JPH08328672A

JPH08328672A - 安定化直流電圧回路および該回路を付随したスイッチング電源

Info

Publication number: JPH08328672A
Application number: JP13685695A
Authority: JP
Inventors: Takeshi Kanegae; 毅鐘ヶ江; Taku Narita; 卓成田
Original assignee: Tokimec Inc
Current assignee: Tokyo Keiki Inc
Priority date: 1995-06-02
Filing date: 1995-06-02
Publication date: 1996-12-13

Abstract

(57)【要約】（修正有）【目的】電圧リップル成分を低減する機能を有する回路
を提供する。【構成】第１の端子と、第２の端子と、前記第１の端子
と前記第２の端子との間に接続された安定化回路とを備
える。安定化回路は、前記第１の端子に接続されたイン
ピーダンス素子と、該インピーダンス素子に直列に接続
され、電流制御端子を備えた電流制御素子３０と、前記
第１の端子に接続された容量素子１０と、該容量素子１
０と前記電流制御端子３０との間に接続された反転増幅
器２０とを有し、さらに、前記第２の端子に、前記電流
制御素子３０が備える電流出力端子を接続した、直流電
圧安定化回路である。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】接続する負荷の種類が変化して
も、出力電圧が変化しないように電圧リップル成分を低
減する機能を有する回路に係り、特に、構成が簡単で既
存の回路に容易に接続可能な回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】まず、理想直流出力電圧（内部インピー
ダンスが「０」の理想的な直流電圧源の出力電圧）と、
現実の直流出力電圧とについて、比較して説明する。

【０００３】理想直流出力電圧は、負荷の変動が生じて
も、即ち、出力電流が変動しても、変化しない。

【０００４】図１において、Ｅsは、内部インピーダン
ス「０」の理想直流電圧源、「Ｅout」は、出力電圧、
Ｒは、固定分(変動しない部分)の負荷抵抗、ｉ（ｔ）
は、負荷の変動分によって生じる出力電流の交流分であ
り、ｉ（ｔ）＝Ｉ・ｓｉｎωｔ、（ω＝２πｆ、ｆは、
周波数）は、時間ｔで変化する電流源、ＩRは、負荷抵
抗Ｒに流れる電流、Ｉoutは、Ｅsから流れる出力電流で
ある。

【０００５】ここで、図１のような、電流源の等化回路
が得られる過程について、図１１を参照して、説明す
る。図１１は、理想電圧源の出力端子Ａ、Ａ’に、負荷
抵抗Ｒと可変抵抗Ｒtとを並列に接続した回路である。
可変抵抗の概念を導入したのは、負荷変動、即ち、各種
の負荷を接続することを想定するためである。

【０００６】今、負荷抵抗Ｒ、可変抵抗Ｒtに流れる電
流を、ＩR、ｉRtとすると、オームの法則によって、ＩR
＝Ｅs／Ｒ、ｉRt＝Ｅs／Ｒtとなり、ここで、可変抵抗
が、例えば、時間ｔに対して、Ｒt＝ｒ／ｓｉｎωｔで
変化するとすれば、ｉRt＝Ｅsｓｉｎωｔ／ｒとなる。

【０００７】ここで、Ｅs／ｒ＝Ｉとおけば、ｉRt＝Ｉ
ｓｉｎωｔとなる。そして、ｉRtは、時間ｔの関数とな
るため、ｉRt＝ｉ（ｔ）とすると、図１１に示す回路の
等化回路が求められ、これが図１に示す回路となる。

【０００８】なお、図２は、出力電流がＥsから流れた
場合の電流と電圧の関係を示している。図１に示す回路
図から、以下の関係式が求まる。

【０００９】すなわち、ＩR＝Ｅout／Ｒ、Ｉout＝ＩR＋
ｉ（ｔ）、Ｅout＝Ｅsとなり、電流源ｉ（ｔ）の変化に
対して、出力電流Ｉoutも変化するが、出力電圧Ｅout
は、一定値Ｅsのまま変化しない。これは、Ｅsは、内部
インピーダンス「０」の理想直流電圧源だからである。

【００１０】一方、現実の直流電圧源にはインピーダン
スが存在し、このインピーダンスをｒとした場合の直流
出力電圧は、理想の直流電圧源Ｅsと、インピーダンス
ｒとの直列接続で表現される。

【００１１】図３において、ａ部はイ、ンピーダンスｒ
の直流電圧源、Ａ、Ａ’は、ａ部の出力端子、その他
は、図１と同様である。図３を参照する、下記の条件式
が求まる。

【００１２】すなわち、Ｉout＝ＩR＋ｉ（ｔ）、ＩR＝
Ｅout／Ｒ、Ｅout＝Ｅs−ｒＩoutとなる。また、上式よ
り出力電圧は、Ｅout＝（Ｒ／（ｒ＋Ｒ））（Ｅs−ｒＩ
ｓｉｎωｔ）となる。

【００１３】ここで、ｒ、Ｒ、Ｅsは、一定値であるか
ら、変化電流であるｉ（ｔ）による出力電圧、即ち、出
力電圧の交流分をｅ₀（ｔ）とすれば上式より、

【００１４】

【数１】

【００１５】但し、Ｚ＝（ｒＲ／（ｒ＋Ｒ））となる。

【００１６】この電圧変動ｅ₀（ｔ）が発生すると、負
荷側の装置に、誤動作等の悪影響を及ぼす場合があり、
問題となる。

【００１７】そこで、従来、負荷電流変化に対する出力
電圧の変化を低減するために、次のような方法が用いら
れていた。

【００１８】ａ．第１に、出力端子から電源側を見たイ
ンピーダンスｒを小さくする方法である。

【００１９】ｂ．第２に、図３のＡ、Ａ’端子間に、コ
ンデンサを設ける方法である。

【００２０】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上記ａ．の
方法としては、図４に示すように、直流電圧源と負荷と
の間に、シリーズレギュレータ（３端子レギュレータ）
を設けて、出力電圧の変化を低減する方法が一般的に採
用されている。なお、図４の回路は公知であるため、回
路の動作についての説明は省略する。

【００２１】さて、図４に示すように、シリーズレギュ
レータを用いた回路においては、シリーズレギュレータ
による電力損失が問題となる。損失電力をＰとすると、
Ｐ＝Ｉout・（Ｅ₁−Ｅout）、Ｅ₁＝Ｅ−ｒＩoutとなる。
この損失電力が大きいと、シリーズレギュレータの放熱
対策が必要となり、放熱対策のため回路全体のの寸法、
質量、コストが、増加するという問題があった。

【００２２】また、上記ｂ.の方法を使用した回路を、
図５に示す。図５において、Ｃは、コンデンサ、ｉc
は、コンデンサＣに流れる電流である。

【００２３】ここで、図５を参照すると、以下の式が求
まる。

【００２４】Ｉout＝ＩR＋ｉ（ｔ）＋ｉc、Ｅout＝Ｅs
−ｒＩ、ＩR＝Ｅout／Ｒ、ｉc＝Ｃ（ｄＥout／ｄｔ）、
ｉ（ｔ）＝Ｉｓｉｎωｔとなる。

【００２５】上式より、Ｅout＝（Ｒ／（ｒ＋Ｒ））Ｅs−｛ＺＩ／√（１＋（ω
／ω₀）²）｝ｓｉｎ（ωｔ−θ）となる。

【００２６】但し、ω₀＝１／ＣＺ，Ｚ＝（ｒＲ／（ｒ
＋Ｒ）），θ＝ｔａｎ~¹ＣＺωである。

【００２７】よって、出力電流の変化ｉ（ｔ）による、
出力電圧の交流分をｅ₁（ｔ）（サフックス「1」は、コ
ンデンサがある場合、「0」は、コンデンサがない場合
を表現する）とすれば、上式より

【００２８】

【数２】

【００２９】したがって、ｅ₁（ｔ）とｅ₀（ｔ）の振幅
比は、式２と式１より、次の式３となる。

【００３０】

【数３】

【００３１】式３は、コンデンサＣを設けることによ
る、出力電圧の交流分の減少率を表し、図６に示すよう
に、周波数が高い交流分に対して、出力電圧の交流分を
減少させる効果はあるものの、低い周波数に対しては、
その効果は小さいと言わざるを得ない。

【００３２】従って、低い周波数成分まで、出力電圧の
交流分を減少させる効果を及ぼすためには、コンデンサ
Ｃの容量を充分大きくして、ω₀を小さくするしかない
ため、コンデンサＣの寸法が大きくなり、回路が大きく
なってしまうという問題があった。

【００３３】例えば、ｒ＝１（Ω）、Ｒ＝５（Ω）、Ｃ
＝１０００（μＦ）、ｉ（ｔ）の周波数をｆ＝１（ｋＨ
ｚ）とすると、式３より、｜ｅ₁（ｔ）｜／｜ｅ₀（ｔ）
｜＝１／√（１＋（ＣＺ２πｆ）²）≒1/5.33となり、
「Ｃ＝１０００(μＦ)で,１ｋＨｚの電圧変動分が、１
／5.33に減少する」ことが示される。

【００３４】これに対し、ｉ（ｔ）の周波数をｆ＝１０
０Ｈｚとした場合では、電圧変動分が、[１/1.13]にし
か減少しない。即ち、周波数ｆが低くなると、Ｃの容量
値を大きくする必要があった。

【００３５】

【課題を解決するための手段】上述したような問題を解
決するため、以下の手段が考えられる。

【００３６】すなわち、第１の端子と、第２の端子と、
前記第１の端子と前記第２の端子との間に接続された安
定化回路とを備える。

【００３７】そして、前記安定化回路は、前記第１の端
子に接続されたインピーダンス素子と、該インピーダン
ス素子に直列に接続され、電流制御端子を備えた電流制
御素子と、前記第１の端子に接続された容量素子と、該
容量素子と前記電流制御端子との間に接続された反転増
幅器とを有し、さらに、前記第２の端子に、前記電流制
御素子が備える電流出力端子を接続した回路である。

【００３８】また、以下のような態様も考えられる。

【００３９】第１の端子と、第２の端子と、前記第１の
端子と前記第２の端子との間に接続された安定化回路と
を備える。

【００４０】そして、前記安定化回路は、正転、反転入
力端子および出力端子を備える演算増幅器と、前記第１
の端子と前記正転入力端子との間に接続された第１の容
量素子と、前記出力端子と前記反転入力端子との間に接
続された第１のインピーダンス素子と、前記反転入力端
子と前記第２の端子との間に接続された第２の容量素子
と、前記出力端子と前記第２の端子との間に接続された
第２のインピーダンス素子とを有して構成される回路で
ある。

【００４１】

【作用】本発明にかかる回路が備える第１の端子および
第２の端子を、既存回路における接続部と、接続して使
用する。

【００４２】出力電圧に変動が生じると、出力電圧は、
前記第１の端子に接続された容量素子を介して、反転増
幅器に印加されるようになる。印加された電圧は、反転
増幅器によって増幅、反転出力され、電流制御素子の電
流制御端子に印加される。

【００４３】これにより、出力電圧に変動が生じると、
インピーダンス素子に流れる電流が制御されることにな
る。

【００４４】その結果、出力電圧の変動が低減されるよ
うな動作が行なわれる。

【００４５】また、本発明の第２の態様によれば以下の
ように動作する。

【００４６】本態様においても、回路が備える第１の端
子および第２の端子を、既存回路における接続部と、接
続して使用する。

【００４７】リップル電流が発生すると、第１、第２の
容量素子のインピーダンスが小さくなり、第１の容量素
子を介して、リップル分が演算増幅器の正転入力端子に
入力され、リップル分が増幅される。そして、増幅電流
が、演算増幅器の出力端子と前記第２の端子との間に接
続された、第２のインピーダンス素子を介して流れて、
出力電圧の変動が低減される。

【００４８】このように、本発明にかかる回路は、構成
が簡単で既存の回路に容易に接続可能な回路となる。し
たがって、例えば、スイッチング電源の出力端子に負荷
を接続した回路において、前記スイッチング電源と負荷
との間に、本発明にかかる回路を設けることが容易であ
る。即ち、回路が備える、第１の端子および第２の端子
を、スイッチング電源の出力端子に接続すれば良い。

【００４９】

【実施例】以下、本発明の実施例を、図面を参照しつつ
説明する。

【００５０】図７は、本発明にかかる直流電圧安定化回
路を設けた回路の一例を示す回路図である。本構成によ
って、負荷の種類が変わっても、出力電圧の変動分であ
る、交流電圧を低減可能とする。

【００５１】Ｃ（１０）は、コンデンサ、ｂ（２０）
は、増幅度Ａの反転増幅器、Ｑ（３０）は、トランジス
タ、Ｒ₀（４０）は、抵抗、ｉ₀は、Ｒ₀を流れる電流、
その他の構成要素は、図３と同様である。

【００５２】したがって、電源部と負荷との間に、本発
明にかかる回路が配置された構成になっている。そし
て、抵抗Ｒ₀とコンデンサＣの端子が接続された側を、
第１の端子、また、トランジスタＱのコレクタ側を第２
の端子と考えると、本発明にかかる回路は、第１、第２
の端子を備えて、既存の回路の任意の位置に容易に接続
可能である。

【００５３】さて、直流電圧安定化回路は、コンデンサ
Ｃ、反転増幅器ｂ、抵抗Ｒ₀、およびトランジスタＱを
有して構成される。

【００５４】以下、この回路によって、交流電圧を低減
可能とする理由について述べる。

【００５５】反転増幅器ｂの入力インピーダンスをＺb
とする（一般に、Ｚbは、数１００ｋΩ〜数ＭΩ）と、
ｉ（ｔ）＝Ｉｓｉｎωｔ(ω＝２πｆ)であるから、コン
デンサＣの容量を、ｆ＞＞１／２πＣＺb、即ち、Ｃ＞
＞１／２πｆＺbとすれば、出力電圧Ｅoutの交流電圧ｅ
₂（ｔ）は、反転増幅器ｂの入力信号として、そのまま
入力される。

【００５６】反転増幅器ｂの出力電圧をｅxとすると、
ｅx＝−Ａｅ₂（ｔ）となる。

【００５７】ｉ₀の電流として、ｅ₀（ｔ）＝０における
バイアス電流Ｉを流しておくと、交流電圧ｅ₂（ｔ）が
発生した時には、ｉ₀は、次式４のようになる。

【００５８】

【数４】

【００５９】なお、式４の導出過程を、図１２を参照し
て説明しておく。

【００６０】図２は、直流バイアス回路を省略した、交
流回路の等化回路を示した。

【００６１】今、図１１の回路（この回路も直流バイア
ス回路を省略したもの）で、各表示電圧を、直流分と交
流分を含めた表示にして、説明する。

【００６２】このとき、図１１より、Ｅ₀＋ｅ₂（ｔ）＝
Ｅout（Ａ）、図７でのｅ₂は、「Ｖ₂＋ｅ₂」（Ｂ）、図
７でのｅxは、「Ｖx＋ｅx」（Ｃ）である。なお、
（Ａ）、（Ｂ）、（Ｃ）において、大文字、小文字は、
夫々、直流分、交流分を示す。

【００６３】図１１右図の時間Ｔ１間のように、ｅ
₂（ｔ）＝０とした時に、抵抗Ｒ₀に流れる電流をＩとな
るように設定する。すると、（Ａ）、（Ｂ）、（Ｃ）
は、夫々、Ｅ₀＝Ｅout、「Ｖ₂」、「Ｖx」となる。

【００６４】よって、Ｅ₀＝ｉ₀Ｒ₀＋VBE＋Ｖxとなる。

【００６５】したがって、ｉ₀＝（Ｅ₀−（VBE＋Ｖx））
／Ｒ₀＝Ｉとなる。

【００６６】さて、Ｅoutにｅ₂（ｔ）が発生すると、上
記（Ａ）、（Ｂ）、（Ｃ）は、夫々、Ｅ₀＋ｅ₂（ｔ）＝
Ｅout、「Ｖ₂＋ｅ₂」、「Ｖx＋ｅx」となる。

【００６７】よって、Ｅ₀＋ｅ₂＝ｉ₀Ｒ₀＋VBE＋Ｖx＋ｅ
xとなる。

【００６８】したがって、ｉ₀＝（Ｅ₀＋ｅ₂−（VBE＋Ｖ
x＋ｅx））／Ｒ₀＝（Ｅ₀−（VBE＋Ｖx））／Ｒ₀＋（ｅ₂
−ｅx）／Ｒ₀＝Ｉ＋、（ｅ₂−ｅx）／Ｒ₀となる。これ
に、ｅx＝−Ａｅ₂（ｔ）を代入すると、式４が得られ
る。なお、交流信号を解析する回路においては、直流バ
イアス回路を省略して、交流分のみについて解析すれば
良い。

【００６９】さて、図７より、Ｉout＝ＩR＋ｉ（ｔ）＋
ｉ₀、ＩR＝Ｅout／Ｒ、Ｅout＝Ｅs−ｒＩout、となる。

【００７０】以上の式より、次式５が求まる。

【００７１】

【数５】

【００７２】なお、説明の便宜上、式５を２つの下線部
に分け、各々をＡ部、Ｂ部とする。

【００７３】式５のＡ部は、直流出力電圧を示し、Ｂ部
は、交流電圧ｅ₂（ｔ）を示す。

【００７４】故に、ｅ₂（ｔ）＝−Ｚ｛ｉ（ｔ）＋（１
／Ｒ₀）（１＋Ａ）ｅ₂（ｔ）｝となる。よって、ｅ
₂（ｔ）は、次式６のように求まる。

【００７５】

【数６】

【００７６】但し、Ｚ＝（ｒＲ／（ｒ＋Ｒ））である。

【００７７】ｅ₂（ｔ）とｅ₀（ｔ）との振幅比は、式
６、式１より、次式７のようになる。

【００７８】

【数７】

【００７９】以上、Ｃ、ｂ、Ｒ₀、Ｑを有して構成され
る回路を、既存の回路に追加構成することにより、負荷
電流の交流変化ｉ（ｔ）による、出力電圧の交流電圧
は、１／｛１＋（Ｚ／Ｒ₀）（１＋Ａ）｝に減少するこ
とが分かる。

【００８０】例えば、ｒ＝１（Ω）、Ｒ＝５（Ω）、Ｒ
₀＝２０（Ω）、Ａ＝６００とすれば、出力電圧の交流
電圧は、図７に示す回路構成によって、「１／２６」に
減少する。

【００８１】また、Ｒ₀と並列に、コンデンサを設けた
構成とすることにより、Ｒ₀のインピーダンスを交流的
に低くすることも可能である。

【００８２】さらに、Ｒ₀を流れる電流ｉ₀は、式４に式
６を代入することによって求められる。

【００８３】即ち、ｉ₀＝Ｉ［１−｛Ｚ（１＋Ａ）／
（Ｒ₀＋Ｚ（１＋Ａ））｝ｓｉｎωｔ］となり、今、Ｚ
（１＋Ａ）＞＞Ｒ₀とすれば、ｉ₀≒Ｉ（１−ｓｉｎω
ｔ）＝Ｉ−ｉ（ｔ）となる。従って、Ｉout≒Ｉ_R＋Ｉよ
り、Ｉoutは、直流分の電流になり、交流分の電流は非
常に少なくなる。また、直流電圧安定化回路を設けたこ
とによって、電流増加ｉ₀による平均電力損失Ｐ₀は、Ｐ
₀＝（１／Ｔ）∫ｉ₀Ｅoutｄｔ＝ＩＥoutとなる。ここ
で、Ｔは、時間周期、積分「∫」の下限は、「０」上限
は「Ｔ」である。

【００８４】次に、図７を更に詳細に記載した図８を参
照して、本実施例の回路の機能について解析する。

【００８５】図８において、直流電圧安定化回路は、抵
抗Ｒ₀、Ｒ₁、Ｒ₂、Ｒ₃、Ｒ₄、コンデンサＣ、トランジ
スタＱ、およびシャントレギュレータＵを有して構成さ
れている。そして、直流電圧安定化回路は、第１、第２
の端子によって、電圧源と負荷との間に接続されてい
る。

【００８６】また、図７に示す、増幅度Ａの反転増幅器
は、抵抗Ｒ₁〜Ｒ₄およびシャントレギュレータＵを有し
て構成されている。シャントレギュレータＵは、周知の
素子であるため詳細な説明は行なわないが、３端子を有
する増幅器として機能する。

【００８７】３端子とは、カソード、アノード、リファ
レンスの各端子であり、今、カソード端子は、抵抗Ｒ₄
の一端に接続され、アノード端子は、第２の端子に直接
接続されている。また、リファレンス端子には、コンデ
ンサを介して電圧が印加され、該電圧が、増幅されるこ
とになる。なお、増幅度は、抵抗Ｒ₂、Ｒ₄の値を所望の
値にすることによって、所望の値に設定できる。

【００８８】さて、Ｒ₀に流すバイアス電流Ｉの値を、
以下の式によって決定する。

【００８９】図８のｂ回路部より、Ｖrefは、ｅ₂（t）
の直流分であるバイアス電圧であり、一定値であるの
で、Ｅ₁＝（１＋（Ｒ₂／Ｒ₃））Ｖref、Ｉ₁＝（１／
Ｒ₁）・（Ｅout−Ｅ₁）となり、Ｒ₁＜＜Ｒ₂、Ｒ₃とすれ
ば、Ｉ₁は、殆どＲ₄を流れるので、以下の式８が成立す
る。

【００９０】

【数８】

【００９１】ここでＶBEは、トランジスタＱのベースエ
ミッタ間電圧であり、約０．６(Ｖ)である。式８におい
て、ＶBE≒０．６Ｖであることを考慮して、Ｒ₀、Ｒ₁〜
Ｒ₄の値を設定する。

【００９２】なお、出力電圧Ｅoutの交流電圧ｅ₂（ｔ）
は、図７で説明したとおりである。

【００９３】例えば、ｒ＝１（Ω）、Ｒ＝５（Ω）、Ｒ
₀＝２０（Ω）Ｚb≒（Ｒ₂Ｒ₃／（Ｒ₂＋Ｒ₃））＝１０
(ｋΩ)、Ｃ＝１０(μＦ)、さらに、Ｕの増幅度を６００
とすれば、ｉ（ｔ）の周波数ｆ＝１００Ｈｚ以上に対し
て、Ｃ＞＞１／２πｆＺ_bであるから、出力電圧ｅ
₂（ｔ）は、コンデンサＣを介して、そのままシャント
レギュレータＵに入力される。

【００９４】従って、式７より、｜ｅ₂（ｔ）／ｅ
₀（ｔ）｜＝１／｛１＋（Ｚ／Ｒ₀）（１＋Ａ）｝≒１／
26となる。

【００９５】よって、「ｆ＝１００Ｈｚ以上で、出力電
圧の交流分は、１／２６に減少する」ことが示された。

【００９６】図７に示すように、本回路では、リップル
分が、コンデンサＣを介して、反転増幅器に入力され、
反転増幅され、さらに、ＰＮＰ型トランジスタのベース
端子に印加される。その結果、トランジスタは、リップ
ル電流を通電して、電圧変動を低減する。

【００９７】なお、トランジスタＱをＮＰＮ型にして、
反転増幅器ｂを、通増の反転しない増幅器にすることに
よっても、同様の効果が得られる。

【００９８】以上の説明によれば、本発明にかかる直流
電圧安定化回路は、（特に低周波数における）負荷変動
による、出力電圧の変動を減少させる効果を有する。

【００９９】次に、他の実施例について説明する。

【０１００】一方、図９は、本発明の他の実施例である
直流電圧安定化回路を用いてリップル電圧を低減するも
のであり、直流電圧安定化回路は、抵抗Ｒ₁、Ｒ₂、
Ｒ₃、Ｒ₄、コンデンサＣ₁、Ｃ₂、Ｃ₃、ＯＰアンプ（演
算増幅器）ａ、およびバッファｂを有して構成される。
なお、抵抗Ｒ₁、Ｒ₂、コンデンサＣ₃、バッファｂは、
必ずしも必須の回路素子ではない。本直流電圧安定化回
路は、スイッチング電源と負荷（RL）との間に設けられ
ており、図に示すように、第１、第２の端子によって接
続されている。

【０１０１】本直流電圧安定化回路は、リップル分がコ
ンデンサＣ₁を介して、ＯＰアンプａの正転入力端子に
入力されて増幅され、さらに、バッファｂを介して、抵
抗Ｒ₄に、流れることによって、電圧の変動を低減す
る。

【０１０２】さて、ｉsは、スイッチング電源の出力端
Ａ'から流れるリップル電流、ｉLは、Ｂ'端から負荷ＲL
に流れるリップル電流、ｅLは、Ｂ−Ｂ'端子間のリップ
ル電圧、ｉ₀は、直流電圧安定化回路に流れるリップル
電流であり、ｉs＝ｉ₀＋ｉL、ｅL＝ｉL・ＲLとなる。

【０１０３】リップル電流の周波数をｆとした時、コン
デンサＣ₁、Ｃ₂の容量を、Ｃ₁＞＞（１／２πｆＲ₂、Ｃ
₂＞＞（１／２πｆＲ₃）なる条件を満足するように設定
すればｅ₁≒ｅLとなり、ＯＰアンプａの増幅度をＡとす
れば、ｅ₂＝Ａｅ_Lとなる。

【０１０４】さらに、バッファｂの増幅度を、Ｂ＝１と
すれば、ｅ₃＝ｅ₂＝Ａｅ_Lとなる。

【０１０５】以上より、ｅ_L＝｛Ｒ_L／（１＋（Ｒ_L／
Ｚ）Ａ）｝ｉ_Sとなる。但し、Ｚ＝Ｒ₄／（１＋ｊωＣＲ
₄）、ω＝２πｆである。

【０１０６】なお、この式が導出される過程を、若干説
明しておくことにする。

【０１０７】今、抵抗Ｒ₄、コンデンサＣ₄の並列接続回
路側を見た、インピーダンスＺは、虚数単位をjとし
て、Ｚ＝Ｒ₄／（１＋jωＲ₄Ｃ₄）である。Ｚに流れる電
流izは、ｉz＝ｅ₃／Ｚとなる。また、ｅ₃＝ｅ₂＝Ａｅ₁
かつｅ₁≒ｅLより、ｉz＝ＡｅL／Ｚとなる。このｉz
は、図９のＡ−Ａ'端子の出力リップル電流ｉ_Sにより、
Ｂ−Ｂ'端子に発生する電圧ｅL＝ＲL・ｉsによって変化
する。即ち、ｉ₀≒ｉz（ここでＡ、Ｂ等に流れる電流を
無視した）である。

【０１０８】したがって、ｉs＝ｉ₀＋ｉLであるから、
ｉs＝ＡｅL／Ｚ＋ｅL／Ｚより、ｅL＝｛Ｒ_L／（１＋
（Ｒ_L／Ｚ）Ａ）｝ｉ_Sとなるわけである。

【０１０９】このように、直流電圧安定化回路が接続さ
れていない場合は、ｉ₀＝０であるから、その時のｅL
は、ｅL＝ＲL・ｉsであるから、直流電圧安定化回路を
接続することにより、リップル電圧は「１／｛１＋（Ｒ
Ｌ／Ｚ）Ａ｝」に低減される。

【０１１０】以上説明してきた直流電圧安定化回路の基
本回路（図７）や応用回路（図８、９。図８は、基本回
路を詳細に説明したという意味で応用とした）は、交流
電圧の低減やリップル電圧の低減機能を有する。

【０１１１】図１０に示すように、スイッチング電源の
基本回路においても、コンデンサＣと抵抗Ｒの間に、図
７や図８に示す回路を設けることが可能である。

【０１１２】ここで、図１０において、ｅinは矩形波電
圧、Ｌは、インダクタンス、Ｃは、コンデンサ、Ｒは、
負荷抵抗である。

【０１１３】なお、詳細の計算は省略するが、スイッチ
ング電源においては、Ｅout＝（Ｔon／Ｔ）Ｅであり、
リップル電流Δｉ_Lは、Δｉ_L＝（Ｔon・Ｔoff／Ｔ）
（Ｅ／Ｌ）となる。ここで、Ｅは、ｅinのピーク値、Ｔ
は、所定時間であり、時間幅Ｔで、スイッチング電源
は、スイッチング動作される。Ｔonは、Ｔのうち、出力
電圧の値を決定する時間である。なお、Ｔon＋Ｔoff＝
Ｔなる関係がある。

【０１１４】このリップル電流も、本発明の直流電圧安
定化回路を設けることにより、低減することができる。

【０１１５】なお、本発明にかかる回路は、図１３に示
すように、電源ラインの正側と負側に接続して、設けれ
ば良く、既存の各種回路の所望の位置に、簡単に追加す
ることができる。

【０１１６】

【発明の効果】電圧リップル成分を低減する機能を有す
る回路を実現できる。特に、構成が簡単で既存の回路に
容易に接続可能な回路を提供できる。特に、低周波リッ
プルの低減に好敵な回路を実現できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】従来の回路の回路図である。

【図２】従来の回路の説明図である。

【図３】従来の回路の回路図である。

【図４】従来の回路の回路図である。

【図５】従来の回路の回路図である。

【図６】従来の回路の説明図である。

【図７】本発明にかかる回路の回路図である。

【図８】本発明の他の実施例の回路の回路図である。

【図９】本発明の他の実施例の回路の回路図である。

【図１０】スイッチング電源回路の回路図である。

【図１１】従来の回路を説明するための回路図である。

【図１２】本発明にかかる回路の回路図である。

【図１３】本発明にかかる回路の接続例の説明図であ
る。

【符号の説明】

１０…コンデンサ（Ｃ）、２０…反転増幅器（ｂ）、３
０…トランジスタ（Ｑ）、４０…抵抗（Ｒ₀）

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】第１の端子と、第２の端子と、前記第１の
端子と前記第２の端子との間に接続された安定化回路と
を備え、前記安定化回路は、前記第１の端子に接続されたインピ
ーダンス素子と、該インピーダンス素子に直列に接続さ
れ、電流制御端子を備えた電流制御素子と、前記第１の
端子に接続された容量素子と、該容量素子と前記電流制
御端子との間に接続された反転増幅器とを有し、さら
に、前記第２の端子に、前記電流制御素子が備える電流
出力端子を接続した、直流電圧安定化回路。
【請求項２】請求項１において、前記インピーダンス素
子は、抵抗（Ｒ0）であり、前記電流制御素子は、ベー
スを電流制御端子とするトランジスタ(Ｑ)であり、前記
容量素子は、コンデンサ（Ｃ）であり、前記反転増幅器
は、シャントレギュレータを含んで構成される、直流電
圧安定化回路。
【請求項３】第１の端子と、第２の端子と、前記第１の
端子と前記第２の端子との間に接続された安定化回路と
を備え、前記安定化回路は、正転、反転入力端子および出力端子
を備える演算増幅器と、前記第１の端子と前記正転入力
端子との間に接続された第１の容量素子と、前記出力端
子と前記反転入力端子との間に接続された第１のインピ
ーダンス素子と、前記反転入力端子と前記第２の端子と
の間に接続された第２の容量素子と、前記出力端子と前
記第２の端子との間に接続された第２のインピーダンス
素子とを有して構成される、直流電圧安定化回路。
【請求項４】請求項３において、前記第１、第２の容量
素子は、夫々、コンデンサ（Ｃ1）、コンデンサ（Ｃ2）
であり、前記第１、第２のインピーダンス素子は、夫
々、抵抗（Ｒ3）、抵抗（Ｒ4）である、直流電圧安定化
回路。
【請求項５】負荷を接続可能な端子を有するスイッチン
グ電源において、前記スイッチング電源に、直流電圧安定化回路を設け、該直流電圧安定化回路は、第１の端子および第２の端子
を備え、前記スイッチング電源の出力端子の各々に、前
記第１の端子、前記第２の端子を接続し、前記直流電圧安定化回路は、正転、反転入力端子および
出力端子を備える演算増幅器と、前記第１の端子と前記
正転入力端子との間に接続された第１の容量素子と、前
記出力端子と前記反転入力端子との間に接続された第１
のインピーダンス素子と、前記反転入力端子と前記第２
の端子との間に接続された第２の容量素子と、前記出力
端子と前記第２の端子との間に接続された第２のインピ
ーダンス素子とを有して構成される、直流電圧安定化回
路を付随したスイッチング電源。