが停止する。これにより、第９
図（ｂ）に示すようにトランジスタTR101の出力電流118
が減少する。これに伴い、コンデンサC101の電圧は、第
９図（ｃ）に示すように電圧117から０電圧に低下す
る。これは、トランジスタTR101のスイッチングが停止
すると同時に、第８図に矢印（破線）で示す放電電流11
9が流れるので、コンデンサC101の電圧が放電するため
による。この放電電流119は負荷RLを通るため、第９図
（ｂ）に示すように異常な出力電流120が発生する。こ
の異常な出力電流120は、指令器６が出力する信号13と
は異なる出力電流波形を示している。
力すると、第９図（ａ）に示す信号に従ってトランジス
タTR101のスイッチングが停止する。これにより、第９
図（ｂ）に示すようにトランジスタTR101の出力電流118
が減少する。これに伴い、コンデンサC101の電圧は、第
９図（ｃ）に示すように電圧117から０電圧に低下す
る。これは、トランジスタTR101のスイッチングが停止
すると同時に、第８図に矢印（破線）で示す放電電流11
9が流れるので、コンデンサC101の電圧が放電するため
による。この放電電流119は負荷RLを通るため、第９図
（ｂ）に示すように異常な出力電流120が発生する。こ
の異常な出力電流120は、指令器６が出力する信号13と
は異なる出力電流波形を示している。
しかしながら、ここで第８図に示すダイオードD101を
挿入することにより、このダイオードD101によりその逆
電流となる上記放電電流119が阻止されるので、コンデ
ンサC101の電圧は放電することなく、第９図（ｅ）に示
すコンデンサC101の電圧121のように、トランジスタTR1
01がスイッチング時におけるコンデンサC101の電圧122
のままに維持される。また、第９図（ｂ）に示すような
トランジスタTR101の異常な出力電流120は立ち下がり時
に発生しない。また、パルス信号24がONの時、第９図
（ｅ）に示すコンデンサC101の電圧122は電圧121と同じ
であるので、第９図（ｄ）に示す負荷RLの出力電流123
の立ち上がり時間T2は高速に立ち上がる。
挿入することにより、このダイオードD101によりその逆
電流となる上記放電電流119が阻止されるので、コンデ
ンサC101の電圧は放電することなく、第９図（ｅ）に示
すコンデンサC101の電圧121のように、トランジスタTR1
01がスイッチング時におけるコンデンサC101の電圧122
のままに維持される。また、第９図（ｂ）に示すような
トランジスタTR101の異常な出力電流120は立ち下がり時
に発生しない。また、パルス信号24がONの時、第９図
（ｅ）に示すコンデンサC101の電圧122は電圧121と同じ
であるので、第９図（ｄ）に示す負荷RLの出力電流123
の立ち上がり時間T2は高速に立ち上がる。
上記第８図に示すパルス電源装置100は、上記従来のC
UKコンバータを使用したパルス電源装置が直流電源PS1
と逆極性の出力電圧を有するのに対し、同一極性の出力
電圧を有するので、直流電力変換装置として上記従来装
置のものより優れている。また、第８図に示すパルス電
源装置100は、上記従来のCUKコンバータを使用したパル
ス電源装置と同様に、第１の直流電源PS1の電圧を昇圧
・降圧のいずれでも可能であり、さらに各リアクトルL1
01,L102を磁気的に結合させることにより、出力電圧の
リップルも少なくすることができるなど、上記従来装置
と比べて優れたパルス電源装置が得られる。
UKコンバータを使用したパルス電源装置が直流電源PS1
と逆極性の出力電圧を有するのに対し、同一極性の出力
電圧を有するので、直流電力変換装置として上記従来装
置のものより優れている。また、第８図に示すパルス電
源装置100は、上記従来のCUKコンバータを使用したパル
ス電源装置と同様に、第１の直流電源PS1の電圧を昇圧
・降圧のいずれでも可能であり、さらに各リアクトルL1
01,L102を磁気的に結合させることにより、出力電圧の
リップルも少なくすることができるなど、上記従来装置
と比べて優れたパルス電源装置が得られる。
第10図は第８図のパルス電源装置の他の一例であるYA
Gレーザ励起アークランプ点灯用のパルス電源装置を示
す回路構成図で、第４図及び第８図と同一符号は同一部
分を表示しており、その詳細な説明は省略する。図にお
いて、C103はコンデンサ、D00,D103,D104はダイオー
ド、TR102はトランジスタ、T101はトランス、GA102はゲ
ート駆動回路である。
Gレーザ励起アークランプ点灯用のパルス電源装置を示
す回路構成図で、第４図及び第８図と同一符号は同一部
分を表示しており、その詳細な説明は省略する。図にお
いて、C103はコンデンサ、D00,D103,D104はダイオー
ド、TR102はトランジスタ、T101はトランス、GA102はゲ
ート駆動回路である。
第11図は第10図に示すYAGレーザ励起アークランプ点
灯用のパルス電源装置の動作を説明するための各部の信
号のタイミングチャートである。図において、144〜150
は電流である。
灯用のパルス電源装置の動作を説明するための各部の信
号のタイミングチャートである。図において、144〜150
は電流である。
次に、上記第10図に示すYAGレーザ励起アークランプ
点灯用のパルス電源装置の動作について説明する。上記
第８図に示すパルス電源装置100の動作で説明したよう
に、直流電源PS1の電圧を電力変換した後に、トランジ
スタTR102がOFF動作する時、第10図に示す電流I4をダイ
オードD00により直流電源PS1に電力回生させる。この
時、直流電源PSIの電圧V1と電力変換後の電圧V3とは等
しい。トランジスタTR101は、電流I3がアークランプ41
のピーク電流ILになるようにスイッチングする。この時
の電流I3は、第11図（ｃ）に示される。アークランプ41
には高圧直流電源43により高電圧（一般的に800〜1500
V）を加え、さらに、トリガパルス回路42により高電圧
パルス（一般的に20KV,パルス幅１μｓ）をトランスT10
1により加えることによってアークランプ41の放電をス
タートさせる。
点灯用のパルス電源装置の動作について説明する。上記
第８図に示すパルス電源装置100の動作で説明したよう
に、直流電源PS1の電圧を電力変換した後に、トランジ
スタTR102がOFF動作する時、第10図に示す電流I4をダイ
オードD00により直流電源PS1に電力回生させる。この
時、直流電源PSIの電圧V1と電力変換後の電圧V3とは等
しい。トランジスタTR101は、電流I3がアークランプ41
のピーク電流ILになるようにスイッチングする。この時
の電流I3は、第11図（ｃ）に示される。アークランプ41
には高圧直流電源43により高電圧（一般的に800〜1500
V）を加え、さらに、トリガパルス回路42により高電圧
パルス（一般的に20KV,パルス幅１μｓ）をトランスT10
1により加えることによってアークランプ41の放電をス
タートさせる。
アークランプ41の放電がスタートすると、高圧直流電
源43により決められる出力電流によりアークランプ41に
微小な電流を常に流しておく。この電流を、一般にシマ
ー電流と云う。そして、このシマー電流は、第11図
（ｅ）に示す電流144である。コンデンサC103は比較的
に小容量のものであり、トリガパルスによりダイオード
D103の耐電圧が破壊することを防止する役目を行う。ま
た、コンデンサC103は、アークランプ41が未点灯の時、
高圧直流電源43による高電圧がパルス電源装置100に流
れるのを防止するためのものである。
源43により決められる出力電流によりアークランプ41に
微小な電流を常に流しておく。この電流を、一般にシマ
ー電流と云う。そして、このシマー電流は、第11図
（ｅ）に示す電流144である。コンデンサC103は比較的
に小容量のものであり、トリガパルスによりダイオード
D103の耐電圧が破壊することを防止する役目を行う。ま
た、コンデンサC103は、アークランプ41が未点灯の時、
高圧直流電源43による高電圧がパルス電源装置100に流
れるのを防止するためのものである。
以上のようにアークランプ41をシマー電流により点灯
した状態において、トランジスタTR102が第11図（ｂ）
に示す時間t101においてON動作すると、今まで流れてい
た電流I3が、アークランプ41の放電電圧V5の方が低いた
めに電流I4に切り変わる。これは、第11図（ｃ）の電流
145、第11図（ｄ）の電流146に示される。従って、第11
図（ａ）の電圧V3は、直流電源PS1の電圧V1からアーク
ランプ41の放電電圧V5になる。アークランプ41の放電電
流を第11図（ｅ）に示すと、シマー電流である電流144
に第11図（ｄ）の電流I4が加わり、アークランプ41の電
流I5が電流147に示すように高速に立ち上がる。この立
ち上がりの時間は、トランジスタTR102以降の配線のイ
ンダクタンスとアークランプ41の放電電圧によって決ま
り、上記配線のインダクタンスが５μＨ程度であって
も、高速応答の電流の立ち上がりは可能である。また、
トランジスタTR102が第11図（ｂ）に示す時間t102にお
いてOFF動作すると、今まで流れていた電流I4が電流I3
に切り変わる。これは、第11図（ｃ）の電流148、第11
図（ｄ）の電流149に示される。従って、第11図（ａ）
の電圧V3は、アークランプ41の放電電圧V5から直流電源
PS1の電圧V1になる。アークランプ41の放電電流を第11
図（ｅ）に示すと、トランジスタTR102がOFF動作する
時、ダイオードD104,ダイオードD103,トランスT101,ア
ークランプ41を経て電流が流れ、アークランプ41の電流
I5は電流150に示すように高速に立ち下がり、シマー電
流である電流144になる。この立ち下がり時間は、トラ
ンジスタTR102以降の配線のインダクタンスとアークラ
ンプ41の放電電圧によって決まり、上記配線のインダク
タンスが５μＨ程度であっても、高速応答の電流の立ち
下がりは可能である。
した状態において、トランジスタTR102が第11図（ｂ）
に示す時間t101においてON動作すると、今まで流れてい
た電流I3が、アークランプ41の放電電圧V5の方が低いた
めに電流I4に切り変わる。これは、第11図（ｃ）の電流
145、第11図（ｄ）の電流146に示される。従って、第11
図（ａ）の電圧V3は、直流電源PS1の電圧V1からアーク
ランプ41の放電電圧V5になる。アークランプ41の放電電
流を第11図（ｅ）に示すと、シマー電流である電流144
に第11図（ｄ）の電流I4が加わり、アークランプ41の電
流I5が電流147に示すように高速に立ち上がる。この立
ち上がりの時間は、トランジスタTR102以降の配線のイ
ンダクタンスとアークランプ41の放電電圧によって決ま
り、上記配線のインダクタンスが５μＨ程度であって
も、高速応答の電流の立ち上がりは可能である。また、
トランジスタTR102が第11図（ｂ）に示す時間t102にお
いてOFF動作すると、今まで流れていた電流I4が電流I3
に切り変わる。これは、第11図（ｃ）の電流148、第11
図（ｄ）の電流149に示される。従って、第11図（ａ）
の電圧V3は、アークランプ41の放電電圧V5から直流電源
PS1の電圧V1になる。アークランプ41の放電電流を第11
図（ｅ）に示すと、トランジスタTR102がOFF動作する
時、ダイオードD104,ダイオードD103,トランスT101,ア
ークランプ41を経て電流が流れ、アークランプ41の電流
I5は電流150に示すように高速に立ち下がり、シマー電
流である電流144になる。この立ち下がり時間は、トラ
ンジスタTR102以降の配線のインダクタンスとアークラ
ンプ41の放電電圧によって決まり、上記配線のインダク
タンスが５μＨ程度であっても、高速応答の電流の立ち
下がりは可能である。
上記したように回生用のダイオードD100と電気スイッ
チング用のトランジスタTR102を、第８図に示すパルス
電源装置100に付け加えることにより、高速応答が可能
なYAGレーザ励起アークランプ点灯用のパルス電源装置
が得られる。
チング用のトランジスタTR102を、第８図に示すパルス
電源装置100に付け加えることにより、高速応答が可能
なYAGレーザ励起アークランプ点灯用のパルス電源装置
が得られる。
なお、上記実施例では、YAGレーザ励起アークランプ
点灯用のパルス電源装置について説明したが、他の放電
を利用した装置、すなわち水銀ランプ点灯装置，アーク
溶接機，ストロボ装置等においても適用でき、上記実施
例と同様の効果を奏する。
点灯用のパルス電源装置について説明したが、他の放電
を利用した装置、すなわち水銀ランプ点灯装置，アーク
溶接機，ストロボ装置等においても適用でき、上記実施
例と同様の効果を奏する。
第12図は第10図のYAGレーザ励起アークランプ点灯用
のパルス電源装置において、一例の高圧直流電源を備え
る回路構成図である。第12図に示す高圧直流電源43は、
コンデンサC110〜C115,ダイオードD110〜D115,抵抗R110
により構成され、ダイオードD102のアノードとカソード
間の電圧を電源として倍電圧整流を行う倍電圧整流回路
を形成している。例えば、ダイオードD102の電圧が200V
程度であれば、ここに示した回路では６倍の電圧を出力
することができるので、1200V程度の高電圧を出力する
ことができる。
のパルス電源装置において、一例の高圧直流電源を備え
る回路構成図である。第12図に示す高圧直流電源43は、
コンデンサC110〜C115,ダイオードD110〜D115,抵抗R110
により構成され、ダイオードD102のアノードとカソード
間の電圧を電源として倍電圧整流を行う倍電圧整流回路
を形成している。例えば、ダイオードD102の電圧が200V
程度であれば、ここに示した回路では６倍の電圧を出力
することができるので、1200V程度の高電圧を出力する
ことができる。
このような倍電圧整流回路はコッククロフト（Cookcr
oft）回路と呼ばれ、コンデンサとダイオードの段数を
増加させることにより任意の高電圧を得ることができ
る。ダイオードD102は、トランジスタTR101が高い周波
数でスイッチングしているので、コンデンサC110〜C115
は小さな静電容量のもので良い。また、抵抗R110は、ア
ークランプ41の放電が発生した時は放電電圧V5が下がる
ので、上記倍電圧整流回路の出力電流を制限するための
ものである。このようなコッククロフト回路を使用した
倍電圧整流回路は、その電源をダイオードD102から得て
いるので簡単な回路構成で低価格の高圧直流電源43が得
られる効果がある。
oft）回路と呼ばれ、コンデンサとダイオードの段数を
増加させることにより任意の高電圧を得ることができ
る。ダイオードD102は、トランジスタTR101が高い周波
数でスイッチングしているので、コンデンサC110〜C115
は小さな静電容量のもので良い。また、抵抗R110は、ア
ークランプ41の放電が発生した時は放電電圧V5が下がる
ので、上記倍電圧整流回路の出力電流を制限するための
ものである。このようなコッククロフト回路を使用した
倍電圧整流回路は、その電源をダイオードD102から得て
いるので簡単な回路構成で低価格の高圧直流電源43が得
られる効果がある。
第13図は第８図のパルス電源装置のさらに他の一例で
ある放電加工用のパルス電源装置を示す回路構成図で、
第10図と同一符号は同一又は相当部分を表示しており、
その詳細な説明は省略する。図において、D105はダイオ
ード、TR103,TR104はトランジスタ、GA103,GA104はゲー
ト駆動回路、PS2,PS3は直流電源、R104は抵抗、201は電
極、202は被加工物である。
ある放電加工用のパルス電源装置を示す回路構成図で、
第10図と同一符号は同一又は相当部分を表示しており、
その詳細な説明は省略する。図において、D105はダイオ
ード、TR103,TR104はトランジスタ、GA103,GA104はゲー
ト駆動回路、PS2,PS3は直流電源、R104は抵抗、201は電
極、202は被加工物である。
第14図は第13図に示す放電加工用のパルス電源装置の
動作を説明するための各部の信号のタイミングチャート
である。図において、211,212は電圧、210,213〜223は
電流である。
動作を説明するための各部の信号のタイミングチャート
である。図において、211,212は電圧、210,213〜223は
電流である。
次に、上記第13図に示す放電加工用のパルス電源装置
の動作について説明する。トランジスタTR101は、第14
図（ｅ）の電流210である電流I12が基底電流IBになるよ
うにスイッチングする。放電発生用の直流電源PS3の電
圧は80〜350V程度に選ばれるが、電流を断続するトラン
ジスタTR104、このトランジスタTR104のON,OFF動作を制
御するゲート駆動回路GA104により、直流電源PS3の電圧
V16を抵抗R104を介して電極201と被加工物202間に印加
する。
の動作について説明する。トランジスタTR101は、第14
図（ｅ）の電流210である電流I12が基底電流IBになるよ
うにスイッチングする。放電発生用の直流電源PS3の電
圧は80〜350V程度に選ばれるが、電流を断続するトラン
ジスタTR104、このトランジスタTR104のON,OFF動作を制
御するゲート駆動回路GA104により、直流電源PS3の電圧
V16を抵抗R104を介して電極201と被加工物202間に印加
する。
第14図（ａ）の時間t201においてトランジスタTR104
及びトランジスタTR102を、第14図（ｃ），（ｄ）に示
すようにON動作させると、第14図（ａ）の電圧211に示
すように電極201と被加工物202間の放電電圧V15が直流
電圧PS3の電圧V16に上昇する。第14図（ａ）の時間t202
において電極201と被加工物202間に放電が発生すると、
電圧212は放電電圧Varcに下がる。この時、トランジス
タTR104はOFF動作し、それまでON動作していたが電流の
流れなかったトランジスタTR102に、第14図（ｂ）の電
流213に示すように電流14が基底電流IBまで流れる。さ
らに、第14図（ｇ）の電流214に示すように電流I13は０
になる。従って、電極201に流れる放電電流I15は、第14
図（ｈ）の電流215に示すように基底電流IBが流れる。
及びトランジスタTR102を、第14図（ｃ），（ｄ）に示
すようにON動作させると、第14図（ａ）の電圧211に示
すように電極201と被加工物202間の放電電圧V15が直流
電圧PS3の電圧V16に上昇する。第14図（ａ）の時間t202
において電極201と被加工物202間に放電が発生すると、
電圧212は放電電圧Varcに下がる。この時、トランジス
タTR104はOFF動作し、それまでON動作していたが電流の
流れなかったトランジスタTR102に、第14図（ｂ）の電
流213に示すように電流14が基底電流IBまで流れる。さ
らに、第14図（ｇ）の電流214に示すように電流I13は０
になる。従って、電極201に流れる放電電流I15は、第14
図（ｈ）の電流215に示すように基底電流IBが流れる。
トランジスタTR101の導電率を高くして出力電流I12
を、第14図（ｅ）の電流216に示すように所定の傾きで
増加させ、ピーク電流IPに達した時に出力電流I12を一
定に制御する。従って、放電電流I15も第14図（ｈ）の
電流217に示すように同様の波形になる。
を、第14図（ｅ）の電流216に示すように所定の傾きで
増加させ、ピーク電流IPに達した時に出力電流I12を一
定に制御する。従って、放電電流I15も第14図（ｈ）の
電流217に示すように同様の波形になる。
第14図（ｄ）に示す電流218の時間t203においてトラ
ンジスタTR102をOFF動作させると、電流I14は第14図
（ｂ）の電流219に示すように０となり、第14図（ｇ）
の電流220に示すように電流I13はピーク電流IPになる。
第14図（ｈ）の電流221に示すように電流I15は、逆極性
に接続されている直流電源PS2,ダイオードD104,ダイオ
ード103,電極201,被加工物202を経て第13図に示す電流2
22のように流れ、配線のインダクタンスと直流電源PS2
の電圧と放電電圧Varcとで決まる第14図（ｈ）の時間t2
04で高速に減少する。第14図（ｄ）に示す電流218の時
間t203においてトランジスタTR102及びトランジスタTR1
01をOFF動作させると同時に、第14図（ｆ）に示すよう
にトランジスタTR103をOFF動作させると、第14図（ｅ）
の電流222に示すように電流I12は、ダイオードD102,リ
アクトルL102,ダイオードD100を通り、リアクトルL102
に蓄積されたエネルギーを直流電源PS1に回生し、電流I
12をピーク電流IPから基底電流IBまで高速に減少させ
る。また、電流I17は、ダイオードD102,コンデンサC10
1,リアクトルL101,ダイオードD101,ダイオードD105を通
り、リアクトルL101に蓄積されたエネルギーを直流電源
PS1に回生し、電流I17をピーク電流IPから基底電流IBま
で高速に減少させる。従って、第14図（ｇ）の電流223
に示すように電流I13も同様にピーク電流IPから基底電
流IBまで高速に減少する。
ンジスタTR102をOFF動作させると、電流I14は第14図
（ｂ）の電流219に示すように０となり、第14図（ｇ）
の電流220に示すように電流I13はピーク電流IPになる。
第14図（ｈ）の電流221に示すように電流I15は、逆極性
に接続されている直流電源PS2,ダイオードD104,ダイオ
ード103,電極201,被加工物202を経て第13図に示す電流2
22のように流れ、配線のインダクタンスと直流電源PS2
の電圧と放電電圧Varcとで決まる第14図（ｈ）の時間t2
04で高速に減少する。第14図（ｄ）に示す電流218の時
間t203においてトランジスタTR102及びトランジスタTR1
01をOFF動作させると同時に、第14図（ｆ）に示すよう
にトランジスタTR103をOFF動作させると、第14図（ｅ）
の電流222に示すように電流I12は、ダイオードD102,リ
アクトルL102,ダイオードD100を通り、リアクトルL102
に蓄積されたエネルギーを直流電源PS1に回生し、電流I
12をピーク電流IPから基底電流IBまで高速に減少させ
る。また、電流I17は、ダイオードD102,コンデンサC10
1,リアクトルL101,ダイオードD101,ダイオードD105を通
り、リアクトルL101に蓄積されたエネルギーを直流電源
PS1に回生し、電流I17をピーク電流IPから基底電流IBま
で高速に減少させる。従って、第14図（ｇ）の電流223
に示すように電流I13も同様にピーク電流IPから基底電
流IBまで高速に減少する。
電流I12がピーク電流IPから基底電流IBまで減少した
時、第14図（ｅ）の時間t204において、第14図（ｆ）に
示すようにトランジスタTR103をON動作させる。さら
に、電流I12が基底電流IBになるようにトランジスタTR1
01の導電率を制御する。
時、第14図（ｅ）の時間t204において、第14図（ｆ）に
示すようにトランジスタTR103をON動作させる。さら
に、電流I12が基底電流IBになるようにトランジスタTR1
01の導電率を制御する。
以上のようにして電極201と被加工物202間に、第14図
（ｈ）に示すように基底電流IBの高速な立ち上がりと、
ピーク電流IPの高速な遮断と、所定の波形の放電電流を
流すことができ、省エネルギーを実現することができる
放電加工用のパルス電源装置を得ることができる効果が
ある。
（ｈ）に示すように基底電流IBの高速な立ち上がりと、
ピーク電流IPの高速な遮断と、所定の波形の放電電流を
流すことができ、省エネルギーを実現することができる
放電加工用のパルス電源装置を得ることができる効果が
ある。
第15図はこの発明の別の発明の実施例であるパルス電
源装置の回路構成図で、第８図と同一符号は同一又は相
当部分を表示しており、その詳細な説明は省略する。第
15図に示すパルス電源装置100の回路構成は、第８図に
示すパルス電源装置100の回路構成中にあるダイオードD
102の接続箇所を変更した点で相違している。すなわ
ち、第15図に示すパルス電源装置100は、ダイオードD10
2のアノードを直流電源PS1とトランジスタTR101との接
続点に接続し、カソードをコンデンサC101とリアクトル
L102との接続点に接続した回路構成とされている。
源装置の回路構成図で、第８図と同一符号は同一又は相
当部分を表示しており、その詳細な説明は省略する。第
15図に示すパルス電源装置100の回路構成は、第８図に
示すパルス電源装置100の回路構成中にあるダイオードD
102の接続箇所を変更した点で相違している。すなわ
ち、第15図に示すパルス電源装置100は、ダイオードD10
2のアノードを直流電源PS1とトランジスタTR101との接
続点に接続し、カソードをコンデンサC101とリアクトル
L102との接続点に接続した回路構成とされている。
次に、上記第15図に示すこの発明の別の発明の実施例
であるパルス電源装置100の動作について説明する。直
流電源PS1に接続され、ゲート駆動回路GA101により導電
率を制御されるトランジスタTR101がONすると、矢印で
示す電流101がリアクトルL101に流れる。さらに、矢印
で示す電流102がコンデンサC101,リアクトルL102,負荷R
Lに流れる。トランジスタTR101がOFFすると、矢印で示
す電流101は矢印で示す電流103に変わり、この電流103
はダイオードD102,コンデンサC101,ダイオードD101を流
れ、コンデンサC101を充電する。
であるパルス電源装置100の動作について説明する。直
流電源PS1に接続され、ゲート駆動回路GA101により導電
率を制御されるトランジスタTR101がONすると、矢印で
示す電流101がリアクトルL101に流れる。さらに、矢印
で示す電流102がコンデンサC101,リアクトルL102,負荷R
Lに流れる。トランジスタTR101がOFFすると、矢印で示
す電流101は矢印で示す電流103に変わり、この電流103
はダイオードD102,コンデンサC101,ダイオードD101を流
れ、コンデンサC101を充電する。
再度、トランジスタTR101がONすると、電流101はさら
に増加し、電流102がトランジスタTR101,コンデンサC10
1,リアクトルL102を通り負荷RLに流れる。この時、負荷
RLに電流102が連続して流れ電力を変換する。
に増加し、電流102がトランジスタTR101,コンデンサC10
1,リアクトルL102を通り負荷RLに流れる。この時、負荷
RLに電流102が連続して流れ電力を変換する。
さらに、トランジスタTR101がOFFすると、増加した電
流101が電流103に切り換わりコンデンサC101を第15図に
示す極性に充電すると共に、リアクトルL102を流れる電
流102は電流104に切り変わり、負荷RLにこの電流104を
連続して出力する。以上のようにしてパルス電源装置10
0は動作して直流電力変換を行う。このパルス電源装置1
00の動作中、コンデンサC101は第15図に示す極性に充電
される。その充電電圧はほぼ負荷RLの出力電圧V2にな
る。
流101が電流103に切り換わりコンデンサC101を第15図に
示す極性に充電すると共に、リアクトルL102を流れる電
流102は電流104に切り変わり、負荷RLにこの電流104を
連続して出力する。以上のようにしてパルス電源装置10
0は動作して直流電力変換を行う。このパルス電源装置1
00の動作中、コンデンサC101は第15図に示す極性に充電
される。その充電電圧はほぼ負荷RLの出力電圧V2にな
る。
第16図は第15図に示すパルス電源装置の動作を説明す
るための各部の信号のタイミングチャートである。図に
おいて、115,118,120はトランジスタTR101の出力電流、
116,117,121,122はコンデンサC101の電圧、123は負荷RL
の出力電流である。
るための各部の信号のタイミングチャートである。図に
おいて、115,118,120はトランジスタTR101の出力電流、
116,117,121,122はコンデンサC101の電圧、123は負荷RL
の出力電流である。
第16図（ａ）はトランジスタTR101がON,OFFする時の
動作特性を示している。まず、第15図に示すダイオード
D101が存在しない場合の動作について説明する。上記第
22図に示すパルス信号発生器７がON動作してON信号（パ
ルス信号24）を出力すると、第16図（ａ）に示す信号に
従ってトランジスタTR101がスイッチングする。これに
より、第16図（ｂ）に示すようにトランジスタTR101の
出力電流115が増加する。また、コンデンサC101の電圧
は、第16図（ｃ）に示すように電圧117に上昇する。従
って、コンデンサC101を充電する時間は、トランジスタ
TR101の出力電流115の立ち上がり時間T1である。コンデ
ンサC101を充電する時間は、トランジスタTR101が５〜2
0回スイッチングする必要があり、そのため出力電流115
の立ち上がり時間T1は遅い。
動作特性を示している。まず、第15図に示すダイオード
D101が存在しない場合の動作について説明する。上記第
22図に示すパルス信号発生器７がON動作してON信号（パ
ルス信号24）を出力すると、第16図（ａ）に示す信号に
従ってトランジスタTR101がスイッチングする。これに
より、第16図（ｂ）に示すようにトランジスタTR101の
出力電流115が増加する。また、コンデンサC101の電圧
は、第16図（ｃ）に示すように電圧117に上昇する。従
って、コンデンサC101を充電する時間は、トランジスタ
TR101の出力電流115の立ち上がり時間T1である。コンデ
ンサC101を充電する時間は、トランジスタTR101が５〜2
0回スイッチングする必要があり、そのため出力電流115
の立ち上がり時間T1は遅い。
また、パルス信号発生器７がOFF動作してOFF信号を出
力すると、第16図（ａ）に示す信号に従ってトランジス
タTR101のスイッチングが停止する。これにより、第16
図（ｂ）に示すようにトランジスタTR101の出力電流118
が減少する。これに伴い、コンデンサC101の電圧は、第
16図（ｃ）に示すように電圧117から電圧116に低下す
る。これは、トランジスタTR101のスイッチングが停止
すると同時に、第15図に矢印（破線）で示す放電電流11
9が流れるので、コンデンサC101の電圧が放電するため
による。この放電電流119は負荷RLを通るため、第16図
（ｂ）に示すように異常な出力電流120が発生する。こ
の異常な出力電流120は、指令器６が出力する信号13と
は異なる出力信号波形を示している。
力すると、第16図（ａ）に示す信号に従ってトランジス
タTR101のスイッチングが停止する。これにより、第16
図（ｂ）に示すようにトランジスタTR101の出力電流118
が減少する。これに伴い、コンデンサC101の電圧は、第
16図（ｃ）に示すように電圧117から電圧116に低下す
る。これは、トランジスタTR101のスイッチングが停止
すると同時に、第15図に矢印（破線）で示す放電電流11
9が流れるので、コンデンサC101の電圧が放電するため
による。この放電電流119は負荷RLを通るため、第16図
（ｂ）に示すように異常な出力電流120が発生する。こ
の異常な出力電流120は、指令器６が出力する信号13と
は異なる出力信号波形を示している。
しかしながら、ここで第15図に示すダイオードD101を
挿入することにより、このダイオードD101によりその逆
電流となる上記放電電流119が阻止されるので、コンデ
ンサC101の電圧は放電することなく、第16図（ｅ）に示
すコンデンサC101の電圧121のように、トランジスタTR1
01がスイッチング時におけるコンデンサC101の電圧122
のままに維持される。また、第16図（ｂ）に示すような
トランジスタTR101の異常な出力電流120は立ち下がり時
に発生しない。また、パルス信号24がONの時、第16図
（ｅ）に示すコンデンサC101の電圧122は電圧121と同じ
であるので、第16図（ｄ）に示す負荷RLの出力電流123
の立ち上がり時間T2は高速に立ち上がる。
挿入することにより、このダイオードD101によりその逆
電流となる上記放電電流119が阻止されるので、コンデ
ンサC101の電圧は放電することなく、第16図（ｅ）に示
すコンデンサC101の電圧121のように、トランジスタTR1
01がスイッチング時におけるコンデンサC101の電圧122
のままに維持される。また、第16図（ｂ）に示すような
トランジスタTR101の異常な出力電流120は立ち下がり時
に発生しない。また、パルス信号24がONの時、第16図
（ｅ）に示すコンデンサC101の電圧122は電圧121と同じ
であるので、第16図（ｄ）に示す負荷RLの出力電流123
の立ち上がり時間T2は高速に立ち上がる。
第17図は第15図のパルス電源装置における出力電圧特
性を示す図である。第17図の出力電圧特性に示されるよ
うに、トランジスタTR101の導通率を変化すると、出力
電圧は直流電源PS1の電圧V1を１〜３倍に任意に変化で
きる。
性を示す図である。第17図の出力電圧特性に示されるよ
うに、トランジスタTR101の導通率を変化すると、出力
電圧は直流電源PS1の電圧V1を１〜３倍に任意に変化で
きる。
上記第15図に示すパルス電源装置100は、上記従来のC
UKコンバータを使用したパルス電源装置が直流電源PS1
と逆極性の出力電圧を有するのに対し、同一極性の出力
電圧を有するので、直流電力変換装置として上記従来装
置のものより優れている。また、第15図に示すパルス電
源装置100は、直流電源PS1の電圧V1を１〜３倍に昇圧す
ることが可能であり、さらに各リアクトルL101,L102を
磁気的に結合させることにより、出力電圧のリップルも
少なくすることができるなど、上記従来装置と比べて優
れたパルス電源装置が得られる。
UKコンバータを使用したパルス電源装置が直流電源PS1
と逆極性の出力電圧を有するのに対し、同一極性の出力
電圧を有するので、直流電力変換装置として上記従来装
置のものより優れている。また、第15図に示すパルス電
源装置100は、直流電源PS1の電圧V1を１〜３倍に昇圧す
ることが可能であり、さらに各リアクトルL101,L102を
磁気的に結合させることにより、出力電圧のリップルも
少なくすることができるなど、上記従来装置と比べて優
れたパルス電源装置が得られる。
第18図は第15図のパルス電源装置の他の一例であるYA
Gレーザ励起アークランプ点灯用のパルス電源装置を示
す回路構成図で、第10図と同一符号は同一又は相当部分
を表示しており、その詳細な説明は省略する。図におい
て、41A,41Bはアークランプである。
Gレーザ励起アークランプ点灯用のパルス電源装置を示
す回路構成図で、第10図と同一符号は同一又は相当部分
を表示しており、その詳細な説明は省略する。図におい
て、41A,41Bはアークランプである。
第19図は第18図のパルス電源装置におけるアークラン
プの電圧・電流特性を示す図である。図において、65,6
6はアークランプの電圧・電流特性曲線、67は最低の放
電電圧点、130,131は電圧作動点である。
プの電圧・電流特性を示す図である。図において、65,6
6はアークランプの電圧・電流特性曲線、67は最低の放
電電圧点、130,131は電圧作動点である。
次に、上記第18図に示すYAGレーザ励起アークランプ
点灯用のパルス電源装置の動作について説明する。アー
クランプ41A,41Bには高圧直流電源43により高電圧（一
般的に800〜1500V）を加え、さらに、トリガパルス回路
42により高電圧パルス（一般的に20KV,パルス幅１μ
ｓ）をトランスT101により加えることによってアークラ
ンプ41A,41Bの放電をスタートさせる。
点灯用のパルス電源装置の動作について説明する。アー
クランプ41A,41Bには高圧直流電源43により高電圧（一
般的に800〜1500V）を加え、さらに、トリガパルス回路
42により高電圧パルス（一般的に20KV,パルス幅１μ
ｓ）をトランスT101により加えることによってアークラ
ンプ41A,41Bの放電をスタートさせる。
アークランプ41A,41Bの放電がスタートすると、高圧
直流電源43により決められる出力電流によりアークラン
プ41A,41Bに微小な電流を常に流しておく。この電流
を、一般にシマー電流と云う。
直流電源43により決められる出力電流によりアークラン
プ41A,41Bに微小な電流を常に流しておく。この電流
を、一般にシマー電流と云う。
アークランプ41A,41Bがシマー電流により点灯した状
態では、放電電圧V5は比較的に低い電圧の200〜300Vに
なる。コンデンサC103は比較的に小容量のものであり、
トリガパルスによりダイオードD103の耐電圧が破壊する
ことを防止する役目を行う。また、コンデンサC103は、
アークランプ41A,41Bが未点灯の時、高圧直流電源43に
よる高電圧がパルス電源装置100に流れるのを防止する
ためのものである。
態では、放電電圧V5は比較的に低い電圧の200〜300Vに
なる。コンデンサC103は比較的に小容量のものであり、
トリガパルスによりダイオードD103の耐電圧が破壊する
ことを防止する役目を行う。また、コンデンサC103は、
アークランプ41A,41Bが未点灯の時、高圧直流電源43に
よる高電圧がパルス電源装置100に流れるのを防止する
ためのものである。
以上のようにアークランプ41A,41Bをシマー電流によ
り点灯した状態において、第19図に示すアークランプの
電圧・電流特性を見ると、65はアークランプ41A又はア
ークランプ41Bの１本分のアークランプの電圧・電流特
性曲線を示している。また、66はアークランプ41Aとア
ークランプ41Bを直列接続した時のアークランプの電圧
・電流特性曲線を示しており、その電圧は第18図の放電
電圧V5に相当する。そして、アークランプの電圧・電流
特性曲線66中の最低の放電電圧点67は、直流電源PS1の
電圧V1よりも高くなるようにアークランプ41A,41Bの放
電特性を設定する。
り点灯した状態において、第19図に示すアークランプの
電圧・電流特性を見ると、65はアークランプ41A又はア
ークランプ41Bの１本分のアークランプの電圧・電流特
性曲線を示している。また、66はアークランプ41Aとア
ークランプ41Bを直列接続した時のアークランプの電圧
・電流特性曲線を示しており、その電圧は第18図の放電
電圧V5に相当する。そして、アークランプの電圧・電流
特性曲線66中の最低の放電電圧点67は、直流電源PS1の
電圧V1よりも高くなるようにアークランプ41A,41Bの放
電特性を設定する。
トランジスタTR101の導通率を高くすると、第18図に
示す出力電流I5が増加し、これにより上記第16図（ｄ）
に示す出力電流123のように高速応答のパルス出力電流
を出力することができ、アークランプ41A,41Bに有効的
に放電電力を供給することが可能である。アークランプ
41A,41Bをシマー電流により点灯した状態において、ア
ークランプの電圧・電流特性曲線66中の電圧作動点130
でアークランプ41A,41Bの放電を作動している時、トラ
ンジスタTR101の導通率を高くして、例えば100A（アン
ペア）の放電電流が流れるようにすると、電圧作動点13
0は電圧作動点131に移動し、これに伴い放電電圧V5も高
くなり400V程度になる。
示す出力電流I5が増加し、これにより上記第16図（ｄ）
に示す出力電流123のように高速応答のパルス出力電流
を出力することができ、アークランプ41A,41Bに有効的
に放電電力を供給することが可能である。アークランプ
41A,41Bをシマー電流により点灯した状態において、ア
ークランプの電圧・電流特性曲線66中の電圧作動点130
でアークランプ41A,41Bの放電を作動している時、トラ
ンジスタTR101の導通率を高くして、例えば100A（アン
ペア）の放電電流が流れるようにすると、電圧作動点13
0は電圧作動点131に移動し、これに伴い放電電圧V5も高
くなり400V程度になる。
上記したような第18図に示すパルス電源装置100は、
その出力電圧を直流電源PS1の電圧V1の１倍から３倍に
した電圧の場合において実用的に使用されており、特に
２倍の電圧に昇圧した時に最も効率が良く、YAGレーザ
励起アークランプ点灯用として好適で、小型、かつ低価
格なパルス電源装置が得られる効果がある。
その出力電圧を直流電源PS1の電圧V1の１倍から３倍に
した電圧の場合において実用的に使用されており、特に
２倍の電圧に昇圧した時に最も効率が良く、YAGレーザ
励起アークランプ点灯用として好適で、小型、かつ低価
格なパルス電源装置が得られる効果がある。
第20図は第18図のYAGレーザ励起アークランプ点灯用
のパルス電源装置において、一例の高圧直流電源を備え
る回路構成図で、第12図と同一符号は同一又は相当部分
を表示しており、その詳細な説明は省略する。第20図に
示す高圧直流電源43は、第12図と同様に、コンデンサC1
10〜C115、ダイオードD110〜D115,抵抗R110により構成
され、ダイオードD102とコンデンサC101との接続点68の
電圧を電源として倍電圧整流を行う倍電圧整流回路を形
成している。例えば、接続点68の電圧が200V程度であれ
ば、ここに示した回路では６倍の電圧を出力することが
できるので、1200V程度の高電圧を出力することができ
る。
のパルス電源装置において、一例の高圧直流電源を備え
る回路構成図で、第12図と同一符号は同一又は相当部分
を表示しており、その詳細な説明は省略する。第20図に
示す高圧直流電源43は、第12図と同様に、コンデンサC1
10〜C115、ダイオードD110〜D115,抵抗R110により構成
され、ダイオードD102とコンデンサC101との接続点68の
電圧を電源として倍電圧整流を行う倍電圧整流回路を形
成している。例えば、接続点68の電圧が200V程度であれ
ば、ここに示した回路では６倍の電圧を出力することが
できるので、1200V程度の高電圧を出力することができ
る。
このような倍電圧整流回路はコッククロフト（Cookcr
oft）回路と呼ばれ、コンデンサとダイオードの段数を
増加させることにより任意の高電圧を得ることができ
る。ダイオードD102は、トランジスタTR101が高い周波
数でスイッチングしているので、コンデンサC110〜C115
は小さな静電容量のもので良い。また、抵抗R110は、ア
ークランプ41の放電が発生した時は放電電圧V5が下がる
ので、上記倍電圧整流回路の出力電流を制限するための
ものである。ここで、コンデンサC110〜C115の静電容量
を小さくすることにより、コッククロフト回路自体に電
流制限機能を持たせることもできる。このようなコック
クロフト回路を使用した倍電圧整流回路は、その電源を
上記接続点44から得ているので、簡単な回路構成で低価
格の高圧直流電源43が得られる効果がある。
oft）回路と呼ばれ、コンデンサとダイオードの段数を
増加させることにより任意の高電圧を得ることができ
る。ダイオードD102は、トランジスタTR101が高い周波
数でスイッチングしているので、コンデンサC110〜C115
は小さな静電容量のもので良い。また、抵抗R110は、ア
ークランプ41の放電が発生した時は放電電圧V5が下がる
ので、上記倍電圧整流回路の出力電流を制限するための
ものである。ここで、コンデンサC110〜C115の静電容量
を小さくすることにより、コッククロフト回路自体に電
流制限機能を持たせることもできる。このようなコック
クロフト回路を使用した倍電圧整流回路は、その電源を
上記接続点44から得ているので、簡単な回路構成で低価
格の高圧直流電源43が得られる効果がある。
［発明の効果］ 以上のように、この発明のパルス電源装置によれば、
直流電源と、繰り返しオン、オフ動作するスイッチング
素子と、このスイッチング素子がオンした時に、上記直
流電源の高電位側から低電位側に向って順に直列に接続
された第１のダイオード、第１のリアクトルを経て電流
が流れるように形成される回路と、上記スイッチング素
子がオフした時に、このスイッチング素子と並列に接続
されたコンデンサと第２のダイオードの直列体を経て電
流が流れ、上記コンデンサを充電するように形成される
回路と、さらに再度、上記スイッチング素子がオンした
時に、上記第２のダイオードと並列に接続された第２の
リアクトルと負荷の直列体を経て増大した電流が流れ、
上記負荷に変換した直流電圧を供給するように形成され
る回路とによって構成される直流電力変換装置を備え、
上記スイッチング素子により出力電流を断続制御するよ
うに構成したので、単にコンデンサの放電防止を行う電
流逆流防止用のダイオードを接続するという簡単な回路
構成により、特に出力電流に異常電流を発生することな
く、高速応答ができるパルス電源装置が得られるという
優れた効果を奏する。
直流電源と、繰り返しオン、オフ動作するスイッチング
素子と、このスイッチング素子がオンした時に、上記直
流電源の高電位側から低電位側に向って順に直列に接続
された第１のダイオード、第１のリアクトルを経て電流
が流れるように形成される回路と、上記スイッチング素
子がオフした時に、このスイッチング素子と並列に接続
されたコンデンサと第２のダイオードの直列体を経て電
流が流れ、上記コンデンサを充電するように形成される
回路と、さらに再度、上記スイッチング素子がオンした
時に、上記第２のダイオードと並列に接続された第２の
リアクトルと負荷の直列体を経て増大した電流が流れ、
上記負荷に変換した直流電圧を供給するように形成され
る回路とによって構成される直流電力変換装置を備え、
上記スイッチング素子により出力電流を断続制御するよ
うに構成したので、単にコンデンサの放電防止を行う電
流逆流防止用のダイオードを接続するという簡単な回路
構成により、特に出力電流に異常電流を発生することな
く、高速応答ができるパルス電源装置が得られるという
優れた効果を奏する。
また、この発明の別の発明のパルス電源装置によれ
ば、直流電源と、繰り返しオン、オフ動作するスイッチ
ング素子と、このスイッチング素子がオンした時に、上
記直流電源の高電位側から低電位側に向って順に直列に
接続された上記スイッチング素子、第１のリアクトル及
び第１のダイオードを経て電流が流れるように形成され
る回路と、この回路の形成と同時に、上記第１のリアク
トルと上記第１のダイオードの直列体と並列に接続され
たコンデンサ、第２のリアクトル及び負荷を経て電流が
流れるように形成される回路と、上記スイッチング素子
がオフした時に、上記第１のリアクトルと上記第１のダ
イオードの直列体、この直列体に並列に接続された第２
のダイオード及び上記コンデンサを経て電流が流れ、上
記コンデンサを充電するように形成される回路と、さら
に再度、上記スイッチング素子がオンした時に、このス
イッチング素子、上記コンデンサ、上記第２のリアクト
ル及び上記負荷を経て増大した電流が流れ、上記負荷に
変換した直流電圧を供給するように形成される回路とに
よって構成され、昇圧・降圧が可能で回生機能を持つ直
流電力変換装置を備え、上記スイッチング素子により出
力電流を断続制御するように構成したので、簡単な回路
構成により、直流電源の電圧をこれと同一極性に昇圧・
降圧する電力変換を行うことができ、また、特に出力電
源に異常電流を発生することなく、高速応答ができるパ
ルス電源装置が得られるという優れた効果を奏する。
ば、直流電源と、繰り返しオン、オフ動作するスイッチ
ング素子と、このスイッチング素子がオンした時に、上
記直流電源の高電位側から低電位側に向って順に直列に
接続された上記スイッチング素子、第１のリアクトル及
び第１のダイオードを経て電流が流れるように形成され
る回路と、この回路の形成と同時に、上記第１のリアク
トルと上記第１のダイオードの直列体と並列に接続され
たコンデンサ、第２のリアクトル及び負荷を経て電流が
流れるように形成される回路と、上記スイッチング素子
がオフした時に、上記第１のリアクトルと上記第１のダ
イオードの直列体、この直列体に並列に接続された第２
のダイオード及び上記コンデンサを経て電流が流れ、上
記コンデンサを充電するように形成される回路と、さら
に再度、上記スイッチング素子がオンした時に、このス
イッチング素子、上記コンデンサ、上記第２のリアクト
ル及び上記負荷を経て増大した電流が流れ、上記負荷に
変換した直流電圧を供給するように形成される回路とに
よって構成され、昇圧・降圧が可能で回生機能を持つ直
流電力変換装置を備え、上記スイッチング素子により出
力電流を断続制御するように構成したので、簡単な回路
構成により、直流電源の電圧をこれと同一極性に昇圧・
降圧する電力変換を行うことができ、また、特に出力電
源に異常電流を発生することなく、高速応答ができるパ
ルス電源装置が得られるという優れた効果を奏する。
また、この発明の別の発明のパルス電源装置によれ
ば、直流電源と、繰り返しオン、オフ動作するスイッチ
ング素子と、このスイッチング素子がオンした時に、上
記直流電源の高電位側から低電位側に向って順に直列に
接続された上記スイッチング素子、第１のリアクトル及
び第１のダイオードを経て電流が流れるように形成され
る回路と、この回路の形成と同時に、上記第１のリアク
トルと上記第１のダイオードの直列体と並列に接続され
たコンデンサ、第２のリアクトル及び負荷を経て電流が
流れるように形成される回路と、上記スイッチング素子
がオフした時に、上記スイッチング素子と並列接続され
たコンデンサと第２のダイオードの直列体と上記第１の
リアクトルと上記第１のダイオードの直列体を経て電流
が流れ、上記コンデンサを充電するように形成される回
路と、さらに再度、上記スイッチング素子がオンした時
に、このスイッチング素子、上記コンデンサ、上記第２
のリアクトル及び上記負荷を経て増大した電流が流れ、
上記負荷に変換した直流電圧を供給するように形成され
る回路とによって構成され、昇圧が可能で回生機能を持
つ直流電力変換装置を備え、上記スイッチング素子によ
り出力電流を断続制御するように構成したので、簡単な
回路構成により、直流電源の電圧をこれと同一極性に昇
圧する電力変換を行うことができ、また、特に出力電流
に異常電流を発生することなく、高速応答ができるパル
ス電源装置が得られるという優れた効果を奏する。
ば、直流電源と、繰り返しオン、オフ動作するスイッチ
ング素子と、このスイッチング素子がオンした時に、上
記直流電源の高電位側から低電位側に向って順に直列に
接続された上記スイッチング素子、第１のリアクトル及
び第１のダイオードを経て電流が流れるように形成され
る回路と、この回路の形成と同時に、上記第１のリアク
トルと上記第１のダイオードの直列体と並列に接続され
たコンデンサ、第２のリアクトル及び負荷を経て電流が
流れるように形成される回路と、上記スイッチング素子
がオフした時に、上記スイッチング素子と並列接続され
たコンデンサと第２のダイオードの直列体と上記第１の
リアクトルと上記第１のダイオードの直列体を経て電流
が流れ、上記コンデンサを充電するように形成される回
路と、さらに再度、上記スイッチング素子がオンした時
に、このスイッチング素子、上記コンデンサ、上記第２
のリアクトル及び上記負荷を経て増大した電流が流れ、
上記負荷に変換した直流電圧を供給するように形成され
る回路とによって構成され、昇圧が可能で回生機能を持
つ直流電力変換装置を備え、上記スイッチング素子によ
り出力電流を断続制御するように構成したので、簡単な
回路構成により、直流電源の電圧をこれと同一極性に昇
圧する電力変換を行うことができ、また、特に出力電流
に異常電流を発生することなく、高速応答ができるパル
ス電源装置が得られるという優れた効果を奏する。
第１図はこの発明の実施例であるパルス電源装置の回路
構成図、第２図は第１図のパルス電源装置を実際に構成
した時の動作を説明するための各部の信号のタイミング
チャート、第３図はこの発明の他の実施例であるパルス
電源装置を用いたYAGレーザ発振器の構成図、第４図は
第３図のYAGレーザ励起アークランプ点灯用のパルス電
源装置の一例を示す回路構成図、第５図は第４図のYAG
レーザ励起アークランプ点灯用のパルス電源装置の動作
を説明するための各部の信号のタイミングチャート、第
６図は第３図のYAGレーザ励起アークランプ点灯用のパ
ルス電源装置の他の一例を示す回路構成図、第７図は第
６図のYAGレーザ励起アークランプ点灯用のパルス電源
装置の動作を説明するためのグラフを示す図、第８図は
この発明の別の発明の実施例であるパルス電源装置の回
路構成図、第９図は第８図に示すパルス電源装置の動作
を説明するための各部の信号のタイミングチャート、第
10図は第８図のパルス電源装置の他の一例であるYAGレ
ーザ励起アークランプ点灯用のパルス電源装置を示す回
路構成図、第11図は第10図に示すYAGレーザ励起アーク
ランプ点灯用のパルス電源装置の動作を説明するための
各部の信号のタイミングチャート、第12図は第10図のYA
Gレーザ励起アークランプ点灯用のパルス電源装置にお
いて、一例の高圧直流電源を備える回路構成図、第13図
は第８図のパルス電源装置のさらに他の一例である放電
加工用のパルス電源装置を示す回路構成図、第14図は第
13図に示す放電加工用のパルス電源装置の動作を説明す
るための各部の信号のタイミングチャート、第15図はこ
の発明の別の発明の実施例であるパルス電源装置の回路
構成図、第16図は第15図に示すパルス電源装置の動作を
説明するための各部の信号のタイミングチャート、第17
図は第15図のパルス電源装置における出力電圧特性を示
す図、第18図は第15図のパルス電源装置の他の一例であ
るYAGレーザ励起アークランプ点灯用のパルス電源装置
を示す回路構成図、第19図は第18図のパルス電源装置に
おけるアークランプの電圧・電流特性を示す図、第20図
は第18図のYAGレーザ励起アークランプ点灯用のパルス
電源装置において、一例の高圧直流電源を備える回路構
成図、第21図は従来の直流電力変換装置として用いられ
るCUKコンバータをパルス動作させてパルス電流を出力
するパルス電源装置の回路構成図、第22図は第21図のCU
Kコンバータをパルス動作させるための制御回路の回路
構成図、第23図は第22図のCUKコンバータをパルス動作
させる制御回路の動作を説明するための各部の信号のタ
イミングチャート、第24図は従来のCUKコンバータによ
るパルス電源装置と、この発明の実施例によるパルス電
源装置との動作を比較して説明するための各部の信号の
タイミングチャート、第25図は第21図のパルス電源装置
を実際に構成した時の動作を説明するための各部の信号
のタイミングチャートである。 図において、PS1〜PS3…直流電源、L1,L2,L101,L102…
リアクトル、C1〜C4,C101〜C103,C110〜C115…コンデン
サ、D1,D2,D3,D100〜D105,D110〜D115…ダイオード、R1
04,R110…抵抗、TR1,TR101〜TR104…トランジスタ、GA
1,GA101〜GA104…ゲート駆動回路、RL…負荷、V1,V2…
出力電圧、１〜４…電流、５…三角波信号発生器、６…
指令器、７…パルス信号発生器、8,9…スイッチ、10…
インバータ、11…コンパレータ、12,13,13a,13b,14…信
号、15,18,20,23,26,28,36,38,52〜55…出力電流、16,1
7,21,22,25,27,35,37,39…電圧、19…放電電流、24,34
…パルス信号、40,50…増幅器、41,41A,41B…アークラ
ンプ、42…トリガパルス回路、43…高圧直流電源、44…
パルス電源装置、45…YAGロッド、46…全反射鏡、47…
部分透過鏡、48…レーザ光、49…基準電圧源、51…パル
ス指令値、56…スイッチング信号、CT1…電流検出器、
T,T101…トランス、T1,T2…立ち上がり時間、100…パル
ス電源装置、101〜104…電流、119…放電電流、115,11
8,120…出力電流、116,117,121,122…電圧、123…出力
電流、144〜150…電流、65,66…アークランプの電圧・
電流特性曲線、67…最低の放電電圧点、68…接続点、13
0,131…電圧作動点、201…電極、202…被加工物、211,2
12…電圧、210,213〜223…電流 である。 なお、図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。
構成図、第２図は第１図のパルス電源装置を実際に構成
した時の動作を説明するための各部の信号のタイミング
チャート、第３図はこの発明の他の実施例であるパルス
電源装置を用いたYAGレーザ発振器の構成図、第４図は
第３図のYAGレーザ励起アークランプ点灯用のパルス電
源装置の一例を示す回路構成図、第５図は第４図のYAG
レーザ励起アークランプ点灯用のパルス電源装置の動作
を説明するための各部の信号のタイミングチャート、第
６図は第３図のYAGレーザ励起アークランプ点灯用のパ
ルス電源装置の他の一例を示す回路構成図、第７図は第
６図のYAGレーザ励起アークランプ点灯用のパルス電源
装置の動作を説明するためのグラフを示す図、第８図は
この発明の別の発明の実施例であるパルス電源装置の回
路構成図、第９図は第８図に示すパルス電源装置の動作
を説明するための各部の信号のタイミングチャート、第
10図は第８図のパルス電源装置の他の一例であるYAGレ
ーザ励起アークランプ点灯用のパルス電源装置を示す回
路構成図、第11図は第10図に示すYAGレーザ励起アーク
ランプ点灯用のパルス電源装置の動作を説明するための
各部の信号のタイミングチャート、第12図は第10図のYA
Gレーザ励起アークランプ点灯用のパルス電源装置にお
いて、一例の高圧直流電源を備える回路構成図、第13図
は第８図のパルス電源装置のさらに他の一例である放電
加工用のパルス電源装置を示す回路構成図、第14図は第
13図に示す放電加工用のパルス電源装置の動作を説明す
るための各部の信号のタイミングチャート、第15図はこ
の発明の別の発明の実施例であるパルス電源装置の回路
構成図、第16図は第15図に示すパルス電源装置の動作を
説明するための各部の信号のタイミングチャート、第17
図は第15図のパルス電源装置における出力電圧特性を示
す図、第18図は第15図のパルス電源装置の他の一例であ
るYAGレーザ励起アークランプ点灯用のパルス電源装置
を示す回路構成図、第19図は第18図のパルス電源装置に
おけるアークランプの電圧・電流特性を示す図、第20図
は第18図のYAGレーザ励起アークランプ点灯用のパルス
電源装置において、一例の高圧直流電源を備える回路構
成図、第21図は従来の直流電力変換装置として用いられ
るCUKコンバータをパルス動作させてパルス電流を出力
するパルス電源装置の回路構成図、第22図は第21図のCU
Kコンバータをパルス動作させるための制御回路の回路
構成図、第23図は第22図のCUKコンバータをパルス動作
させる制御回路の動作を説明するための各部の信号のタ
イミングチャート、第24図は従来のCUKコンバータによ
るパルス電源装置と、この発明の実施例によるパルス電
源装置との動作を比較して説明するための各部の信号の
タイミングチャート、第25図は第21図のパルス電源装置
を実際に構成した時の動作を説明するための各部の信号
のタイミングチャートである。 図において、PS1〜PS3…直流電源、L1,L2,L101,L102…
リアクトル、C1〜C4,C101〜C103,C110〜C115…コンデン
サ、D1,D2,D3,D100〜D105,D110〜D115…ダイオード、R1
04,R110…抵抗、TR1,TR101〜TR104…トランジスタ、GA
1,GA101〜GA104…ゲート駆動回路、RL…負荷、V1,V2…
出力電圧、１〜４…電流、５…三角波信号発生器、６…
指令器、７…パルス信号発生器、8,9…スイッチ、10…
インバータ、11…コンパレータ、12,13,13a,13b,14…信
号、15,18,20,23,26,28,36,38,52〜55…出力電流、16,1
7,21,22,25,27,35,37,39…電圧、19…放電電流、24,34
…パルス信号、40,50…増幅器、41,41A,41B…アークラ
ンプ、42…トリガパルス回路、43…高圧直流電源、44…
パルス電源装置、45…YAGロッド、46…全反射鏡、47…
部分透過鏡、48…レーザ光、49…基準電圧源、51…パル
ス指令値、56…スイッチング信号、CT1…電流検出器、
T,T101…トランス、T1,T2…立ち上がり時間、100…パル
ス電源装置、101〜104…電流、119…放電電流、115,11
8,120…出力電流、116,117,121,122…電圧、123…出力
電流、144〜150…電流、65,66…アークランプの電圧・
電流特性曲線、67…最低の放電電圧点、68…接続点、13
0,131…電圧作動点、201…電極、202…被加工物、211,2
12…電圧、210,213〜223…電流 である。 なお、図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭62−131761（ＪＰ，Ａ) 特開 昭59−216214（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−251471（ＪＰ，Ａ) 実開 昭57−27784（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭57−101591（ＪＰ，Ｕ) “Ｔｗｏ−Ｉｎｄｕｃｔｏｒ Ｂｏｏｓ ｔ ａｎｄ Ｂｕｃｋ Ｃｏｎｖｅｒｔｅ ｒｓ”Ｊ．Ｌ．Ｗｈｉｔｅ，Ｗ．Ｊ．Ｍｕ ｄｌｏｏｎ，ｔｈｅ ＩＥＥＥ 18ｔｈ Ａｎｎｕａｌ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒ ｏｎｉｃｓ Ｓｐｅｃｉａｌｉｓｔｓ Ｃ ｏｎｆｅｒｅｎｃｅ 1987，ｐ．ｐ．387 −392
Claims (3)
- 【請求項１】直流電源の出力電圧を任意の大きさの直流
電圧に変換する直流電力変換装置を備えたパルス電源装
置において、上記直流電力変換装置を、上記直流電源
と、繰り返しオン、オフ動作するスイッチング素子と、
このスイッチング素子がオンした時に、上記直流電源の
高電位側から低電位側に向って順に直列に接続された第
１のダイオード、第１のリアクトルを経て電流が流れる
ように形成される回路と、上記スイッチング素子がオフ
した時に、このスイッチング素子と並列に接続されたコ
ンデンサと第２のダイオードの直列体を経て電流が流
れ、上記コンデンサを充電するように形成される回路
と、さらに再度、上記スイッチング素子がオンした時
に、上記第２のダイオードと並列に接続された第２のリ
アクトルと負荷の直列体を経て増大した電流が流れ、上
記負荷に変換した直流電圧を供給するように形成される
回路とによって構成して成り、上記第１のダイオード
は、上記スイッチング素子のスイッチング動作の停止時
に、上記コンデンサの放電電流を阻止する働きをするこ
とを特徴とするパルス電源装置。 - 【請求項２】直流電源の出力電圧を任意の大きさの直流
電圧に変換する直流電力変換装置を備えたパルス電源装
置において、上記直流電力変換装置を、上記直流電源
と、繰り返しオン、オフ動作するスイッチング素子と、
このスイッチング素子がオンした時に、上記直流電源の
高電位側から低電位側に向って順に直列に接続された上
記スイッチング素子、第１のリアクトル及び第１のダイ
オードを経て電流が流れるように形成される回路と、こ
の回路の形成と同時に、上記第１のリアクトルと上記第
１のダイオードの直列体と並列に接続されたコンデン
サ、第２のリアクトル及び負荷を経て電流が流れるよう
に形成される回路と、上記スイッチング素子がオフした
時に、上記第１のリアクトルと上記第１のダイオードの
直列体、この直列体に並列に接続された第２のダイオー
ド及び上記コンデンサを経て電流が流れ、上記コンデン
サを充電するように形成される回路と、さらに再度、上
記スイッチング素子がオンした時に、このスイッチング
素子、上記コンデンサ、上記第２のリアクトル及び上記
負荷を経て増大した電流が流れ、上記負荷に変換した直
流電圧を供給するように形成される回路とによって構成
して成り、上記スイッチング素子は、上記直流電力変換
装置の出力電流を断続制御することによって、上記直流
電源の電圧をこれと同一極性に昇圧・降圧する電力変換
を行う働きをなし、また、上記第１のダイオードは、上
記スイッチング素子のスイッチング動作の停止時に、上
記コンデンサの放電電流を阻止する働きをすることを特
徴とするパルス電源装置。 - 【請求項３】直流電源の出力電圧を任意の大きさの直流
電圧に変換する直流電力変換装置を備えたパルス電源装
置において、上記直流電力変換装置を、上記直流電源
と、繰り返しオン、オフ動作するスイッチング素子と、
このスイッチング素子がオンした時に、上記直流電源の
高電位側から低電位側に向って順に直列に接続された上
記スイッチング素子、第１のリアクトル及び第１のダイ
オードを経て電流が流れるように形成される回路と、こ
の回路の形成と同時に、上記第１のリアクトルと上記第
１のダイオードの直列体と並列に接続されたコンデン
サ、第２のリアクトル及び負荷を経て電流が流れるよう
に形成される回路と、上記スイッチング素子がオフした
時に、上記スイッチング素子と並列接続されたコンデン
サと第２のダイオードの直列体と上記第１のリアクトル
と上記第１のダイオードの直列体を経て電流が流れ、上
記コンデンサを充電するように形成される回路と、さら
に再度、上記スイッチング素子がオンした時に、このス
イッチング素子、上記コンデンサ、上記第２のリアクト
ル及び上記負荷を経て増大した電流が流れ、上記負荷に
変換した直流電圧を供給するように形成される回路とに
よって構成して成り、上記スイッチング素子は、上記直
流電力変換装置の出力電流を断続制御することによっ
て、上記直流電源の電圧をこれと同一極性に昇圧する電
力変換を行う働きをなし、また、上記第１のダイオード
は、上記スイッチング素子のスイッチング動作の停止時
に、上記コンデンサの放電電流を阻止する働きをするこ
とを特徴とするパルス電源装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2020606A JPH0832160B2 (ja) | 1990-01-31 | 1990-01-31 | パルス電源装置 |
| US07/608,861 US5164892A (en) | 1990-01-31 | 1990-11-05 | Pulse electric power unit |
| CH3911/90A CH684139A5 (fr) | 1990-01-31 | 1990-12-10 | Bloc d'alimentation électrique à impulsions. |
| DE4040374A DE4040374A1 (de) | 1990-01-31 | 1990-12-17 | Elektrische impulsstromversorgung |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2020606A JPH0832160B2 (ja) | 1990-01-31 | 1990-01-31 | パルス電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03226266A JPH03226266A (ja) | 1991-10-07 |
| JPH0832160B2 true JPH0832160B2 (ja) | 1996-03-27 |
Family
ID=12031926
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2020606A Expired - Lifetime JPH0832160B2 (ja) | 1990-01-31 | 1990-01-31 | パルス電源装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5164892A (ja) |
| JP (1) | JPH0832160B2 (ja) |
| CH (1) | CH684139A5 (ja) |
| DE (1) | DE4040374A1 (ja) |
Families Citing this family (27)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2654876B1 (fr) * | 1989-11-23 | 1993-11-12 | Commissariat A Energie Atomique | Dispositif de charge de moyens d'accumulation d'energie electrique, muni de moyens permettant de maitriser cette charge. |
| DE4212189A1 (de) * | 1992-04-10 | 1993-10-14 | Lambda Physik Forschung | Schaltungsanordnung zum gepulsten Laden zumindest eines Kondensators |
| JP3151932B2 (ja) * | 1992-04-27 | 2001-04-03 | ヤマハ株式会社 | 電源回路 |
| US5399913A (en) * | 1992-09-02 | 1995-03-21 | Exide Elecronics Corp. | Gate-drive circuit |
| US5418709A (en) * | 1993-03-24 | 1995-05-23 | The United States Of America As Represented By The Administrator Of The National Aeronautics And Space Administration | Forback DC-to-DC converter |
| US5510698A (en) * | 1993-08-05 | 1996-04-23 | Massachusetts Institute Of Technology | Markov chain controlled random modulation of switching signals in power converters |
| US5455837A (en) * | 1994-09-22 | 1995-10-03 | Coherent, Inc. | Flashlamp energy control circuit |
| FR2730366A1 (fr) * | 1995-02-02 | 1996-08-09 | Commissariat Energie Atomique | Circuit et procede de generation d'impulsions a haute tension dans un circuit de dissipation |
| DE19829837A1 (de) * | 1998-07-03 | 2000-01-05 | Siemens Ag | Steuervorrichtung zum Schalten eines elektrischen Verbrauchers |
| US6763049B1 (en) | 2000-06-15 | 2004-07-13 | Lambda Emi | Very high repetition rate power supply system and method |
| CN100413198C (zh) * | 2003-12-23 | 2008-08-20 | 中国科学院安徽光学精密机械研究所 | 无主变压器式激光脉冲电源及工作方法 |
| GB2414872B (en) * | 2004-06-03 | 2006-07-05 | Cyden Ltd | Flashlamp drive circuit |
| JP5221099B2 (ja) * | 2007-10-17 | 2013-06-26 | 大日本スクリーン製造株式会社 | 熱処理装置および熱処理方法 |
| JP5346484B2 (ja) * | 2008-04-16 | 2013-11-20 | 大日本スクリーン製造株式会社 | 熱処理方法および熱処理装置 |
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