JPH0832364A - パルス光電流検出回路 - Google Patents
パルス光電流検出回路Info
- Publication number
- JPH0832364A JPH0832364A JP6167836A JP16783694A JPH0832364A JP H0832364 A JPH0832364 A JP H0832364A JP 6167836 A JP6167836 A JP 6167836A JP 16783694 A JP16783694 A JP 16783694A JP H0832364 A JPH0832364 A JP H0832364A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- transistor
- current
- switch
- detection circuit
- constant current
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Optical Radar Systems And Details Thereof (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 パルス光電流に対する直線性、Ｓ／Ｎ比、誤
差、ダイナミックレンジを改善する。 【構成】 光電素子１のアノードをトランジスタ４のベ
ースとトランジスタ５のコレクタに接続し、トランジス
タ４のコレクタと対数変換用ダイオード２のカソードと
オペアンプ７の反転入力とを出力端子ＶOUT に接続し、
オペアンプ７の非反転入力を定電流源８の一端と対数変
換用ダイオード３のカソードに接続し、オペアンプ７の
出力を光電素子１の受光時にオフとなるスイッチ９を介
してトランジスタ５のベースとコンデンサ６の一端に接
続し、光電素子１のカソードと対数変換用ダイオード２
のアノードと対数変換用ダイオード３のアノードを電源
ＶCCに接続し、トランジスタ５のエミッタとコンデンサ
６の他端と定電流源８の他端を接地する。
差、ダイナミックレンジを改善する。 【構成】 光電素子１のアノードをトランジスタ４のベ
ースとトランジスタ５のコレクタに接続し、トランジス
タ４のコレクタと対数変換用ダイオード２のカソードと
オペアンプ７の反転入力とを出力端子ＶOUT に接続し、
オペアンプ７の非反転入力を定電流源８の一端と対数変
換用ダイオード３のカソードに接続し、オペアンプ７の
出力を光電素子１の受光時にオフとなるスイッチ９を介
してトランジスタ５のベースとコンデンサ６の一端に接
続し、光電素子１のカソードと対数変換用ダイオード２
のアノードと対数変換用ダイオード３のアノードを電源
ＶCCに接続し、トランジスタ５のエミッタとコンデンサ
６の他端と定電流源８の他端を接地する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、いわゆるアクティブ
方式の測距装置におけるパルス光電流検出回路に関し、
特にＬＥＤなどの光ビーム投射手段から測距対象に向け
て投射されたパルス状の光ビームの反射光を受光し、パ
ルス光電流を発生する光電変換素子の出力電流から、外
光による直流光電流成分を抜取り、前記パルス光電流の
みを次段以降の信号処理回路に伝えるパルス光電流検出
回路に関するものである。
方式の測距装置におけるパルス光電流検出回路に関し、
特にＬＥＤなどの光ビーム投射手段から測距対象に向け
て投射されたパルス状の光ビームの反射光を受光し、パ
ルス光電流を発生する光電変換素子の出力電流から、外
光による直流光電流成分を抜取り、前記パルス光電流の
みを次段以降の信号処理回路に伝えるパルス光電流検出
回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図５は従来のパルス光電流検出回路の回
路図である。図５において、２１は光電変換素子、２２
は対数変換用ダイオード、２３，２４，２５はＮＰＮト
ランジスタ、２６はコンデンサ、２７はスイッチ、２８
はオペアンプ、２９は定電流源である。
路図である。図５において、２１は光電変換素子、２２
は対数変換用ダイオード、２３，２４，２５はＮＰＮト
ランジスタ、２６はコンデンサ、２７はスイッチ、２８
はオペアンプ、２９は定電流源である。
【０００３】図６は、パルス光電流検出回路へパルス光
を照射する光ビーム投射手段の回路図である。図６にお
いて、３０は常時はオフでスイッチ２７のオフと同期し
て（後述の実施例の場合には、スイッチ９あるいは１２
と同期して）オンとなるスイッチ、３１はスイッチ３０
のオン時に発光する発光ダイオードなどの発光素子、３
２は発光制御用のトランジスタ、３３，３４はそれぞれ
抵抗、３５は直流電源、３６は被測距物である。
を照射する光ビーム投射手段の回路図である。図６にお
いて、３０は常時はオフでスイッチ２７のオフと同期し
て（後述の実施例の場合には、スイッチ９あるいは１２
と同期して）オンとなるスイッチ、３１はスイッチ３０
のオン時に発光する発光ダイオードなどの発光素子、３
２は発光制御用のトランジスタ、３３，３４はそれぞれ
抵抗、３５は直流電源、３６は被測距物である。
【０００４】動作について説明すると、図６において、
スイッチ３０がオンとなると、トランジスタ３２がオン
となって直流電源３５から給電されて、発光素子３１が
発光する。そして、発光素子３１の光がレンズ３７を通
して外部へ投射され、例えば測距物３６に当たって反射
し、レンズ３８を通して光電変換素子２１（ＳＰＤもし
くはＰＳＤ）に入射する。
スイッチ３０がオンとなると、トランジスタ３２がオン
となって直流電源３５から給電されて、発光素子３１が
発光する。そして、発光素子３１の光がレンズ３７を通
して外部へ投射され、例えば測距物３６に当たって反射
し、レンズ３８を通して光電変換素子２１（ＳＰＤもし
くはＰＳＤ）に入射する。
【０００５】一方、図５において、スイッチ２７は通常
オンしており、パルス光が投光され光電変換素子２１に
パルス光電流が発生するタイミングでオフする。通常状
態ではオペアンプ２８を介した負帰還でＮＰＮトランジ
スタ２３に流れる電流はＩ0となっており、光電変換素
子２１の直流光電流成分のうちトランジスタ２３のベー
ス電流を除く電流がＮＰＮトランジスタ２４のコレクタ
に流れる。また、パルス光電流発生時にはスイッチ２７
がオフすることによってコンデンサ２６の電荷保持効果
によりトランジスタ２４のベース電位が保持され、トラ
ンジスタ２４のコレクタ電流はパルス光電流が発生する
直前の状態を維持する。このため、パルス光電流成分の
みがトランジスタ２３のベースに流れ込み、トランジス
タ２３によりｈFE倍の増幅を受け、対数変換用ダイオー
ド２２にパルス光電流のｈFE倍の電流が流れる。これに
よってＶOUT にパルス光に対応した対数圧縮された出力
電圧が出力され、次段回路に伝達される。
オンしており、パルス光が投光され光電変換素子２１に
パルス光電流が発生するタイミングでオフする。通常状
態ではオペアンプ２８を介した負帰還でＮＰＮトランジ
スタ２３に流れる電流はＩ0となっており、光電変換素
子２１の直流光電流成分のうちトランジスタ２３のベー
ス電流を除く電流がＮＰＮトランジスタ２４のコレクタ
に流れる。また、パルス光電流発生時にはスイッチ２７
がオフすることによってコンデンサ２６の電荷保持効果
によりトランジスタ２４のベース電位が保持され、トラ
ンジスタ２４のコレクタ電流はパルス光電流が発生する
直前の状態を維持する。このため、パルス光電流成分の
みがトランジスタ２３のベースに流れ込み、トランジス
タ２３によりｈFE倍の増幅を受け、対数変換用ダイオー
ド２２にパルス光電流のｈFE倍の電流が流れる。これに
よってＶOUT にパルス光に対応した対数圧縮された出力
電圧が出力され、次段回路に伝達される。
【０００６】図５の従来回路において、スイッチ２７が
オンしている通常状態での各部の電流と電圧および光電
変換素子にパルス光電流が発生し同タイミングでスイッ
チ２７をオフしたパルス光受光状態での各部の電流と電
圧は次式のようになる。ただし、各記号の内容は下記の
通りである。 ＩPD ： 光電変換素子の電流 ＩDC ： 光電変換素子の外光による直流光電流成分 ＩAC ： 光電変換素子のパルス光によるパルス光電流
成分 ＩBN ： トランジスタＮのベース電流 ＩCN ： トランジスタＮのコレクタ電流 ＩEN ： トランジスタＮのエミッタ電流 ＩDN ： ダイオードＮの電流 Ｋ ： ボルツマン定数 Ｔ ： 絶対温度 ｑ ： 電子の電荷 ＩS ： トランジスタの逆方向飽和電流 ｈFEN ： トランジスタＮのｈFE 〔通常状態の各部の電圧電流〕
オンしている通常状態での各部の電流と電圧および光電
変換素子にパルス光電流が発生し同タイミングでスイッ
チ２７をオフしたパルス光受光状態での各部の電流と電
圧は次式のようになる。ただし、各記号の内容は下記の
通りである。 ＩPD ： 光電変換素子の電流 ＩDC ： 光電変換素子の外光による直流光電流成分 ＩAC ： 光電変換素子のパルス光によるパルス光電流
成分 ＩBN ： トランジスタＮのベース電流 ＩCN ： トランジスタＮのコレクタ電流 ＩEN ： トランジスタＮのエミッタ電流 ＩDN ： ダイオードＮの電流 Ｋ ： ボルツマン定数 Ｔ ： 絶対温度 ｑ ： 電子の電荷 ＩS ： トランジスタの逆方向飽和電流 ｈFEN ： トランジスタＮのｈFE 〔通常状態の各部の電圧電流〕
【０００７】
【数１】ＩPD＝ＩDC
【０００８】
【数２】ＩD22 ＝ＩC23 ＝Ｉ0
【０００９】
【数３】ＩC24 ＝ＩPD−ＩB23 ＝ＩDC−Ｉ0 ／ｈFE23
【００１０】
【数４】ＶOUT ＝ＶT ×ｌｎ（ＩD22 ／ＩS ） ＝ＶT ×ｌｎ（Ｉ0 ／ＩS ） ただし、
【００１１】
【数５】ＶT ＝ＫＴ／ｑ 〔パルス光受光状態の各部の電圧電流〕
【００１２】
【数６】ＩPD＝ＩDC＋ＩAC ＩC24 の電流はコンデンサ２６で直前の通常状態を維持
しているので、
しているので、
【００１３】
【数７】ＩC24 ＝ＩPD−ＩB23 ＝ＩDC−Ｉ0 ／ｈFE23 （数６）と（数７）より
【００１４】
【数８】ＩB23 ＝ＩAC＋Ｉ0 ／ｈFE23
【００１５】
【数９】∴ＩD22 ＝ＩC23 ＝ＩB23 ×ｈFE23 ＝ＩAC×ｈFE23＋Ｉ0
【００１６】
【数１０】∴ＶOUT ＝ＶT ×ｌｎ（ＩD22 ／ＩS ） ＝ＶT ×ｌｎ｛（ＩAC×ｈFE23＋Ｉ0 ）／ＩS ｝ 図７に図５および図６の各部のタイムチャートを示す。
図７において、（ａ）はスイッチ２７のオンオフ状態を
示し、（ｂ）はスイッチ３０のオンオフ状態を示し、
（ｃ）は発光素子の点灯状態を示し、（ｄ）は光電変換
素子２１の光電流ＩPDを示し、（ｅ）はトランジスタ２
４のコレクタ電流ＩC24 を示し、（ｆ）はトランジスタ
２３のコレクタ電流ＩC23 を示している。なお、このタ
イムチャートについては、実施例も同様の波形である。
図７において、（ａ）はスイッチ２７のオンオフ状態を
示し、（ｂ）はスイッチ３０のオンオフ状態を示し、
（ｃ）は発光素子の点灯状態を示し、（ｄ）は光電変換
素子２１の光電流ＩPDを示し、（ｅ）はトランジスタ２
４のコレクタ電流ＩC24 を示し、（ｆ）はトランジスタ
２３のコレクタ電流ＩC23 を示している。なお、このタ
イムチャートについては、実施例も同様の波形である。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記の
ような構成ではパルス光電流が小さくなると、（数１
０）が示すように、Ｉ0 成分が誤差電流として出力電圧
に影響する。この影響を抑えるために、Ｉ0 を小さくす
ると、通常状態でトランジスタ２３と対数変換用ダイオ
ード２２に流れる電流が少なくなり、トランジスタ２３
と対数変換用ダイオード２２のインピーダンスが高くな
って出力信号のノイズレベルが大きくなり、Ｓ／Ｎ比を
劣化させるという問題があった。
ような構成ではパルス光電流が小さくなると、（数１
０）が示すように、Ｉ0 成分が誤差電流として出力電圧
に影響する。この影響を抑えるために、Ｉ0 を小さくす
ると、通常状態でトランジスタ２３と対数変換用ダイオ
ード２２に流れる電流が少なくなり、トランジスタ２３
と対数変換用ダイオード２２のインピーダンスが高くな
って出力信号のノイズレベルが大きくなり、Ｓ／Ｎ比を
劣化させるという問題があった。
【００１８】その理由は以下のとおりである。入力端子
であるトランジスタ２３のベースの入力インピーダンス
ｒb23 は、 ｒb23 ＝ｈFEN ・（ＫＴ／ｑＩ0 ） である。よって、電流Ｉ0 が小さくなると、入力インピ
ーダンスｒb23 は大きくなり、入力端子に飛び込む外因
性ノイズに対して、ノイズが乗りやすくなる。また、ト
ランジスタ２３のベースで見た入力雑音電流／ｉ
n 2 （≒２ｑＩDCΔｆ）による出力電圧の変動、つまり
出力雑音電圧／ｖ0 は、 ／ｖ0 ＝／ｉn ・ｈFEN ・（ｋＴ／ｑＩ0 ） である。よって、出力雑音電圧／ｖ0 はＩ0 が小さくな
ると大きくなる。この２つの要因で、Ｉ0 を小さくする
と出力信号のノイズレベルが大きくなる。
であるトランジスタ２３のベースの入力インピーダンス
ｒb23 は、 ｒb23 ＝ｈFEN ・（ＫＴ／ｑＩ0 ） である。よって、電流Ｉ0 が小さくなると、入力インピ
ーダンスｒb23 は大きくなり、入力端子に飛び込む外因
性ノイズに対して、ノイズが乗りやすくなる。また、ト
ランジスタ２３のベースで見た入力雑音電流／ｉ
n 2 （≒２ｑＩDCΔｆ）による出力電圧の変動、つまり
出力雑音電圧／ｖ0 は、 ／ｖ0 ＝／ｉn ・ｈFEN ・（ｋＴ／ｑＩ0 ） である。よって、出力雑音電圧／ｖ0 はＩ0 が小さくな
ると大きくなる。この２つの要因で、Ｉ0 を小さくする
と出力信号のノイズレベルが大きくなる。
【００１９】また、トランジスタ２３のｈFEの電流依存
性から生じるｈFEの非直線性により、パルス光電流の変
動時に感度が変動するという問題があった。さらに、Ｉ
0 成分が誤差電流として含まれているので、入力電流の
ダイナミックレンジが狭かった。この発明の目的はこの
ような従来回路の問題点を解決し、外因性ノイズも含め
たノイズレベルの低減を図り、入力電流であるパルス光
電流に対する出力のＳ／Ｎ比を向上させることができる
パルス光電流検出回路を提供することである。
性から生じるｈFEの非直線性により、パルス光電流の変
動時に感度が変動するという問題があった。さらに、Ｉ
0 成分が誤差電流として含まれているので、入力電流の
ダイナミックレンジが狭かった。この発明の目的はこの
ような従来回路の問題点を解決し、外因性ノイズも含め
たノイズレベルの低減を図り、入力電流であるパルス光
電流に対する出力のＳ／Ｎ比を向上させることができる
パルス光電流検出回路を提供することである。
【００２０】この発明の他の目的は、入力電流であるパ
ルス光電流に対する出力の直線性が良好なパルス光電流
検出回路を提供することである。この発明のさらに他の
目的は、誤差が小さく入力電流のダイナミックレンジに
優れたパルス光電流検出回路を提供することである。
ルス光電流に対する出力の直線性が良好なパルス光電流
検出回路を提供することである。この発明のさらに他の
目的は、誤差が小さく入力電流のダイナミックレンジに
優れたパルス光電流検出回路を提供することである。
【００２１】
【課題を解決するための手段】請求項１記載のパルス光
電流検出回路は、光電変換素子のアノードを第１のＮＰ
Ｎトランジスタのベースと第２のＮＰＮトランジスタの
コレクタに接続し、第１のＮＰＮトランジスタのコレク
タと第１の対数変換用ダイオードのカソードとオペアン
プの反転入力を出力端に接続し、オペアンプの非反転入
力を第１の定電流源の一端と第２の対数変換用ダイオー
ドのカソードに接続し、オペアンプの出力を光電変換素
子の受光時にオフとなる第１のスイッチを介して第２の
ＮＰＮトランジスタのベースとコンデンサの一端に接続
し、光電変換素子のカソードと第１および第２の対数変
換用ダイオードのアノードを電源に接続し、第２のＮＰ
Ｎトランジスタのエミッタとコンデンサの他端と第１の
定電流源の他端を接地し、光電変換素子のパルス光電流
を第１のＮＰＮトランジスタでｈFE倍し、ｈFE倍した電
流を第１の対数変換用ダイオードで対数変換し、その出
力電圧ＶOUT からオペアンプで負帰還をかけ、光電変換
素子に流れる直流光電流を第２のＮＰＮトランジスタで
抜取り、パルス光電流のみを検出して出力端に出力す
る。
電流検出回路は、光電変換素子のアノードを第１のＮＰ
Ｎトランジスタのベースと第２のＮＰＮトランジスタの
コレクタに接続し、第１のＮＰＮトランジスタのコレク
タと第１の対数変換用ダイオードのカソードとオペアン
プの反転入力を出力端に接続し、オペアンプの非反転入
力を第１の定電流源の一端と第２の対数変換用ダイオー
ドのカソードに接続し、オペアンプの出力を光電変換素
子の受光時にオフとなる第１のスイッチを介して第２の
ＮＰＮトランジスタのベースとコンデンサの一端に接続
し、光電変換素子のカソードと第１および第２の対数変
換用ダイオードのアノードを電源に接続し、第２のＮＰ
Ｎトランジスタのエミッタとコンデンサの他端と第１の
定電流源の他端を接地し、光電変換素子のパルス光電流
を第１のＮＰＮトランジスタでｈFE倍し、ｈFE倍した電
流を第１の対数変換用ダイオードで対数変換し、その出
力電圧ＶOUT からオペアンプで負帰還をかけ、光電変換
素子に流れる直流光電流を第２のＮＰＮトランジスタで
抜取り、パルス光電流のみを検出して出力端に出力す
る。
【００２２】請求項２記載のパルス光電流検出回路は、
請求項１に加えて、第２の定電流源を電源と第１のＮＰ
Ｎトランジスタのコレクタとの間に接続し、第１のスイ
ッチがオンして負帰還がかかった状態で第１のＮＰＮト
ランジスタに定電流が流れるようにしている。請求項３
記載のパルス光電流検出回路は、請求項１または２に加
えて、第１のＮＰＮトランジスタのコレクタに、第１の
スイッチと同期してオンオフする第２のスイッチを介し
て、第１の定電流源と同じ電流値の第３の定電流源の一
端を接続し、第３の定電流源の他端を接地し、光電変換
素子の受光時に第１のスイッチと第２のスイッチがオフ
したときに、第１の対数変換用ダイオードに流れる電流
を減算して誤差電流を原理的にゼロにするようにしてい
る。
請求項１に加えて、第２の定電流源を電源と第１のＮＰ
Ｎトランジスタのコレクタとの間に接続し、第１のスイ
ッチがオンして負帰還がかかった状態で第１のＮＰＮト
ランジスタに定電流が流れるようにしている。請求項３
記載のパルス光電流検出回路は、請求項１または２に加
えて、第１のＮＰＮトランジスタのコレクタに、第１の
スイッチと同期してオンオフする第２のスイッチを介し
て、第１の定電流源と同じ電流値の第３の定電流源の一
端を接続し、第３の定電流源の他端を接地し、光電変換
素子の受光時に第１のスイッチと第２のスイッチがオフ
したときに、第１の対数変換用ダイオードに流れる電流
を減算して誤差電流を原理的にゼロにするようにしてい
る。
【００２３】
【作用】請求項１記載のパルス光電流検出回路は、光電
変換素子を第１のＮＰＮトランジスタのベースに接続
し、その第１のＮＰＮトランジスタのコレクタを対数変
換ダイオードに接続し、その接続点を出力端子となし、
その出力端子から直流光電流を抜き取るための負帰還を
かけ、パルス光電流を高精度に検出する。従来例の回路
では、出力端子の前段である第１のＮＰＮトランジスタ
のベース電位で負帰還をかけるため、差動増幅器のオフ
セットに加え、第１の対数変換用ダイオードおよび第１
のＮＰＮトランジスタのベース・エミッタ間電圧のばら
つきが誤差に影響を与えるが、本発明のパルス光電流検
出回路では、出力電圧を決める第１の対数変換用ダイオ
ードに直接負帰還をかけて定電流源の電流に相当する電
流Ｉ0を流すので、第１のＮＰＮトランジスタのベース
・エミッタ間電圧のばらつきが誤差要因から除外され、
高精度になる。
変換素子を第１のＮＰＮトランジスタのベースに接続
し、その第１のＮＰＮトランジスタのコレクタを対数変
換ダイオードに接続し、その接続点を出力端子となし、
その出力端子から直流光電流を抜き取るための負帰還を
かけ、パルス光電流を高精度に検出する。従来例の回路
では、出力端子の前段である第１のＮＰＮトランジスタ
のベース電位で負帰還をかけるため、差動増幅器のオフ
セットに加え、第１の対数変換用ダイオードおよび第１
のＮＰＮトランジスタのベース・エミッタ間電圧のばら
つきが誤差に影響を与えるが、本発明のパルス光電流検
出回路では、出力電圧を決める第１の対数変換用ダイオ
ードに直接負帰還をかけて定電流源の電流に相当する電
流Ｉ0を流すので、第１のＮＰＮトランジスタのベース
・エミッタ間電圧のばらつきが誤差要因から除外され、
高精度になる。
【００２４】上記のように、負帰還をかけると、以下の
請求項２，３に示すような改良が容易に実現可能とな
り、結果として（数１０）で示した電流Ｉ0 の増加によ
る誤差電流の増加と、電流Ｉ0 の減少によるノイズの増
大との相反する課題を解決することが可能となる。請求
項２記載のパルス光電流検出回路は、さらに、出力端す
なわち第１のＮＰＮトランジスタのコレクタに第２の定
電流源から定電流を流し込み、第１のＮＰＮトランジス
タに定電流が流れることによって、パルス光電流の信号
成分の変動に対する直線性を向上させる。
請求項２，３に示すような改良が容易に実現可能とな
り、結果として（数１０）で示した電流Ｉ0 の増加によ
る誤差電流の増加と、電流Ｉ0 の減少によるノイズの増
大との相反する課題を解決することが可能となる。請求
項２記載のパルス光電流検出回路は、さらに、出力端す
なわち第１のＮＰＮトランジスタのコレクタに第２の定
電流源から定電流を流し込み、第１のＮＰＮトランジス
タに定電流が流れることによって、パルス光電流の信号
成分の変動に対する直線性を向上させる。
【００２５】請求項３記載のパルス光電流検出回路は、
さらに、検出誤差を極力小さくしダイナミックレンジの
幅、特に低電流時の精度を向上させるために、出力端す
なわち第１の対数変換ダイオードのカソードに第３の定
電流源を接続し、第２のスイッチによって定電流を第１
の対数変換ダイオードに流れる電流から減算する。
さらに、検出誤差を極力小さくしダイナミックレンジの
幅、特に低電流時の精度を向上させるために、出力端す
なわち第１の対数変換ダイオードのカソードに第３の定
電流源を接続し、第２のスイッチによって定電流を第１
の対数変換ダイオードに流れる電流から減算する。
【００２６】
【実施例】この発明のパルス光電流検出回路の第１の実
施例（請求項１に対応する）を図１に示す。図１におい
て、１は光電変換素子、２，３は対数変換用ダイオー
ド、４，５はＮＰＮトランジスタ、６はコンデンサ、７
はオペアンプ、８は定電流源、９はパルス光受光時にオ
フとなるスイッチである。この回路では、直流光電流抜
取りのための負帰還をかけるオペアンプ７の反転入力を
出力端ＶOUT すなわち初段のトランジスタ４のコレクタ
と対数変換用ダイオード２のカソードに接続する。
施例（請求項１に対応する）を図１に示す。図１におい
て、１は光電変換素子、２，３は対数変換用ダイオー
ド、４，５はＮＰＮトランジスタ、６はコンデンサ、７
はオペアンプ、８は定電流源、９はパルス光受光時にオ
フとなるスイッチである。この回路では、直流光電流抜
取りのための負帰還をかけるオペアンプ７の反転入力を
出力端ＶOUT すなわち初段のトランジスタ４のコレクタ
と対数変換用ダイオード２のカソードに接続する。
【００２７】この実施例のパルス光電流検出回路は、光
電変換素子１を第１のＮＰＮトランジスタ４のベースに
接続し、その第１のＮＰＮトランジス４タのコレクタを
対数変換ダイオード２に接続し、その接続点を出力端子
となし、その出力端子から直流光電流を抜き取るための
負帰還をかけ、パルス光電流を高精度に検出する。従来
例の回路では、出力端子の前段である第１のＮＰＮトラ
ンジスタ２３のベース電位で負帰還をかけるため、差動
増幅器２８のオフセットに加え、第１の対数変換用ダイ
オード２２および第１のＮＰＮトランジスタ２３のベー
ス・エミッタ間電圧のばらつきが誤差に影響を与える
が、本実施例のパルス光電流検出回路では、出力電圧を
決める第１の対数変換用ダイオード２に直接負帰還をか
けて電流Ｉ0 を流すので、第１のＮＰＮトランジスタ４
のベース・エミッタ間電圧ＶBEのばらつきが誤差要因か
ら除外され、高精度になる。
電変換素子１を第１のＮＰＮトランジスタ４のベースに
接続し、その第１のＮＰＮトランジス４タのコレクタを
対数変換ダイオード２に接続し、その接続点を出力端子
となし、その出力端子から直流光電流を抜き取るための
負帰還をかけ、パルス光電流を高精度に検出する。従来
例の回路では、出力端子の前段である第１のＮＰＮトラ
ンジスタ２３のベース電位で負帰還をかけるため、差動
増幅器２８のオフセットに加え、第１の対数変換用ダイ
オード２２および第１のＮＰＮトランジスタ２３のベー
ス・エミッタ間電圧のばらつきが誤差に影響を与える
が、本実施例のパルス光電流検出回路では、出力電圧を
決める第１の対数変換用ダイオード２に直接負帰還をか
けて電流Ｉ0 を流すので、第１のＮＰＮトランジスタ４
のベース・エミッタ間電圧ＶBEのばらつきが誤差要因か
ら除外され、高精度になる。
【００２８】上記のように、負帰還をかけると、以下の
実施例に示すような改良が容易に実現可能となり、結果
として（数１０）で示した電流Ｉ0 の増加による誤差電
流の増加と、電流Ｉ0 の減少によるノイズの増大との相
反する課題を解決することが可能となる。この発明のパ
ルス光電流検出回路の第２の実施例（請求項２に対応す
る）を図２に示す。この回路では、図１の回路におい
て、さらに電源とトランジスタ４のコレクタとの間に定
電流源１０を接続することによって、負帰還のかかった
通常状態でトランジスタ４にＩ0 と独立な電流Ｉ1 を流
すことで、Ｉ1 をパルス光電流のｈFE倍の電流と比べて
十分大きく取ることによって、トランジスタ４のｈFEの
電流依存性によるパルス光電流変動時の感度の変動を低
減し、パルス光電流のレベルに因らず直線性の優れた初
段電流増幅を実現し、結果としてパルス光電流検出性能
を向上することができる。
実施例に示すような改良が容易に実現可能となり、結果
として（数１０）で示した電流Ｉ0 の増加による誤差電
流の増加と、電流Ｉ0 の減少によるノイズの増大との相
反する課題を解決することが可能となる。この発明のパ
ルス光電流検出回路の第２の実施例（請求項２に対応す
る）を図２に示す。この回路では、図１の回路におい
て、さらに電源とトランジスタ４のコレクタとの間に定
電流源１０を接続することによって、負帰還のかかった
通常状態でトランジスタ４にＩ0 と独立な電流Ｉ1 を流
すことで、Ｉ1 をパルス光電流のｈFE倍の電流と比べて
十分大きく取ることによって、トランジスタ４のｈFEの
電流依存性によるパルス光電流変動時の感度の変動を低
減し、パルス光電流のレベルに因らず直線性の優れた初
段電流増幅を実現し、結果としてパルス光電流検出性能
を向上することができる。
【００２９】この発明のパルス光電流検出回路の第３の
実施例（請求項３に対応する）を図３に示す。この回路
は、図１の回路において、図１のスイッチ９に同期して
オフするスイッチ１２と、定電流源１１とを付加したも
のである。定電流源１１の電流値Ｉ0'を、Ｉ0'＝Ｉ0 と
設定することによって、通常状態で対数変換用ダイオー
ド２に流れていた電流Ｉ0 をパルス光電流発生時に０に
することができ、真の入力信号パルス光電流のｈFE倍の
電流を対数変換用ダイオード２に流し、誤差電流を理想
的にゼロにすることができる。
実施例（請求項３に対応する）を図３に示す。この回路
は、図１の回路において、図１のスイッチ９に同期して
オフするスイッチ１２と、定電流源１１とを付加したも
のである。定電流源１１の電流値Ｉ0'を、Ｉ0'＝Ｉ0 と
設定することによって、通常状態で対数変換用ダイオー
ド２に流れていた電流Ｉ0 をパルス光電流発生時に０に
することができ、真の入力信号パルス光電流のｈFE倍の
電流を対数変換用ダイオード２に流し、誤差電流を理想
的にゼロにすることができる。
【００３０】この発明のパルス光電流検出回路の第４の
実施例（請求項３に対応する）を図４に示す。この回路
は、図２と図３の構成を組み合わせることにより最適な
パルス光電流検出回路を実現したものである。図４の回
路において、スイッチ９とスイッチ１２がオンしている
通常状態での各部の電流と電圧、光電変換素子にパルス
光電流が発生し同タイミングでスイッチ９とスイッチ１
２をオフしたパルス光受光状態での各部の電流と電圧は
次式のようになる。ただし、各記号の内容は下記のとお
りである。
実施例（請求項３に対応する）を図４に示す。この回路
は、図２と図３の構成を組み合わせることにより最適な
パルス光電流検出回路を実現したものである。図４の回
路において、スイッチ９とスイッチ１２がオンしている
通常状態での各部の電流と電圧、光電変換素子にパルス
光電流が発生し同タイミングでスイッチ９とスイッチ１
２をオフしたパルス光受光状態での各部の電流と電圧は
次式のようになる。ただし、各記号の内容は下記のとお
りである。
【００３１】ＩPD ： 光電変換素子の電流 ＩDC ： 光電変換素子の外光による直流光電流成分 ＩAC ： 光電変換素子のパルス光によるパルス光電流
成分 ＩBN ： トランジスタＮのベース電流 ＩCN ： トランジスタＮのコレクタ電流 ＩEN ： トランジスタＮのエミッタ電流 ＩDN ： ダイオードＮの電流 Ｋ ： ボルツマン定数 Ｔ ： 絶対温度 ｑ ： 電子の電荷 ＩS ： トランジスタの逆方向飽和電流 ｈFEN ： トランジスタＮのｈFE 〔通常状態の各部の電圧電流〕
成分 ＩBN ： トランジスタＮのベース電流 ＩCN ： トランジスタＮのコレクタ電流 ＩEN ： トランジスタＮのエミッタ電流 ＩDN ： ダイオードＮの電流 Ｋ ： ボルツマン定数 Ｔ ： 絶対温度 ｑ ： 電子の電荷 ＩS ： トランジスタの逆方向飽和電流 ｈFEN ： トランジスタＮのｈFE 〔通常状態の各部の電圧電流〕
【００３２】
【数１１】ＩPD＝ＩDC
【００３３】
【数１２】ＩD2＝Ｉ0
【００３４】
【数１３】ＩD2＋Ｉ1 ＝ＩC4＋Ｉ0'
【００３５】
【数１４】∴ＩC4＝Ｉ1
【００３６】
【数１５】ＩC5＝ＩPD−ＩB4 ＝ＩDC−Ｉ1 ／ｈFE4
【００３７】
【数１６】ＶOUT ＝ＶT ×ｌｎ（ＩD2／ＩS ） ＝ＶT ×ｌｎ（Ｉ0 ／ＩS ） 〔パルス光受光状態の各部の電圧電流〕
【００３８】
【数１７】ＩPD＝ＩDC＋ＩAC ＩC5の電流はコンデンサ６で直前の通常状態を維持して
いるので、
いるので、
【００３９】
【数１８】ＩC5＝ＩPD−ＩB4 ＝ＩDC−Ｉ1 ／ｈFE4 （数１７）と（数１８）より
【００４０】
【数１９】ＩB4＝ＩAC＋Ｉ1 ／ｈFE4
【００４１】
【数２０】∴ＩC4＝ＩB4×ｈFE4 ＝ＩAC×ｈFE4 ＋Ｉ1
【００４２】
【数２１】ＩD2＝ＩC4−Ｉ1 ＝ＩAC×ｈFE4
【００４３】
【数２２】∴ＶOUT ＝ＶT ×ｌｎ（ＩD2／ＩS ） ＝ＶT ×ｌｎ（ＩAC×ｈFE23／ＩS ） なお、光ビーム投射手段については、例えば従来例と同
様のものが使用される。
様のものが使用される。
【００４４】
【発明の効果】請求項１記載のパルス光電流検出回路に
よれば、負帰還オペアンプの反転入力を第１のＮＰＮト
ランジスタのコレクタとすることにより、ｈFE倍に増幅
された電流で負帰還をかけることができ、パルス光電流
を高精度に検出することができる。
よれば、負帰還オペアンプの反転入力を第１のＮＰＮト
ランジスタのコレクタとすることにより、ｈFE倍に増幅
された電流で負帰還をかけることができ、パルス光電流
を高精度に検出することができる。
【００４５】請求項２記載のパルス光電流検出回路によ
れば、第１のＮＰＮトランジスタに負帰還電流Ｉ0 と独
立の定電流Ｉ1 を第２の定電流源から流すことによっ
て、第１のＮＰＮトランジスタのｈFEの電流依存性によ
るパルス光電流変動時の感度の変動を低減し、パルス光
電流のレベルに関係なく直線性の優れた初段電流増幅を
実現し、結果としてパルス光電流検出性能を向上させる
ことができる。
れば、第１のＮＰＮトランジスタに負帰還電流Ｉ0 と独
立の定電流Ｉ1 を第２の定電流源から流すことによっ
て、第１のＮＰＮトランジスタのｈFEの電流依存性によ
るパルス光電流変動時の感度の変動を低減し、パルス光
電流のレベルに関係なく直線性の優れた初段電流増幅を
実現し、結果としてパルス光電流検出性能を向上させる
ことができる。
【００４６】請求項３記載のパルス光電流検出回路によ
れば、負帰還電流Ｉ0 と等しい電流Ｉ0'をパルス光電流
発生時に第１の対数変換ダイオードから減算することに
よって、誤差電流を理想的にゼロにすることができ、結
果として入力電流のダイナミックレンジを低電流側に広
げることができる。
れば、負帰還電流Ｉ0 と等しい電流Ｉ0'をパルス光電流
発生時に第１の対数変換ダイオードから減算することに
よって、誤差電流を理想的にゼロにすることができ、結
果として入力電流のダイナミックレンジを低電流側に広
げることができる。
【図１】この発明のパルス光電流検出回路の第１の実施
例の回路図である。
例の回路図である。
【図２】この発明のパルス光電流検出回路の第２の実施
例の回路図である。
例の回路図である。
【図３】この発明のパルス光電流検出回路の第３の実施
例の回路図である。
例の回路図である。
【図４】この発明のパルス光電流検出回路の第４の実施
例の回路図である。
例の回路図である。
【図５】従来のパルス光電流検出回路の回路図である。
【図６】光ビーム投射手段の一例を示す回路図である。
【図７】光ビーム投射手段およびパルス光電流検出回路
の動作を示すタイムチャートである。
の動作を示すタイムチャートである。
１ 光電変換素子 ２ 対数変換用ダイオード ３ 対数変換用ダイオード ４ ＮＰＮトランジスタ ５ ＮＰＮトランジスタ ６ コンデンサ ７ オペアンプ ８ 定電流源 ９ スイッチ １０ 定電流源 １１ 定電流源 １２ スイッチ
Claims (3)
- 【請求項１】 光電変換素子のアノードを第１のＮＰＮ
トランジスタのベースと第２のＮＰＮトランジスタのコ
レクタに接続し、前記第１のＮＰＮトランジスタのコレ
クタと第１の対数変換用ダイオードのカソードとオペア
ンプの反転入力を出力端に接続し、前記オペアンプの非
反転入力を第１の定電流源の一端と第２の対数変換用ダ
イオードのカソードに接続し、前記オペアンプの出力を
前記光電変換素子の受光時にオフとなる第１のスイッチ
を介して前記第２のＮＰＮトランジスタのベースとコン
デンサの一端に接続し、前記光電変換素子のカソードと
前記第１および第２の対数変換用ダイオードのアノード
を電源に接続し、前記第２のＮＰＮトランジスタのエミ
ッタと前記コンデンサの他端と前記第１の定電流源の他
端を接地したパルス光電流検出回路。 - 【請求項２】 第２の定電流源を電源と第１のＮＰＮト
ランジスタのコレクタとの間に接続し、第１のスイッチ
がオンして負帰還がかかった状態で前記第１のＮＰＮト
ランジスタに定電流が流れるようにした請求項１記載の
パルス光電流検出回路。 - 【請求項３】 第１のＮＰＮトランジスタのコレクタ
に、第１のスイッチと同期してオンオフする第２のスイ
ッチを介して、第１の定電流源と同じ電流値の第３の定
電流源の一端を接続し、前記第３の電流源の他端を接地
し、光電変換素子の受光時に前記第１のスイッチと前記
第２のスイッチがオフしたときに、第１の対数変換用ダ
イオードに流れる電流を減算するようにした請求項１ま
たは請求項２記載のパルス光電流検出回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6167836A JPH0832364A (ja) | 1994-07-20 | 1994-07-20 | パルス光電流検出回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6167836A JPH0832364A (ja) | 1994-07-20 | 1994-07-20 | パルス光電流検出回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0832364A true JPH0832364A (ja) | 1996-02-02 |
Family
ID=15856990
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6167836A Pending JPH0832364A (ja) | 1994-07-20 | 1994-07-20 | パルス光電流検出回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0832364A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011216951A (ja) * | 2010-03-31 | 2011-10-27 | Tdk Corp | 電流制御回路 |
-
1994
- 1994-07-20 JP JP6167836A patent/JPH0832364A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011216951A (ja) * | 2010-03-31 | 2011-10-27 | Tdk Corp | 電流制御回路 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| KR102454811B1 (ko) | 옵셋 제거 기능이 개선된 엔벨로프-추적 전류 바이어스 회로 및 파워 증폭 장치 | |
| JPH05327450A (ja) | 発光ダイオード駆動回路 | |
| JP3203363B2 (ja) | ピーク検出器 | |
| JPH0832364A (ja) | パルス光電流検出回路 | |
| JP2648491B2 (ja) | 距離検出装置 | |
| JPS631918A (ja) | 距離検出装置 | |
| US11199439B2 (en) | Photodetector device and optical encoder device | |
| JPH10190430A (ja) | 近接検出器 | |
| JP3282389B2 (ja) | 焦電型赤外線センサ回路 | |
| JP3930621B2 (ja) | 測距モジュール | |
| JP3302050B2 (ja) | 測距装置 | |
| JPS6128334B2 (ja) | ||
| JPH0827344B2 (ja) | 測距回路 | |
| JP3093415B2 (ja) | 距離検出装置と距離検出方法 | |
| JP2009300293A (ja) | 対数変換回路 | |
| JPH0140291B2 (ja) | ||
| JPH0518745A (ja) | 測距装置 | |
| JPH11329340A (ja) | 光量検出装置 | |
| JP2018054557A (ja) | 受光回路及び光電センサ | |
| JPS62200903A (ja) | 受光装置 | |
| US6855920B2 (en) | Signal strength detection in high-speed optical electronics | |
| JP2589744Y2 (ja) | 光電検出装置 | |
| JPH0694449A (ja) | 測距センサ | |
| JPH07239249A (ja) | 光位置検出回路 | |
| JPS62129712A (ja) | 測距演算回路 |