JPH08321820A - 直交周波数分割多重信号の伝送方法ならびにその送信装置および受信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 ＯＦＤＭ信号を伝送する際に、マルチパス等
によって各シンボルの周波数軸上のデータ成分に生じる
波形歪みを効果的に除去することである。 【解決手段】 送信装置において、複素乗算器１３は、
搬送波変調信号群と、予め定められた特定パターンを有
しかつその位相がランダムに変化している複素数信号群
とを複素乗算する。逆フーリエ変換器１５は、複素乗算
器１３の出力に対して逆フーリエ変換を施し、周波数軸
上で多重されたディジタル信号を、時間軸上のＯＦＤＭ
信号に変換する。ガードタイム挿入部１６は、ＯＦＤＭ
信号の各シンボルの前部に前部ガードタイムを、後部に
後部ガードタイムを付加する。前部ガードタイムには対
応するシンボルの後端部と同じデータが含められ、後部
ガードタイムには対応するシンボルの前端部と同じデー
タが含められる。前部ガードタイムおよび後部ガードタ
イムが付加されたＯＦＤＭ信号は、アナログ信号に変換
された後、受信側に伝送される。受信側で送信側と逆の
処理を行うことにより、時間遅延による歪みが除去され
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、直交周波数分割多
重（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖ
ｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ；以下、ＯＦＤ
Ｍと称す）伝送方法に関し、より特定的には、有線また
は無線の伝送路を介し、送信側と受信側との間で、所定
長のシンボルと当該シンボル間に配置された所定長のガ
ードタイムとを含む直交周波数分割多重信号を用いてデ
ータを伝送する方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】周知のごとく、ＯＦＤＭ伝送方式は、符
号化したデータを分割して、数百以上の搬送波に振り分
け、これを多重して伝送する方式である。近年、移動体
向けディジタル音声放送や、地上ディジタルテレビ放送
等において、ＯＦＤＭ信号を用いた通信が着目されてい
る。なぜならば、ＯＦＤＭ信号は、多量のデータの高速
伝送が可能で、波形等価器なしでも反射波による特性劣
化が少なく、その信号波形がランダム雑音に近い形とな
るので、他のサービスに混信妨害を与えにくい等の特質
を有しているからである。

【０００３】このようなＯＦＤＭ信号を用いた伝送方式
は、１９９３年１０月１日付け発行のＮＩＫＫＥＩ Ｅ
ＬＥＣＴＲＯＮＩＣＳ ＢＯＯＫＳ「データ圧縮とディ
ジタル変調」の第２０７〜２２２頁において、郵政省，
通信総合研究所の福地一により書かれた「数百以上の搬
送波を使うＯＦＤＭディジタル放送の移動受信に向く」
に開示されている。

【０００４】図１３は上記先行文献に開示された従来の
ＯＦＤＭ信号の送信装置の構成を示すブロック回路図で
あり、図１４は図１３の送信装置から送信されるＯＦＤ
Ｍ信号の構成を示す図である。図１３において、送信装
置５は、直並列変換器５２と、逆フーリエ変換器５３
と、並直列変換器５４と、Ｄ／Ａ変換器５５と、ローパ
スフィルタ５６とを備える。なお、図１４において、
（ａ）はＯＦＤＭ信号の直接波を示し、（ｂ）はＯＦＤ
Ｍ信号の反射波を示し、（ｃ）はＯＦＤＭ信号の合成波
を示し、（ｄ）は時間窓Ｗを示している。

【０００５】送信装置５の直並列変換器５２には、入力
シンボル列が供給されている。入力シンボル列は、ディ
ジタル変調された送信データであり、１伝送シンボル中
には複数のデータ値が含まれている。なお、ディジタル
変調方式としては、ＱＰＳＫ（ｑｕａｄｒｉｐｈａｓｅ
ｐｈａｓｅ ｓｈｉｆｔ ｋｅｙｉｎｇ）変調や、１
６ＱＡＭ（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ ａｍｐｌｉｔｕｄｅ
ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）等が採用される。直並列変換
器５２は、入力シンボル列を、１シンボル毎に、直並列
変換して、より低速な複数のシンボル列にする。ここで
の並列度は、逆フーリエ変換回路５３で使用する複数の
搬送波（相互に位相が直交している）の数（数十〜数
千、たとえば５１２）と同じになる。このような操作に
より、直並列変換器５２は、逆フーリエ変換回路５３で
使用する複数の搬送波のそれぞれの振幅および位相を決
定するための搬送波変調信号群を出力する。

【０００６】逆フーリエ変換回路５３は、搬送波変調信
号群を、１シンボル毎に、周波数軸上に並ぶ各搬送波に
割り当て（これによって、１シンボル分のデータが周波
数軸上で多重された信号となる）、これらに対して一括
的に逆フーリエ変換を施すことにより、時間軸上の多重
信号（この段階では、並列のディジタル信号である）に
変換する。

【０００７】並直列変換器５４は、時間軸上の多重信号
を並直列変換することにより、離散的なＯＦＤＭ信号を
生成する。Ｄ／Ａ変換回路５５は、離散的なＯＦＤＭ信
号を、アナログのＯＦＤＭベースバンド信号に変換す
る。ローパスフィルタ５６は、エイリアシングによるチ
ャネル間干渉が生じないようにするため、ＯＦＤＭベー
スバンド信号に帯域制限をかける。

【０００８】上記のような一連の操作の結果、送信装置
５は、伝送路に対し、図１４に示すようなガードタイム
Ｇm とシンボルＳm とを含むＯＦＤＭ信号を出力する。
図示しない復調装置は、伝送路を介して受信したＯＦＤ
Ｍ信号に対して変調装置５と逆の信号処理を行い、入力
シンボル列と同じ出力シンボル列を再生する。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】ところで、伝送路上で
は、いわゆるマルチパスが発生する。このため、受信装
置側では、送信装置から送信されてきたＯＦＤＭ信号の
直接波と、直接波から時間遅延した反射波とを重なって
受信する。シンボルＳm を例にとると、直接波（図１４
（ａ）参照）にマルチパスによる反射波（図１４（ｂ）
参照）が重なった場合、合成波（図１４（ｃ）参照）の
シンボルＳm の前端部に反射波のガードタイムＧm との
干渉部αm が生じ、ガードタイムＧm の前端部に反射波
のシンボルＳm-1 との干渉部βm が生じる。このとき、
干渉部βm は、時間窓Ｗからはずれているため、シンボ
ルＳm のフーリエ変換には影響を及ぼさない。しかしな
がら、干渉部αm は、時間窓Ｗ内に生じ、かつガードタ
イムＧm のデータ成分が「０」であるため、フーリエ変
換後の各シンボルＳm の周波数軸上のデータ成分に波形
歪みを生じるという第１の問題点があった。

【００１０】また、伝送路の遅延特性や、送信側のＤ／
Ａ変換器および受信側のＡ／Ｄ変換器のクロックが一致
していないことに起因してサンプリングのタイミングに
ずれが生じる等の理由から、送信装置から受信装置に到
達するまでの間に、ＯＦＤＭ信号に時間遅延が発生す
る。このため、受信装置では、時間窓Ｗを時間軸上で調
整する必要があるという第２の問題点もあった。

【００１１】また、直並列変換器５２から出力される搬
送波変調信号群は、その位相が相互に異なっているだけ
でなく、その位相がすべて同一の場合もありうる。例え
ば、ディジタル音声放送では無音状態を１シンボル期間
を超えて送信する場合に、地上ディジタルテレビ放送で
は一色の映像を１シンボル期間を超えて送信する場合
に、搬送波変調信号群の位相がすべて同一になる。ま
た、有音状態を送信する場合や、多色の映像を送信する
場合においても、ＱＰＳＫ変調や、１６ＱＡＭ等のよう
なディジタル変調方式では、位相の異なる信号点の配点
数が限られるため、搬送波変調信号群の位相がすべて同
一になりやすい。

【００１２】このように、搬送波変調信号群の位相がす
べて同一になった場合、この搬送波変調信号群を逆フー
リエ変換すると、時間軸上で各搬送波の節が一致し、加
算増加箇所が時間軸上で一箇所に集中するため、時間軸
上のＯＦＤＭ信号の信号波形がインパルス状になり、電
力集中が生じる。この様子を図１５に示す。

【００１３】図１５（ａ）は、相互に直交するｎ本の搬
送波をそれぞれ変調するｎ個の搬送波変調信号群の複素
平面上での位相がすべて同一の場合を示している。図１
５（ｂ）は、図１５（ａ）のｎ個の搬送波変調信号群で
変調されたｎ本の搬送波を時間軸上で多重した状態を示
している。このように搬送波変調信号群の位相がすべて
同一の場合には、ＯＦＤＭ信号は、インパルス状の波形
信号になる。なお、図１５（ｃ）は、相互に直交するｎ
本の搬送波をそれぞれ変調するｎ個の搬送波変調信号群
の複素平面上での位相がランダムな場合を示している。
また、図１５（ｄ）は、図１５（ｃ）のｎ個の搬送波変
調信号群で変調されたｎ本の搬送波を時間軸上で多重し
た状態を示している。このように、搬送波変調信号群の
位相がすべて異なる場合には、ＯＦＤＭ信号は、時間軸
上に平均的に拡散され、ランダム状の波形信号になる。

【００１４】上記のように、搬送波変調信号群の位相が
すべて同一になった場合、ＯＦＤＭ信号がインパルス状
になり、最大電力が極端に大きくなるため、ＯＦＤＭ信
号は、送受信装置や伝送路に含まれる中継増幅器（衛星
やＣＡＴＶなど）等の非線形性の影響を受けやすくなる
という第３の問題点もあった。この場合、ＯＦＤＭ信号
がインパルス状になっても、非線形性の影響を与えない
ように、送受信装置や中継増幅器等のダイナミックレン
ジを大きくすることも考えられるが、送受信装置や中継
増幅器等が高価になるという別の問題が発生する。

【００１５】それ故に、本発明の目的は、マルチパスに
より反射波が直接波に重なった場合でも、フーリエ変換
後の各シンボルの周波数軸上のデータ成分に波形歪みを
生じないＯＦＤＭ信号の伝送方法ならびにその送信装置
および受信装置を提供することである。本発明の他の目
的は、送信側から受信側に到達するまでの間に、ＯＦＤ
Ｍ信号に時間遅延が発生しても、時間窓の時間軸上での
調整が容易なＯＦＤＭ信号の伝送方法ならびにその送信
装置および受信装置を提供することである。本発明のさ
らに他の目的は、安価な構成で、ＯＦＤＭ信号に対する
非線形性の影響を軽減したＯＦＤＭ信号の伝送方法なら
びにその送信装置および受信装置を提供することであ
る。

【００１６】

【課題を解決するための手段および発明の効果】本発明
の第１の局面は、有線または無線の伝送路を介し、送信
側から受信側に対して、所定長のシンボル毎に直交周波
数分割多重信号を伝送する方法に向けられており、周波
数軸上で互いに直交する複数のキャリアの位相と振幅と
を決定する搬送波変調信号群をシンボル毎に逆フーリエ
変換することにより、時間軸上の直交周波数分割多重信
号に変換する第１のステップと、直交周波数分割多重信
号の各シンボルに対し、その前部にその後端部と同じデ
ータを含む前部ガードタイムを付加するとともに、その
後部にその前端部と同じデータを含む後部ガードタイム
を付加して、受信側に送信する第２のステップとを備え
ている。

【００１７】上記のように、第１の局面では、ＯＦＤＭ
信号の各シンボルを送信する際に、各シンボルの前部お
よび後部に、そのシンボルの一部と同じデータを含む前
部ガードタイムおよび後部ガードタイムを付加するよう
にしているので、受信側では、フーリエ変換時における
時間窓が受信信号のシンボル区間から多少ずれても、時
間軸上に並ぶ１シンボル区間内のすべてのデータ成分を
再生することができる。従って、送信側から受信側に到
達するまでの間に、ＯＦＤＭ信号に時間遅延が発生して
も、時間窓をシンボル区間に正確に一致させる必要がな
くなり、時間窓の時間軸上での調整が容易になる。ま
た、マルチパスにより直接波のシンボル区間と反射波の
ガードタイムとが重なっても、受信側でフーリエ変換後
の周波数軸上に現れる各データ成分の振幅位相歪みは、
各シンボル間ですべて一様なものとなる。したがって、
簡単な演算処理（乗算、加算等）によって、受信側での
１シンボル区間の周波数軸上のデータ成分から、容易に
それらの波形歪みを除去することが可能となる。

【００１８】上記第１の局面において、好ましい実施形
態では、搬送波変調信号群と基準複素数信号群とを周波
数軸上で複素乗算し、この複素乗算結果をＯＦＤＭ信号
に変換して、受信側に伝送するようにしている。また、
受信側では、送信側から送信されてきたＯＦＤＭ信号を
受信搬送波変調信号群に変換し、この受信搬送波変調信
号群を、基準複素数信号群により、周波数軸上で複素除
算するようにしている。これによって、送信側と受信側
との間でＯＦＤＭ信号に時間遅延が発生しても、受信側
で時間遅延の影響のない復調データを得ることができ
る。

【００１９】なお、搬送波変調信号群に複素乗算される
基準複素数信号群としては、搬送波変調信号群の各シン
ボルについて、その一定シンボル前に複素乗算した結果
を用いても良い。

【００２０】また、予め定められた特定パターンを有
し、かつ各信号の位相がランダムに変化している複素数
信号群を、基準複素数信号群として用いても良い。ただ
し、この場合、常時は第３のステップで得られた複素乗
算結果がＯＦＤＭ信号に変換され、定期的に基準複素数
信号群がＯＦＤＭ信号に変換される。これによって、搬
送波変調信号群の各信号の絶対基準位相がランダムな値
になり、逆フーリエ変換によって得られたＯＦＤＭ信号
に電力の時間集中がおこるのを抑制できる。従って、送
信装置、受信装置および伝送路のダイナミックレンジを
大きくする必要がなく、安価な構成で、送受信器や中継
増幅器等の非線形性がＯＦＤＭ信号に与える影響を軽減
することができる。

【００２１】本発明の第２の局面は、有線または無線の
伝送路を介し、受信側に、所定長のシンボル毎に直交周
波数分割多重信号を送信する装置に向けられており、基
準複素数信号群を記憶するメモリ手段と、周波数軸上で
互いに直交する複数のキャリアの位相と振幅とを決定す
る搬送波変調信号群と、メモリ手段に記憶された基準複
素数信号群とを周波数軸上で複素乗算し、送信搬送波変
調信号群を出力する複素乗算手段と、複素乗算手段から
出力される送信搬送波変調信号群に対して、各シンボル
毎に逆フーリエ演算を施すことにより、当該送信搬送波
変調信号群を、時間軸上の直交周波数分割多重信号に変
換する逆フーリエ変換手段と、逆フーリエ変換手段から
出力される直交周波数分割多重信号の各シンボルに対
し、その前部にその後端部と同じデータを含む前部ガー
ドタイムを付加するとともに、その後部にその前端部と
同じデータを含む後部ガードタイムを付加するガードタ
イム付加手段と、前部ガードタイムおよび後部ガードタ
イムの付加された直交周波数分割多重信号を、各シンボ
ル毎に受信側に送信する送信手段とを備えている。

【００２２】上記第２の局面において、好ましい実施形
態では、メモリ手段は、複素乗算手段の一定シンボル前
の複素乗算結果を、基準複素数信号群として記憶してい
る。

【００２３】上記第２の局面において、他の好ましい実
施形態では、メモリ手段は、予め定められた複素数信号
群を、基準複素数信号群として記憶する。また、複素乗
算手段は、搬送波変調信号群と、メモリ手段に記憶され
た基準複素数信号群とを周波数軸上で複素乗算して出力
する。さらに、逆フーリエ変換手段は、常時はシンボル
毎に複素乗算手段から出力された複素乗算結果を直交周
波数分割多重信号に変換し、定期的にメモリ手段から出
力された基準複素数信号群を直交周波数分割多重信号に
変換する。

【００２４】上記第２の局面において、メモリ手段は、
基準複素数信号群として、疑似雑音信号を発生する疑似
雑音信号発生手段の出力を保持しても良いし、周波数掃
引信号を発生する周波数掃引信号発生手段の出力を保持
しても良い。

【００２５】本発明の第３の局面は、有線または無線の
伝送路を介し、送信側から所定長のシンボル毎に送信さ
れてくる直交周波数分割多重信号を受信する装置に向け
られており、時間軸上の直交周波数分割多重信号に対し
て、シンボル毎にフーリエ変換演算を施すことにより、
当該直交周波数分割多重信号を、周波数軸上の受信搬送
波変調信号群に変換するフーリエ変換手段と、フーリエ
変換手段から一定シンボル毎に出力された受信搬送波変
調信号群を、受信基準複素数信号群として記憶するメモ
リ手段と、フーリエ変換手段から出力された受信搬送波
変調信号群を、メモリ手段に記憶された受信基準複素数
信号群により、周波数軸上で複素除算する複素除算手段
とを備えている。

【００２６】本発明の第４の局面は、有線または無線の
伝送路を介し、送信側から受信側に対して、所定長のシ
ンボル毎に直交周波数分割多重信号を伝送する方法に向
けられており、周波数軸上で互いに直交する複数のキャ
リアの位相と振幅とを決定するための搬送波変調信号群
をシンボル毎に生成する第１のステップと、予め定めら
れた特定パターンを有し、かつ各信号の位相がランダム
に変化している複素数信号群を発生する第２のステップ
と、搬送波変調信号群と複素数信号群とをシンボル毎に
周波数軸上で複素乗算することにより、当該搬送波変調
信号群の各信号の位相をランダム化する第３のステップ
と、常時は第３のステップで各信号の位相がランダム化
された搬送波変調信号群をシンボル毎に逆フーリエ変換
して時間軸上の直交周波数分割多重信号に変換し、定期
的に複素数信号群を逆フーリエ変換して直交周波数分割
多重信号に変換し、それぞれを受信側に送信する第４の
ステップとを備えている。

【００２７】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態に係るＯ
ＦＤＭ信号の伝送方法ならびその送信装置および受信装
置について、図面を参照しながら説明する。

【００２８】図１は本発明の第１の実施形態の送信装置
を示すブロック図であり、図２は本発明の第１の実施形
態の受信装置の構成を示すブロック図であり、図３は本
発明で用いるＯＦＤＭ信号の構成の一例を示す図であ
る。なお、図３において、（ａ）はＯＦＤＭ信号の直接
波を示し、（ｂ）はＯＦＤＭ信号の反射波を示し、
（ｃ）は時間遅延が生じた場合のＯＦＤＭ信号の直接波
を示し、（ｄ）は時間遅延が生じた場合のＯＦＤＭ信号
の反射波を示し、（ｅ）は時間窓Ｗを示している。

【００２９】図１の送信装置１と、図２の受信装置２と
は、同軸ケーブルや、光ファイバケーブル等の伝送路
（図示せず）で接続されている。このような送信装置１
および受信装置２は、たとえばディジタルＣＡＴＶシス
テムにおいて用いられる。送信装置１は、ＯＦＤＭ信号
を用い、受信装置２に対して、たとえばテレビの多チャ
ンネル分の映像データを伝送するように構成されてい
る。

【００３０】図１において、送信装置１は、搬送波変調
信号発生器１２と、複素乗算器１３と、メモリ１４と、
逆フーリエ変換器１５と、ガードタイム挿入部１６と、
同期信号多重部１７と、Ｄ／Ａ変換器１８と、ローパス
フィルタ１９とを備えている。

【００３１】送信装置１の搬送波変調信号発生器１２に
は、受信装置２に送信すべき送信ディジタルデータ（ビ
ットストリーム信号）が入力されている。搬送波変調信
号発生器１２は、入力された送信ディジタルデータを、
ディジタル変調すると共に、１シンボル区間毎に直並列
変換し、相互に直交するｎ本（ｎ＝数十〜数千、たとえ
ば５１２）の搬送波を変調するためのｎ個の搬送波変調
信号を含む搬送波変調信号群に変換する。なお、ディジ
タル変調方式としては、ＱＰＳＫ変調や、１６ＱＡＭ等
が採用される。この段階での搬送波変調信号群は、従来
の直並列変換器５２（図１３参照）から出力される搬送
波変調信号群と同様である。搬送波変調信号発生器１２
から出力される搬送波変調信号群は、複素乗算器１３に
与えられる。メモリ１４は、複素乗算器１３から出力さ
れる搬送波変調信号群Ｄ’m を１シンボル分記憶するこ
とができる。また、メモリ１４は、複素乗算器１３に搬
送波変調信号群Ｄm が入力されたときに、内部に記憶し
ている１シンボル前の搬送波変調信号群Ｄ’m-1 を、所
定の基準複素数信号群として、複素乗算器１３に出力す
る。複素乗算器１３は、入力された送信信号群Ｄm と、
１シンボル前の基準複素数信号群Ｄ’m-1 とを、周波数
軸上で、複素乗算することにより、搬送波変調信号群 Ｄ’m （Ｄ’m ＝Ｄm ×Ｄ’m-1 ） を作成する。

【００３２】より具体的に説明すると、複素乗算器１３
に入力された搬送波変調信号群（ｎ個の搬送波変調信号
を含む）のうち、ｋ（ｋ＝１，２，…，ｎ）番目の搬送
波変調信号の実数部をＤm ［ｋ］ｒｅａｌとし、その虚
数部をＤm ［ｋ］ｉｍａｇとし、メモリ１４に記憶した
ｋ番目の搬送波変調信号の実数部をＤ’m-1 ［ｋ］ｒｅ
ａｌとし、その虚数部をＤ’m-1 ［ｋ］ｉｍａｇとした
場合、複素乗算器１３は、各搬送波変調信号の実数部お
よび虚数部それぞれについて、乗算処理を行い、 Ｄ’m ［ｋ］ｒｅａｌ＝Ｄm ［ｋ］ｒｅａｌ×Ｄ’m-1
［ｋ］ｒｅａｌ Ｄ’m ［ｋ］ｉｍａｇ＝Ｄm ［ｋ］ｉｍａｇ×Ｄ’m-1
［ｋ］ｉｍａｇ を出力する。メモリ１４は、複素乗算器１３から出力さ
れた実数および虚数の搬送波変調信号Ｄ’m （Ｄ’m
［ｋ］ｒｅａｌおよびＤ’m ［ｋ］ｉｍａｇを含む）を
記憶保持する。図４に示すように、メモリ１４および複
素乗算器１３は、上記のような動作を繰り返し実行す
る。

【００３３】逆フーリエ変換器１５は、複素乗算器１３
から出力される搬送波変調信号群Ｄ’m 中のそれぞれの
搬送波変調信号を、シンボル区間毎に、順次周波数軸上
に並ぶ各搬送波に割り当て、これらに対して一括的に逆
フーリエ変換を施し、さらに並直列変換を行うことによ
り、周波数軸上で各データ成分が多重された搬送波変調
信号群を、時間軸上で各データ成分が多重されたＯＦＤ
Ｍ信号Ｄ’mtに変換する。

【００３４】ガードタイム挿入部１６は、逆フーリエ変
換器１５から出力されるディジタルのＯＦＤＭ信号Ｄ’
mtを、各シンボル区間毎に、一旦、内部のバッファに蓄
える。次に、ガードタイム挿入回路１６は、各シンボル
Ｓm に対して、その前部に前部ガードタイムＧhmを、そ
の後部に後部ガードタイムＧemを、それぞれ付加する
（図３参照）。なお、前部ガードタイムＧhmの時間長ｔ
ｇ１および後部ガードタイムＧemの時間長ｔｇ２は、そ
れぞれ伝送路で発生するマルチパスによる直接波と間接
波との時間差および送信装置１のＤ／Ａ変換器１８と受
信装置２のＡ／Ｄ変換器２２との間のサンプリングのず
れによる時間遅延を考慮して定められる。また、前部ガ
ードタイムＧhmには、対応するシンボルＳm の後端部Ｓ
emと同じデータＤ’emt が含められ、後部ガードタイム
Ｇemには、対応するシンボルＳm の前端部Ｓhmと同じデ
ータＤ’hmt が含められる。これにより、実質的なシン
ボル長が、ｔｇ１＋ｔｓ＋ｔｇ２に延長されることにな
る。ガードタイム挿入部１６は、前部ガードタイムＧh
m、シンボルＳm 、後部ガードタイムＧemを使用して、
データＤ’emt 、Ｄ’m 、Ｄ’hmt を順次出力する。

【００３５】同期信号多重部１７は、シンボルの区切り
を示すため、シンボル毎に、同期信号を、ガードタイム
の付加されたＯＦＤＭ信号に時間軸上で多重し、Ｄ／Ａ
変換器１８に出力する。同期信号は、たとえば、図５
（ａ）に示すようにＯＦＤＭ信号に対し、周期的に既知
の無変調搬送波と抑圧信号等とから構成する。

【００３６】Ｄ／Ａ変換器１８は、同期信号多重部１７
から出力される、ガードタイムおよび同期信号が付加さ
れたディジタルデータのＯＦＤＭ信号を、アナログのＯ
ＦＤＭベースバンド信号に変換する。ローパスフィルタ
１９は、エイリアシングによるチャネル間干渉が生じな
いようにするため、ＯＦＤＭベースバンド信号に帯域制
限をかける。

【００３７】上記のような一連の操作の結果、送信装置
１は、伝送路に対して、ガードタイムおよび同期信号を
含むＯＦＤＭ信号を出力する。

【００３８】図２において、受信装置２は、ローパスフ
ィルタ２１と、Ａ／Ｄ変換器２２と、エンベロープ検波
器２３と、同期再生部２４と、フーリエ変換器２５と、
メモリ２６と、複素除算器２７と、送信データ再生器２
８とを備えている。

【００３９】ローパスフィルタ２１は、伝送路を介して
受信したＯＦＤＭ信号から、不要な高周波域のスペクト
ル成分を除去する。

【００４０】ここで、マルチパスや伝送路の遅延特性等
による時間遅延Δｔを考慮し、受信装置２において受信
したＯＦＤＭ信号をＺＤ’mtとする。なお、Ｚは、 Ｚ＝ｅｘｐｊ２πｆｃΔｔ であり、信号の遅延分を表している。

【００４１】Ａ／Ｄ変換器２２は、アナログのＯＦＤＭ
信号の前部ガードタイムＧhm、シンボルＳm 、後部ガー
ドタイムＧemにそれぞれ含まれるデータＺＤ’emt 、Ｚ
Ｄ’mt、ＺＤ’hmt を、ディジタルのＯＦＤＭ信号に変
換する。

【００４２】エンベロープ検波器２３は、ＯＦＤＭ信号
をエンベロープ検波することにより、図５（ｂ）に示す
エンベロープ検波信号を、シンボル毎に出力する。同期
再生部２４は、エンベロープ検波器２３から出力された
エンベロープ検波信号に基づいて、図５（ｃ）に示す基
準タイミング信号を、シンボル毎に出力する。この基準
タイミング信号は、フーリエ変換器２５およびメモリ２
６に入力される。

【００４３】フーリエ変換器２５は、基準タイミング信
号に同期して、Ａ／Ｄ変換器２２から出力されるＯＦＤ
Ｍ信号を、シンボル長ｔｓと同じ長さの時間窓Ｗ（図３
（ｅ）参照）を介して覗くことにより、各シンボルの必
要なデータ部分だけを抽出する。また、フーリエ変換器
２５は、この抽出されたデータ部分に対して、フーリエ
変換演算を施すことにより、時間軸上のＯＦＤＭ信号
を、周波数軸上の受信搬送波変調信号群に変換する。

【００４４】メモリ２６は、フーリエ変換器２５から出
力される受信搬送波変調信号群を、１シンボル分記憶す
る。ここで、送信装置１からデータＤ’m が送られてき
た場合、メモリ２６には、それに対応するデータとし
て、データＺＤ’m が格納されることになる。データＺ
Ｄ’m は、データＤ’m にマルチパスや伝送路等によっ
て生じた時間遅延分Ｚを加えたものである。すなわち、 ＺＤ’m ＝Ｄ’m ×ｅｘｐｊ２πｆｃΔｔ となる。メモリ２６は、基準タイミング信号に同期し
て、データＺＤ’m を複素除算器２７に出力する。複素
除算器２７は、同期を確立した上で、フーリエ変換器２
５から出力されるシンボルＳm+1 のデータＺＤ’m+1
を、メモリ２６に保持されているデータＺＤ’m によっ
て複素除算する。すなわち、複素除算器２７は、 ＺＤ’m+1 ／ＺＤ’m ＝Ｄ’m+1 ／Ｄ’m ＝Ｄm+1 の演算を行う。図６に示すように、フーリエ変換器２
５、メモリ２６および複素除算器２７は、上記のような
動作を繰り返し実行する。

【００４５】前述したように、マルチパスに起因して、
図３（ａ）に示す直接波と図３（ｂ）に示す反射波との
間に、相対的な時間遅延が生じる。また、送信装置１の
Ｄ／Ａ変換器１８と受信装置２のＡ／Ｄ変換器２２とに
おけるサンプリングタイミングが異なることに起因し
て、直接波および反射波にそれぞれ固有の時間遅延が発
生する（図３（ｃ）および図３（ｄ）参照）。フーリエ
変換器２５において、基準タイミング信号は、これらの
時間遅延を考慮していないため、図３（ｅ）に示すよう
に、時間軸上における受信側の時間窓Ｗの位置は、受信
信号のシンボル区間からずれている。

【００４６】しかしながら、受信側のフーリエ変換器２
５で、時間窓Ｗが正確なシンボル区間からずれていて
も、前部ガードタイムＧhmおよび後部ガードタイムＧem
には、それぞれデータＺＤ’emt およびＺＤ’hmt が含
まれているため、時間窓Ｗを介して覗いたデータには、
１シンボル区間に本来含まれるべき時間軸上のすべての
データＺＤ’mtが含まれていることになる。このため、
この時間遅延および反射波の重なりは、周波数軸上にお
いて各データ成分毎に一様な振幅位相歪みとなって現れ
る。また、時間遅延および反射波の特性が一様であれ
ば、各シンボル区間毎に振幅位相歪みの大きさは等しく
なる。本実施形態では、複素除算器２７は、フーリエ変
換器２５から出力されたシンボルＳm+1 のデータＺＤ’
m+1 を、メモリ２６に保持されているデータＺＤ’m で
複素除算することにより、データの遅延分Ｚをキャンセ
ルし、遅延の無い元の搬送波変調信号群Ｄm+1 を得てい
る。すなわち、複素除算器２７が、 ＺＤ’m+1 ／ＺＤ’m ＝Ｄ’m+1 ／Ｄ’m ＝Ｄm+1 の演算を行うことにより、振幅位相歪みは打ち消される
こととなり、各シンボルについて、位相・振幅歪みのな
いデータＤm が得られる。

【００４７】以上のように、上記実施形態では、各シン
ボルの前後にそのシンボルの後端部および前端部と同じ
データを含むガードタイムを付加して送信するようにし
ているので、受信側では、時間窓Ｗ内に直接波および反
射波の両方について、時間軸上に並ぶ１シンボル区間内
のすべてのデータ成分を再生することができる。このた
め、マルチパスにより反射波が直接波に重なり、直接波
のシンボル区間と反射波のガードタイムとが重なって
も、フーリエ変換後に周波数軸上に現れる各データ成分
の振幅位相歪みは、すべて一様なものとなる。したがっ
て、送信側および受信側で適当な演算処理（乗算、除
算）を実行することで、１シンボル区間の周波数軸上の
受信搬送波変調信号群から、容易に波形歪みを除去する
ことができる。

【００４８】また、上記実施形態では、送信側と受信側
との間で、ＯＦＤＭ信号に時間遅延が発生しても、周波
数軸上で受信搬送波変調信号群を所定の基準複素数信号
群で複素乗算、複素除算することにより、時間遅延のな
い復調データを得ることができる。その結果、時間窓を
シンボル区間に正確に一致させる必要がなくなる。

【００４９】送信データ再生器２８は、複素除算器２７
から出力された受信搬送波変調信号群Ｄm の信号点を複
素平面上にマッピングし、信号点を判定することによ
り、送信装置１の送信ディジタル信号群と同値の受信デ
ィジタル信号群を得る。前述したように、受信搬送波変
調信号群Ｄm からは、位相歪みや振幅歪みが除去されて
いる。したがって、送信データ再生器２８は、複素平面
上へのマッピング位置から、正確かつ容易に元のデータ
を判定することができる。

【００５０】なお、本願発明者は、計算機を使用して、
マルチパスによる遅延波の影響と、時間軸遅延の影響と
について、従来のシステムと本実施形態のシステムとを
比較するシミュレーションを行った。なお、このシミュ
レーションは、キャリア数が５１２本、２５６番目のキ
ャリアのデータだけが振幅「１」，位相「０」、他のキ
ャリアのデータはすべて「０」を条件として実施され
た。

【００５１】図７は、マルチパスによる遅延波の影響に
ついて、従来のシステムと本実施形態のシステムとを比
較したシミュレーション結果を示す図である。なお、図
７において、（ａ），（ｂ），（ｃ），（ｄ）は、それ
ぞれ、従来のシステムにおける直接波，間接波，合成
波，合成波をフーリエ演算することにより周波数軸上の
信号に変換した場合のデータ歪みを示している。また、
図７において、（ｅ），（ｆ），（ｇ），（ｈ）は、そ
れぞれ、本実施形態のシステムにおける直接波，間接
波，合成波，合成波をフーリエ演算することにより周波
数軸上の信号に変換した場合のデータ歪みを示してい
る。

【００５２】従来のシステムでは、ガードタイムにいか
なるデータも挿入されていないため（図７（ｂ）のα１
参照）、合成波の時間窓Ｗ中に干渉部α２が発生してい
る（図７（ｃ）参照）。したがって、合成波を時間窓Ｗ
でフーリエ演算することにより周波数軸上の信号に変換
すると、図７（ｄ）に示すように、２５６番目のキャリ
アのデータのスペクトルが拡がるとともに、他のキャリ
アの本来「０」であったはずのデータに歪みが生じる。
したがって、送信データ再生器２８で誤判定が起き易く
なる。さらに、他のキャリアについても、送信データ再
生器２８で誤判定が起き易くなる。一方、本実施形態の
システムでは、ガードタイムにデータが挿入されている
ので、他のキャリアのデータに影響を及ぼさない。

【００５３】図８は、伝送路等による時間遅延の影響に
ついて、従来のシステムと本実施形態のシステムとを比
較したシミュレーション結果を示す図である。図８にお
いて、（ａ）は２５６番目のキャリアのデータだけが振
幅「１」，位相「０」の場合のスペクトルを示し、
（ｂ）は（ａ）のデータを逆フーリエ演算することによ
り時間軸上の信号に変換した場合の信号波形を示してい
る。また、図８において、（ｃ），（ｄ）は、それぞ
れ、従来のシステムにおける時間遅延を生じた合成波，
合成波をフーリエ演算することにより周波数軸上の信号
に変換した場合のデータ歪みを示している。また、図８
において、（ｅ），（ｆ）は、それぞれ、本実施形態の
システムにおける時間遅延を生じた合成波，合成波をフ
ーリエ演算することにより周波数軸上の信号に変換した
場合のデータ歪みを示している。

【００５４】従来のシステムでは、ガードタイムにいか
なるデータも挿入されていないため（図８（ｃ）のα１
参照）、図７（ｃ）の場合と同様に、合成波の時間窓Ｗ
中に干渉部α２が発生する。したがって、図８（ｄ）に
示すように、合成波を時間窓Ｗでフーリエ演算すること
により周波数軸上の信号に変換すると、２５６番目のキ
ャリアのデータのスペクトルが拡がるとともに、他のキ
ャリアの本来「０」であったはずのデータに歪みが生じ
る。したがって、他のキャリアについても、送信データ
再生器２８で誤判定が起こり易くなる。一方、本実施形
態では、ガードタイムにデータが挿入されているので、
他のキャリアのデータに影響を及ぼさない。

【００５５】図９は、本発明の第２の実施形態の送信装
置の構成を示すブロック図である。なお、図９の送信装
置３において、図１の送信装置１の構成と対応する部分
には、同一の参照番号を付し、その説明を省略する。図
９の実施形態で注目すべき点は、メモリ１４が、特定パ
ターン発生器３１の出力、すなわち、予め定められた特
定パターンを有し、かつ各信号の位相が相互にランダム
に変化している複素数信号群Ｄ0 を保持していることで
ある。このような複素数信号群Ｄ0 は、たとえば０〜１
の間のレベルの疑似ランダム信号を発生するＰＮ系列疑
似ランダム信号発生器と、この疑似ランダム信号と２π
とを乗算する乗算器とを備え、位相が０から２π間でラ
ンダムな値を持ち、かつ振幅が１の単位ベクトル信号を
生成する疑似雑音信号発生器により形成することができ
る。また、このような複素数信号群は、位相が０から２
πまでのランダムな値を持った既知の周波数掃引信号を
発生する、周波数掃引信号発生器により形成することも
できる。

【００５６】複素乗算器１３は、各シンボル区間のデー
タＤm が入力される毎に、データＤm とデータＤ0 とを
周波数軸上で複素乗算して、データＤ’m （Ｄ’m ＝Ｄ
m ×Ｄ0 ）を作成し、搬送波変調信号群中の各搬送波変
調信号の相互の位相を特定パターンにランダム化する。

【００５７】図１０は、複素乗算器１３における複素乗
算の動作を示す図である。特に、図１０（ａ）は変調方
式に１６値ＱＡＭを用いた場合の搬送波変調信号の取り
得る信号点配置を示し、図１０（ｂ）は位相がランダム
に変化する単位ベクトルｉを示し、図１０（ｃ）は位相
を特定パターンにランダム化された搬送波変調信号を示
している。

【００５８】図１０（ａ）において、今、一つの搬送波
に割り当てられる搬送波変調信号群中の一つの搬送波変
調信号が、複素平面上の信号点Ａに配点されたと仮定す
る。信号点Ａは、その実数部が３、その虚数部が１の大
きさを持つ。また、単位ベクトルｉは、この時、位相角
３π／４を持ったと仮定する。複素乗算の結果、図１０
（ｃ）に示す搬送波変調信号Ａ’が得られる。搬送波変
調信号Ａ’は、実数部が−２．８、虚数部が１．４とな
り、１６値ＱＡＭの配置にはない信号点をとることにな
る。このように、単位ベクトルｉの位相がランダムに変
化するため、搬送波変調信号発生器１２から出力された
搬送波変調信号群中の各搬送波変調信号の位相が、たと
え同一であっても、複素乗算器１３は、位相が相互にラ
ンダム化された搬送波変調信号群を、逆フーリエ変換器
１５に出力する。

【００５９】複素乗算器１３は、このような動作を所定
の期間繰り返す。また、複素乗算器１３は、定期的にデ
ータＤ0 だけを出力する。この時の一連の動作を、図１
１に示す。すなわち、データＤ0 が挿入されるシンボル
をＳ0 とすると、送信装置３は、図１２に示すように、
定期的にシンボルＳ0 のデータＤ0 を、その他の場合は
シンボルＳm のデータＤ’m を出力することになる。逆
フーリエ変換器１５は、搬送波変調信号群Ｄ’m を、シ
ンボル毎に、周波数軸上に並ぶ各搬送波に割り当て、こ
れらに対して一括的に逆フーリエ変換および並直列変換
を施すことにより、ディジタルのＯＦＤＭ信号に変換す
る。この結果、搬送波変調信号群の絶対基準位相が、０
から２πまでのランダムな値になり、逆フーリエ変換器
１５から出力されたＯＦＤＭ信号に電力集中が起こるの
を抑制できる。したがって、送信装置、受信装置のダイ
ナミックレンジを大きくする必要がなく、安価な構成
で、ＯＦＤＭ信号への送受信器や中継増幅器等の非線形
性からの影響を軽減することができる。送信装置３にお
ける他の回路ブロック、すなわちガードタイム挿入部１
６〜ローパスフィルタ１９は、送信装置１の場合と同様
に動作する。

【００６０】なお、ガードタイム挿入部１６は、シンボ
ルＳm の場合と同様に、シンボルＳ0 の後端部と同じデ
ータ成分Ｄ0 を対応する前部ガードタイムに挿入すると
ともに、シンボルＳ0 の前端部と同じデータ成分を対応
する後部ガードタイムに挿入している。

【００６１】図９に示す送信装置３を用いた場合、基本
的には、図２に示す受信装置２と同じ構成の受信装置を
用いることができる。ただし、受信装置のメモリ２６に
は、送信装置３のメモリ１４に記憶される基準複素数信
号群Ｄ0 の受信データＺＤ0を記憶させることになる。

【００６２】上記した図９の実施形態においても、前述
した第１の実施形態と同様の効果が得られる。すなわ
ち、マルチパスにより反射波が直接波に重なり、直接波
のシンボル区間と反射波のガードタイムとが重なって
も、フーリエ変換後に周波数軸上に現れる受信搬送波変
調信号群の振幅位相歪みがすべて一様なものとなり、そ
の除去を簡単な演算処理（乗算、除算）で行える。ま
た、送信側と受信側との間でＯＦＤＭ信号に時間遅延が
発生しても、時間遅延の影響のない復調データを得るこ
とができ、時間窓の時間軸上の調整が容易になる。

【００６３】なお、上述の各実施形態は、有線の伝送路
を介してデータを伝送するようにしているが、本発明は
これに限定されることなく、無線の伝送路を介してデー
タを伝送するようにしてもよい。また、上述の各実施形
態では、多チャンネル分のテレビの映像データを各搬送
波に乗せるようにしたが、１チャンネル分の映像データ
を時間分割して並列に並び替え、各搬送波に割り当てる
ようにしてもよい。さらに、映像データに替えて、音声
データ、テキストデータ等を各搬送波にのせるようにし
てもよい。さらに、ＣＡＴＶに替えて、ＬＡＮ、ＷＡＮ
等の他のシステムにおいて本発明を実施してもよい。

【００６４】さらに、図９の送信装置３では、メモリ１
４から出力された基準複素数信号群を、定期的に、複素
乗算器１３を介して逆フーリエ変換器１５に入力するよ
うにしたが、基準複素数信号群を、逆フーリエ変換器１
５に直接入力してもよい。

【００６５】さらに、図９の送信装置３では、搬送波変
調信号群に含める基準複素数信号群として、予め定めら
れた特定パターンを有し、かつその位相が相互にランダ
ムに変化している複素数信号群Ｄ0 を使用したが、ＯＦ
ＤＭ信号に生じる電力集中が生じないような状況下で
は、搬送波変調信号群に含める基準複素数信号群とし
て、予め定められた特定パターンを有し、かつ各信号の
位相が相互に同一の複素数信号群を使用しても良い。こ
の場合でも、第１の実施形態と同様、簡単な演算処理
（乗算、除算）を行うことで、振幅位相歪みを除去でき
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施形態の送信装置の構成を示
すブロック図である。

【図２】本発明の第１の実施形態の受信装置の構成を示
すブロック図である。

【図３】図１の送信装置１から送信されるＯＦＤＭ信号
の構成を示す図である。

【図４】図１のメモリ１４と、複素乗算器１３との動作
を示す図である。

【図５】図１の送信装置１から出力されたＯＦＤＭ信号
に対する受信装置２のエンベロープ検波器２３と同期再
生部２４との動作を示す図である。

【図６】図２のメモリ２６と、複素除算器２７との動作
を示す図である。

【図７】マルチパスによる遅延波の影響について、従来
のシステムと第１の実施形態のシステムとを比較したシ
ミュレーション結果を示す図である。

【図８】伝送路等による時間遅延の影響について、従来
のシステムと第１の実施形態のシステムとを比較したシ
ミュレーション結果を示す図である。

【図９】本発明の第２の実施形態の送信装置の構成を示
すブロック図である。

【図１０】図９の複素乗算器１３における搬送波変調信
号群と複素数信号群との複素乗算の様子を示す図であ
る。

【図１１】図９のメモリ１４と複素乗算器１３との動作
を示す図である。

【図１２】図９のＯＦＤＭ信号の送信装置から送信され
るＯＦＤＭ信号の構成を示す信号構成図である。

【図１３】従来のＯＦＤＭ信号の送信装置の構成を示す
ブロック図である。

【図１４】図１３の送信装置５から送信されるＯＦＤＭ
信号の構成を示す図である。

【図１５】相互に直交する搬送波に割り当てられた搬送
波変調信号群の位相状態とＯＦＤＭ信号との関係を示す
信号波形図である。

【符号の説明】

１，３…送信装置 １２…搬送波変調信号発生器 １３…複素乗算器 １４…メモリ １５…逆フーリエ変換器 １６…ガードタイム挿入部 １７…同期信号多重部 １８…Ｄ／Ａ変換器 １９…ローパスフィルタ ３１…特定パターン発生器 ２…受信装置 ２１…ローパスフィルタ ２２…Ａ／Ｄ変換器 ２３…エンベロープ検波器 ２４…同期再生部 ２５…フーリエ変換器 ２６…メモリ ２７…複素除算器 ２８…送信データ再生器

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 木村 知弘 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 (72)発明者 大植 裕司 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内

Claims (12)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 有線または無線の伝送路を介し、送信側
   から受信側に対して、所定長のシンボル毎に直交周波数
   分割多重信号を伝送する方法であって、 周波数軸上で互いに直交する複数のキャリアの位相と振
   幅とを決定する搬送波変調信号群をシンボル毎に逆フー
   リエ変換することにより、時間軸上の前記直交周波数分
   割多重信号に変換する第１のステップと、 前記直交周波数分割多重信号の各シンボルに対し、その
   前部にその後端部と同じデータを含む前部ガードタイム
   を付加するとともに、その後部にその前端部と同じデー
   タを含む後部ガードタイムを付加して、前記受信側に送
   信する第２のステップとを備える、直交周波数分割多重
   信号の伝送方法。
2. 【請求項２】 前記搬送波変調信号群と、基準複素数信
   号群とを周波数軸上で複素乗算する第３のステップをさ
   らに備え、 前記第１のステップは、前記第３のステップで得られた
   複素乗算結果を、前記直交周波数分割多重信号に変換す
   る、請求項１に記載の直交周波数分割多重信号の伝送方
   法。
3. 【請求項３】 前記第３のステップは、前記搬送波変調
   信号群の各シンボルについて、その一定シンボル前に複
   素乗算した結果を、前記基準複素数信号群として各前記
   搬送波変調信号群に複素乗算する、請求項２に記載の直
   交周波数分割多重信号の伝送方法。
4. 【請求項４】 予め定められた特定パターンを有し、か
   つ各信号の位相がランダムに変化している複素数信号群
   をシンボル毎に発生する第４のステップをさらに備え、 前記第３のステップは、前記搬送波変調信号群の各シン
   ボルについて、前記第４のステップで得られた複素数信
   号群を、前記基準複素数信号群として使用し、 前記第１のステップは、常時は前記第３のステップで得
   られた複素乗算結果を前記直交周波数分割多重信号に変
   換し、定期的に前記基準複素数信号群を前記直交周波数
   分割多重信号に変換する、請求項２に記載の直交周波数
   分割多重信号の伝送方法。
5. 【請求項５】 所定長のシンボル毎に前記送信側から送
   信されてきた前記直交周波数分割多重信号を、前記搬送
   波変調信号群に対応する受信搬送波変調信号群に変換す
   る第５のステップと、 前記第５のステップで得られた受信信号群を、所定の基
   準複素数信号群により、周波数軸上で複素除算する第６
   のステップとを備える、請求項２に記載の直交周波数分
   割多重信号の伝送方法。
6. 【請求項６】 有線または無線の伝送路を介し、受信側
   に、所定長のシンボル毎に直交周波数分割多重信号を送
   信する装置であって、 基準複素数信号群を記憶するメモリ手段と、 周波数軸上で互いに直交する複数のキャリアの位相と振
   幅とを決定する搬送波変調信号群と、前記メモリ手段に
   記憶された前記基準複素数信号群とを周波数軸上で複素
   乗算し、送信搬送波変調信号群を出力する複素乗算手段
   と、 前記複素乗算手段から出力される送信搬送波変調信号群
   に対して、各シンボル毎に逆フーリエ演算を施すことに
   より、当該送信搬送波変調信号群を、時間軸上の前記直
   交周波数分割多重信号に変換する逆フーリエ変換手段
   と、 前記逆フーリエ変換手段から出力される前記直交周波数
   分割多重信号の各シンボルに対し、その前部にその後端
   部と同じデータを含む前部ガードタイムを付加するとと
   もに、その後部にその前端部と同じデータを含む後部ガ
   ードタイムを付加するガードタイム付加手段と、 前記前部ガードタイムおよび前記後部ガードタイムの付
   加された前記直交周波数分割多重信号を、各シンボル毎
   に前記受信側に送信する送信手段とを備える、直交周波
   数分割多重信号の送信装置。
7. 【請求項７】 前記メモリ手段は、前記複素乗算手段の
   一定シンボル前の複素乗算結果を、前記基準複素数信号
   群として記憶する、請求項６に記載の直交周波数分割多
   重信号の送信装置。
8. 【請求項８】 前記メモリ手段は、予め定められた複素
   数信号群を、前記基準複素数信号群として記憶し、 前記複素乗算手段は、前記搬送波変調信号群と、前記メ
   モリ手段に記憶された前記基準複素数信号群とを周波数
   軸上で複素乗算して出力し、 前記逆フーリエ変換手段は、常時はシンボル毎に前記複
   素乗算手段から出力された複素乗算結果を前記直交周波
   数分割多重信号に変換し、定期的に前記メモリ手段から
   出力された前記基準複素数信号群を前記直交周波数分割
   多重信号に変換する、請求項６に記載の直交周波数分割
   多重信号の送信装置。
9. 【請求項９】 前記メモリ手段は、前記基準複素数信号
   群として疑似雑音信号を発生する疑似雑音信号発生手段
   の出力を保持していることを特徴とする、請求項８に記
   載の直交周波数分割多重信号の送信装置。
10. 【請求項１０】 前記メモリ手段は、前記基準複素数信
    号群として周波数掃引信号を発生する周波数掃引信号発
    生手段の出力を保持していることを特徴とする、請求項
    ８に記載の直交周波数分割多重信号の送信装置。
11. 【請求項１１】 有線または無線の伝送路を介し、送信
    側から所定長のシンボル毎に送信されてくる直交周波数
    分割多重信号を受信する装置であって、 時間軸上の前記直交周波数分割多重信号に対して、シン
    ボル毎にフーリエ変換演算を施すことにより、当該直交
    周波数分割多重信号を、周波数軸上の受信搬送波変調信
    号群に変換するフーリエ変換手段と、 前記フーリエ変換手段から一定シンボル毎に出力された
    受信搬送波変調信号群を、受信基準複素数信号群として
    記憶するメモリ手段と、 前記フーリエ変換手段から出力された受信搬送波変調信
    号群を、前記メモリ手段に記憶された受信基準複素数信
    号群により、周波数軸上で複素除算する複素除算手段と
    を備える、直交周波数分割多重信号の受信装置。
12. 【請求項１２】 有線または無線の伝送路を介し、送信
    側から受信側に対して、所定長のシンボル毎に直交周波
    数分割多重信号を伝送する方法であって、 周波数軸上で互いに直交する複数のキャリアの位相と振
    幅とを決定するための搬送波変調信号群をシンボル毎に
    生成する第１のステップと、 予め定められた特定パターンを有し、かつ各信号の位相
    がランダムに変化している複素数信号群を発生する第２
    のステップと、 前記搬送波変調信号群と前記複素数信号群とをシンボル
    毎に周波数軸上で複素乗算することにより、当該搬送波
    変調信号群の各信号の位相をランダム化する第３のステ
    ップと、 常時は前記第３のステップで各信号の位相がランダム化
    された搬送波変調信号群をシンボル毎に逆フーリエ変換
    して時間軸上の前記直交周波数分割多重信号に変換し、
    定期的に前記複素数信号群を逆フーリエ変換して前記直
    交周波数分割多重信号に変換し、それぞれを前記受信側
    に送信する第４のステップとを備える、直交周波数分割
    多重信号の伝送方法。