JPH08331838A - 入力源によって供給された入力電圧から出力電圧を発生するための方法および装置 - Google Patents
入力源によって供給された入力電圧から出力電圧を発生するための方法および装置Info
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- JPH08331838A JPH08331838A JP8060875A JP6087596A JPH08331838A JP H08331838 A JPH08331838 A JP H08331838A JP 8060875 A JP8060875 A JP 8060875A JP 6087596 A JP6087596 A JP 6087596A JP H08331838 A JPH08331838 A JP H08331838A
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
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- H02M3/145—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 従来よりも低い入力電圧で、スイッチング電
源を調整された状態に留めるための改良された方法およ
び装置を提供する。 【解決手段】 入力電圧から出力電圧を発生するための
方法は、スイッチング電源のスイッチを閉じて、入力源
３０２からの電流をスイッチング電源の誘導子３１０お
よびキャパシタ３１２に流し、これによって、誘導子３
１０を通る誘導子電流を上げ、キャパシタ３１２にかか
る出力電圧を増加するステップを含む。出力電圧および
入力電流の組合せが発振器信号のオフ時間の始めで満足
のいくものならば、この方法はスイッチを開く。出力電
圧および入力電流の組合せが発振器信号のオフ時間の始
めで満足のいくものでなければ、好ましくは発振器のオ
フ時間を超えてスイッチを閉じた状態に維持して、誘導
子３１０を通る誘導子電流を上げ続け、キャパシタ３１
２にかかる出力電圧を増加し続ける。
源を調整された状態に留めるための改良された方法およ
び装置を提供する。 【解決手段】 入力電圧から出力電圧を発生するための
方法は、スイッチング電源のスイッチを閉じて、入力源
３０２からの電流をスイッチング電源の誘導子３１０お
よびキャパシタ３１２に流し、これによって、誘導子３
１０を通る誘導子電流を上げ、キャパシタ３１２にかか
る出力電圧を増加するステップを含む。出力電圧および
入力電流の組合せが発振器信号のオフ時間の始めで満足
のいくものならば、この方法はスイッチを開く。出力電
圧および入力電流の組合せが発振器信号のオフ時間の始
めで満足のいくものでなければ、好ましくは発振器のオ
フ時間を超えてスイッチを閉じた状態に維持して、誘導
子３１０を通る誘導子電流を上げ続け、キャパシタ３１
２にかかる出力電圧を増加し続ける。
Description
【０００１】
【発明の背景】この発明は、スイッチング電源に関す
る。特に、この発明は、先行技術において可能であった
よりも低い入力電圧で、スイッチング電源に調整出力電
圧を生成させるための方法および装置に関する。
る。特に、この発明は、先行技術において可能であった
よりも低い入力電圧で、スイッチング電源に調整出力電
圧を生成させるための方法および装置に関する。
【０００２】スイッチング電源（ＳＰＳ）はこの技術に
おいて既知である。スイッチング電源の典型的な用途に
は、その電圧Ｖｉｎの振幅が時間とともに減少し得る入
力源から、一定の調整出力電圧Ｖｏｕｔを発生すること
が含まれる。たとえば、電池の端子間の電位差から調整
出力電圧Ｖｏｕｔを発生して、ポータブルコンピュー
タ、ラジオ、ＣＤプレーヤなどのような電気装置を動作
させるために、スイッチング電源が用いられ得る。電気
装置が電池からのエネルギを消費するにつれて、電池に
よって供給される入力電圧Ｖｉｎは時間とともに減少す
る。したがって、スイッチング電源の役割は、定常出力
電圧を発生し続けて電気装置を動作させ続けることであ
る。
おいて既知である。スイッチング電源の典型的な用途に
は、その電圧Ｖｉｎの振幅が時間とともに減少し得る入
力源から、一定の調整出力電圧Ｖｏｕｔを発生すること
が含まれる。たとえば、電池の端子間の電位差から調整
出力電圧Ｖｏｕｔを発生して、ポータブルコンピュー
タ、ラジオ、ＣＤプレーヤなどのような電気装置を動作
させるために、スイッチング電源が用いられ得る。電気
装置が電池からのエネルギを消費するにつれて、電池に
よって供給される入力電圧Ｖｉｎは時間とともに減少す
る。したがって、スイッチング電源の役割は、定常出力
電圧を発生し続けて電気装置を動作させ続けることであ
る。
【０００３】スイッチング電源の設計において、スイッ
チング電源を調整された状態にできるだけ長く維持す
る、すなわち、入力電圧Ｖｉｎが０へと降下する際に調
整出力電圧Ｖｏｕｔをできるだけ長く発生し続けること
が課題であった。解説を容易にするために、図１は、典
型的な先行技術のスイッチング電源（ＳＰＳ）につい
て、調整出力電圧Ｖｏｕｔラインに対する入力電圧Ｖｉ
ｎラインを図示する。
チング電源を調整された状態にできるだけ長く維持す
る、すなわち、入力電圧Ｖｉｎが０へと降下する際に調
整出力電圧Ｖｏｕｔをできるだけ長く発生し続けること
が課題であった。解説を容易にするために、図１は、典
型的な先行技術のスイッチング電源（ＳＰＳ）につい
て、調整出力電圧Ｖｏｕｔラインに対する入力電圧Ｖｉ
ｎラインを図示する。
【０００４】図１の例では、Ｖｉｎが高く、たとえば７
Ｖであると、ＳＰＳは調整出力電圧Ｖｏｕｔをたとえば
５Ｖで生成する。Ｖｉｎがしきい値、たとえば５．５Ｖ
より下に降下すると、ＳＰＳはもはや調整された状態に
留まらず、もはや出力電圧Ｖｏｕｔをその調整された５
Ｖの値に維持できない。図１は典型的なＳＰＳのＶｉｎ
／Ｖｏｕｔ特性を表わすものである、というのも、典型
的なＳＰＳは、その入力電圧Ｖｉｎが調整出力電圧Ｖｏ
ｕｔの１０％内に達すると大抵調整されなくなるからで
ある。Ｖｏｕｔラインでは、ＳＰＳが調整されなくなる
点は点２００として示される。ＳＰＳが調整されなくな
る点での、入力電圧Ｖｉｎと調整出力電圧Ｖｏｕｔとの
差はドロップアウト電圧と称される。図１の例では、ド
ロップアウト電圧は０．５Ｖ（５．５Ｖ−５Ｖ）であ
る。
Ｖであると、ＳＰＳは調整出力電圧Ｖｏｕｔをたとえば
５Ｖで生成する。Ｖｉｎがしきい値、たとえば５．５Ｖ
より下に降下すると、ＳＰＳはもはや調整された状態に
留まらず、もはや出力電圧Ｖｏｕｔをその調整された５
Ｖの値に維持できない。図１は典型的なＳＰＳのＶｉｎ
／Ｖｏｕｔ特性を表わすものである、というのも、典型
的なＳＰＳは、その入力電圧Ｖｉｎが調整出力電圧Ｖｏ
ｕｔの１０％内に達すると大抵調整されなくなるからで
ある。Ｖｏｕｔラインでは、ＳＰＳが調整されなくなる
点は点２００として示される。ＳＰＳが調整されなくな
る点での、入力電圧Ｖｉｎと調整出力電圧Ｖｏｕｔとの
差はドロップアウト電圧と称される。図１の例では、ド
ロップアウト電圧は０．５Ｖ（５．５Ｖ−５Ｖ）であ
る。
【０００５】ＳＰＳが調整されなくなる点での、入力電
圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔとの差であるドロップアウ
ト電圧を減少させることによって、所望の調整出力電圧
Ｖｏｕｔをより低い入力電圧で発生させることが可能で
あるとわかっている。減少する入力電圧Ｖｉｎに応答し
て、調整出力電圧Ｖｏｕｔをより長い期間発生し続ける
能力が非常に望ましい。なぜなら、ＳＰＳが調整された
状態に長く留まれば留まるほど、ＳＰＳおよび入力源に
エネルギを依存する電気装置は長く動作できるからであ
る。たとえば、ドロップアウト電圧の低いＳＰＳはポー
タブルコンピュータをより長い期間その電池によって動
作させ得る。
圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔとの差であるドロップアウ
ト電圧を減少させることによって、所望の調整出力電圧
Ｖｏｕｔをより低い入力電圧で発生させることが可能で
あるとわかっている。減少する入力電圧Ｖｉｎに応答し
て、調整出力電圧Ｖｏｕｔをより長い期間発生し続ける
能力が非常に望ましい。なぜなら、ＳＰＳが調整された
状態に長く留まれば留まるほど、ＳＰＳおよび入力源に
エネルギを依存する電気装置は長く動作できるからであ
る。たとえば、ドロップアウト電圧の低いＳＰＳはポー
タブルコンピュータをより長い期間その電池によって動
作させ得る。
【０００６】したがって、所望なのは、先行技術におい
て可能であったよりも低い入力電圧で、スイッチング電
源（ＳＰＳ）を調整された状態に留めるための改良され
た方法および装置である。
て可能であったよりも低い入力電圧で、スイッチング電
源（ＳＰＳ）を調整された状態に留めるための改良され
た方法および装置である。
【０００７】
【発明の概要】この発明は、スイッチング電源におい
て、電池のような入力源によって供給される入力電圧か
ら出力電圧を発生するための方法に関する。この方法
は、スイッチング電源のスイッチを閉じて、入力源から
の電流をスイッチング電源の誘導子およびキャパシタに
流し、これによって、誘導子を通る誘導子電流を上げ、
キャパシタにかかる出力電圧を増加するステップを含
む。出力電圧および誘導子電流の組合せが発振器信号の
オフ時間の始めで満足のいくものであれば、この方法は
スイッチを開く。
て、電池のような入力源によって供給される入力電圧か
ら出力電圧を発生するための方法に関する。この方法
は、スイッチング電源のスイッチを閉じて、入力源から
の電流をスイッチング電源の誘導子およびキャパシタに
流し、これによって、誘導子を通る誘導子電流を上げ、
キャパシタにかかる出力電圧を増加するステップを含
む。出力電圧および誘導子電流の組合せが発振器信号の
オフ時間の始めで満足のいくものであれば、この方法は
スイッチを開く。
【０００８】発振器信号がそのオフ時間に入るときにス
イッチを自動的に開く先行技術の方法とは違って、この
発明の方法は、出力電圧および誘導子電流の組合せが発
振器信号のオフ時間の始めで満足のいくものでなけれ
ば、好ましくは発振器信号のオフ時間を超えてスイッチ
を閉じた状態に維持して、誘導子を通る誘導子電流を上
げ続け、キャパシタにかかる出力電圧を増加し続ける。
発振器信号サイクルの持続時間よりも長い期間誘導子電
流を一定の割合で増加させることが必要になるレベルに
入力電圧が降下する場合、発振器信号のオフ時間を超え
てスイッチを閉じた状態に維持することによって、この
発明は、先行技術において可能であったよりも低い入力
電圧レベルで、スイッチング電源を調整された状態に有
利に留める。
イッチを自動的に開く先行技術の方法とは違って、この
発明の方法は、出力電圧および誘導子電流の組合せが発
振器信号のオフ時間の始めで満足のいくものでなけれ
ば、好ましくは発振器信号のオフ時間を超えてスイッチ
を閉じた状態に維持して、誘導子を通る誘導子電流を上
げ続け、キャパシタにかかる出力電圧を増加し続ける。
発振器信号サイクルの持続時間よりも長い期間誘導子電
流を一定の割合で増加させることが必要になるレベルに
入力電圧が降下する場合、発振器信号のオフ時間を超え
てスイッチを閉じた状態に維持することによって、この
発明は、先行技術において可能であったよりも低い入力
電圧レベルで、スイッチング電源を調整された状態に有
利に留める。
【０００９】この発明はまた、入力源によって供給され
る入力電圧から出力電圧を発生するための、スイッチン
グ電源における装置に関する。この発明の装置は、スイ
ッチを閉じて、入力源からの電流をスイッチング電源の
誘導子およびキャパシタに流し、これによって、誘導子
を通る誘導子電流を上げ、キャパシタにかかる出力電圧
を増加するための第１の回路を含む。この発明の装置は
また、出力電圧および誘導子電流の組合せが発振器信号
のオフ時間の始めで満足のいくものであればスイッチを
開くための第２の回路を含む。
る入力電圧から出力電圧を発生するための、スイッチン
グ電源における装置に関する。この発明の装置は、スイ
ッチを閉じて、入力源からの電流をスイッチング電源の
誘導子およびキャパシタに流し、これによって、誘導子
を通る誘導子電流を上げ、キャパシタにかかる出力電圧
を増加するための第１の回路を含む。この発明の装置は
また、出力電圧および誘導子電流の組合せが発振器信号
のオフ時間の始めで満足のいくものであればスイッチを
開くための第２の回路を含む。
【００１０】この発明の装置はさらに、出力電圧および
誘導子電流の組合せが発振器信号のオフ時間の始めで満
足のいくものでなければ、発振器信号のオフ時間を超え
てスイッチを閉じた状態に維持して、誘導子を通る誘導
子電流を上げ続け、キャパシタにかかる出力電圧を増加
し続けるための第３の回路を含む。必要であれば、スイ
ッチを閉じた状態に維持して、１発振器信号サイクルの
持続時間よりも長い期間出力電圧を増加することによっ
て、この発明の装置は、先行技術において可能であった
よりも低いドロップアウト電圧で、スイッチング電源を
調整された状態に有利に維持する。
誘導子電流の組合せが発振器信号のオフ時間の始めで満
足のいくものでなければ、発振器信号のオフ時間を超え
てスイッチを閉じた状態に維持して、誘導子を通る誘導
子電流を上げ続け、キャパシタにかかる出力電圧を増加
し続けるための第３の回路を含む。必要であれば、スイ
ッチを閉じた状態に維持して、１発振器信号サイクルの
持続時間よりも長い期間出力電圧を増加することによっ
て、この発明の装置は、先行技術において可能であった
よりも低いドロップアウト電圧で、スイッチング電源を
調整された状態に有利に維持する。
【００１１】
【詳細な説明】この発明のさらなる利点は、以下の詳細
な説明を読んで図面を参照すると明らかになるであろ
う。
な説明を読んで図面を参照すると明らかになるであろ
う。
【００１２】図２は、この発明のスイッチング電源の一
実施例について、ドロップアウト電圧が０．５Ｖから
０．２Ｖへ減少する際の、出力電圧Ｖｏｕｔラインに対
する入力電圧Ｖｉｎラインを図示する。図２に示される
ように、ドロップアウト電圧が減少すると、この発明の
ＳＰＳが調整されなくなるしきい値は調整出力電圧Ｖｏ
ｕｔの値に近づき、すなわち、図１の５．５Ｖから図２
の５．２Ｖへ移動する。言い換えれば、Ｖｉｎが５．５
Ｖに達するときに調整出力電圧Ｖｏｕｔを供給しなくな
る代わりに、この発明のＳＰＳは好ましくは、Ｖｉｎが
５．２Ｖに降下するまで所望の調整出力電圧Ｖｏｕｔを
供給し続ける。結果として、この発明のＳＰＳを用いる
電気装置はさらなる期間、たとえば、図２の例の入力電
圧Ｖｉｎが５．５Ｖから５．２Ｖへと降下するのにかか
るさらなる期間動作できる。
実施例について、ドロップアウト電圧が０．５Ｖから
０．２Ｖへ減少する際の、出力電圧Ｖｏｕｔラインに対
する入力電圧Ｖｉｎラインを図示する。図２に示される
ように、ドロップアウト電圧が減少すると、この発明の
ＳＰＳが調整されなくなるしきい値は調整出力電圧Ｖｏ
ｕｔの値に近づき、すなわち、図１の５．５Ｖから図２
の５．２Ｖへ移動する。言い換えれば、Ｖｉｎが５．５
Ｖに達するときに調整出力電圧Ｖｏｕｔを供給しなくな
る代わりに、この発明のＳＰＳは好ましくは、Ｖｉｎが
５．２Ｖに降下するまで所望の調整出力電圧Ｖｏｕｔを
供給し続ける。結果として、この発明のＳＰＳを用いる
電気装置はさらなる期間、たとえば、図２の例の入力電
圧Ｖｉｎが５．５Ｖから５．２Ｖへと降下するのにかか
るさらなる期間動作できる。
【００１３】図３は、この発明の一局面に従ったパルス
幅変調スイッチング電源（ＳＰＳ）を図示する回路図で
ある。図３のＳＰＳがパルス幅変調回路と称されるの
は、入力源からの電流の流れを制御するスイッチのデュ
ーティサイクルを変調するための回路構成要素を含むか
らである。図３のＳＰＳは先行技術のＳＰＳの局面とこ
の発明のＳＰＳの特徴との両方を検討するためにこの明
細書において用いられるが、この発明の一局面によれ
ば、この発明が制御回路構成要素および制御技術に関す
ることに留意すべきである。
幅変調スイッチング電源（ＳＰＳ）を図示する回路図で
ある。図３のＳＰＳがパルス幅変調回路と称されるの
は、入力源からの電流の流れを制御するスイッチのデュ
ーティサイクルを変調するための回路構成要素を含むか
らである。図３のＳＰＳは先行技術のＳＰＳの局面とこ
の発明のＳＰＳの特徴との両方を検討するためにこの明
細書において用いられるが、この発明の一局面によれ
ば、この発明が制御回路構成要素および制御技術に関す
ることに留意すべきである。
【００１４】次に図３を参照すると、入力源３０２が示
される。入力源３０２は、たとえば電池を表わしてもよ
い。入力源３０２はスイッチ３０４に結合され、これは
入力源３０２からの電流の流れを調整するために用いら
れる。スイッチ３０４は制御回路３０６によって制御さ
れる。図３にはスイッチ３０８も示され、これはまた、
制御回路３０６内の回路構成要素によって制御され得
る。スイッチ３０４は、入力源３０２のハイサイドに位
置するのでハイサイドスイッチと称される。これに対し
て、スイッチ３０８は、入力源３０２のローサイドに位
置するのでローサイドスイッチと称される。スイッチ３
０４および３０８を適切に開閉することによって、制御
回路３０６は誘導子３１０を通る平均電流を制御する。
される。入力源３０２は、たとえば電池を表わしてもよ
い。入力源３０２はスイッチ３０４に結合され、これは
入力源３０２からの電流の流れを調整するために用いら
れる。スイッチ３０４は制御回路３０６によって制御さ
れる。図３にはスイッチ３０８も示され、これはまた、
制御回路３０６内の回路構成要素によって制御され得
る。スイッチ３０４は、入力源３０２のハイサイドに位
置するのでハイサイドスイッチと称される。これに対し
て、スイッチ３０８は、入力源３０２のローサイドに位
置するのでローサイドスイッチと称される。スイッチ３
０４および３０８を適切に開閉することによって、制御
回路３０６は誘導子３１０を通る平均電流を制御する。
【００１５】効率を最大にするために、ハイサイドスイ
ッチ３０４およびローサイドスイッチ３０８の抵抗損が
少ないと好ましい。この発明の一実施例では、電流を接
地からノード３１４へ流すが、電流がノード３１４から
接地へと流れるのを防止するダイオードとローサイドス
イッチ３０８が置換されてもよい。ダイオードがローサ
イドスイッチ３０８の代わりに用いられる場合、ダイオ
ードを制御するための回路構成要素を含む必要はない。
図３はさらに、ハイサイドスイッチ３０４およびキャパ
シタ３１２の間に結合された誘導子３１０を示す。
ッチ３０４およびローサイドスイッチ３０８の抵抗損が
少ないと好ましい。この発明の一実施例では、電流を接
地からノード３１４へ流すが、電流がノード３１４から
接地へと流れるのを防止するダイオードとローサイドス
イッチ３０８が置換されてもよい。ダイオードがローサ
イドスイッチ３０８の代わりに用いられる場合、ダイオ
ードを制御するための回路構成要素を含む必要はない。
図３はさらに、ハイサイドスイッチ３０４およびキャパ
シタ３１２の間に結合された誘導子３１０を示す。
【００１６】動作において、ＳＰＳは、キャパシタ３１
２にかかる電圧Ｖｏｕｔを感知することによって誘導子
３１０を通る電流を調整し、ハイサイドスイッチ３０４
を適宜開閉して、定常調整出力電圧Ｖｏｕｔを維持す
る。（制御回路３０６からの制御信号に応答して）ハイ
サイドスイッチ３０４が閉じると、電流は経路３２０に
よって示される方向へ流れる。経路３２０に電流が流れ
ると、調整出力電圧Ｖｏｕｔはキャパシタ３１２で上昇
する。調整出力電圧Ｖｏｕｔが予め規定されたレベルに
上昇すると、制御回路３０６の回路構成要素はこの状態
を感知し、ハイサイドスイッチ３０４を開く指令を発
し、これによって、調整出力電圧Ｖｏｕｔを下げる。誘
導子３１０を流れる平均電流を制御するのに加えて、制
御回路３０６の制御回路構成要素は好ましくは、調整出
力電圧Ｖｏｕｔが安定するように、誘導子３１０を流れ
る平均電流を負荷３２２の平均電流と一致させる。
２にかかる電圧Ｖｏｕｔを感知することによって誘導子
３１０を通る電流を調整し、ハイサイドスイッチ３０４
を適宜開閉して、定常調整出力電圧Ｖｏｕｔを維持す
る。（制御回路３０６からの制御信号に応答して）ハイ
サイドスイッチ３０４が閉じると、電流は経路３２０に
よって示される方向へ流れる。経路３２０に電流が流れ
ると、調整出力電圧Ｖｏｕｔはキャパシタ３１２で上昇
する。調整出力電圧Ｖｏｕｔが予め規定されたレベルに
上昇すると、制御回路３０６の回路構成要素はこの状態
を感知し、ハイサイドスイッチ３０４を開く指令を発
し、これによって、調整出力電圧Ｖｏｕｔを下げる。誘
導子３１０を流れる平均電流を制御するのに加えて、制
御回路３０６の制御回路構成要素は好ましくは、調整出
力電圧Ｖｏｕｔが安定するように、誘導子３１０を流れ
る平均電流を負荷３２２の平均電流と一致させる。
【００１７】さらに、ハイサイドスイッチ３０４が閉じ
ると、誘導子３１０へ流れ込む電流と、エネルギとは以
下の等式に従ってそこへ蓄えられる。
ると、誘導子３１０へ流れ込む電流と、エネルギとは以
下の等式に従ってそこへ蓄えられる。
【００１８】誘導子におけるエネルギ （ＥL ）＝１／２Ｌ* （ＬLX）2 …（１） 誘導子での電位 （ＶL ）＝Ｌｄｉ／ｄｔ …（２） 誘導子３１０へより多くの電流を入力することが望まし
いならば、制御回路３０６はハイサイドスイッチ３０４
を閉じた状態により長い期間維持し、これによって、誘
導子３１０を通る電流をあるランプ比率でより長い期間
増加させる。ハイサイドスイッチ３０４のオン時間がそ
のオフ時間に対して増加すると、ハイサイドスイッチ３
０４のデューティサイクルも同様に増加する（デューテ
ィサイクルは、オン時間をハイサイドスイッチの１サイ
クルの周期で除算した比率だからである）。以上から明
らかであるように、ハイサイドスイッチ３０４のデュー
ティサイクルは誘導子３１０を通る電流の量を制御し、
これによって、キャパシタ３１２にかかる出力電圧Ｖｏ
ｕｔを制御する。
いならば、制御回路３０６はハイサイドスイッチ３０４
を閉じた状態により長い期間維持し、これによって、誘
導子３１０を通る電流をあるランプ比率でより長い期間
増加させる。ハイサイドスイッチ３０４のオン時間がそ
のオフ時間に対して増加すると、ハイサイドスイッチ３
０４のデューティサイクルも同様に増加する（デューテ
ィサイクルは、オン時間をハイサイドスイッチの１サイ
クルの周期で除算した比率だからである）。以上から明
らかであるように、ハイサイドスイッチ３０４のデュー
ティサイクルは誘導子３１０を通る電流の量を制御し、
これによって、キャパシタ３１２にかかる出力電圧Ｖｏ
ｕｔを制御する。
【００１９】制御回路３０６はハイサイドスイッチ３０
４を開く指令を発するとき、好ましくはほぼ同時にロー
サイドスイッチ３０８を閉じる。上述のように、キャパ
シタ３１２にかかる出力電圧Ｖｏｕｔが予め規定された
レベルに達したことを制御回路３０６の制御回路構成要
素が感知すると、ハイサイドスイッチ３０４が開かれる
だろう。ハイサイドスイッチ３０４が開くと、誘導子電
流は瞬間的には変化できないので、電流は誘導子３１０
を介して流れ続けなければならない。ローサイドスイッ
チ３０８が閉じているので、電流は誘導子３１０を介し
て経路３３０で流れ続け、これによって、キャパシタ３
１２にかかる出力電圧Ｖｏｕｔを維持し、負荷３２２に
電流を供給する。さらに付け加えると、誘導子電流ＩLX
が負荷電流、すなわち負荷３２２を通る電流を超えない
場合、電流はキャパシタ３１２によって負荷へ供給され
て、差を埋め合わせる。これに対して、誘導子電流ＩLX
が上述の負荷電流を超える場合、超過電流はキャパシタ
３１２へ供給されて、誘導子電流ＩLXが負荷電流よりも
低いときに取出された電荷を補充する。
４を開く指令を発するとき、好ましくはほぼ同時にロー
サイドスイッチ３０８を閉じる。上述のように、キャパ
シタ３１２にかかる出力電圧Ｖｏｕｔが予め規定された
レベルに達したことを制御回路３０６の制御回路構成要
素が感知すると、ハイサイドスイッチ３０４が開かれる
だろう。ハイサイドスイッチ３０４が開くと、誘導子電
流は瞬間的には変化できないので、電流は誘導子３１０
を介して流れ続けなければならない。ローサイドスイッ
チ３０８が閉じているので、電流は誘導子３１０を介し
て経路３３０で流れ続け、これによって、キャパシタ３
１２にかかる出力電圧Ｖｏｕｔを維持し、負荷３２２に
電流を供給する。さらに付け加えると、誘導子電流ＩLX
が負荷電流、すなわち負荷３２２を通る電流を超えない
場合、電流はキャパシタ３１２によって負荷へ供給され
て、差を埋め合わせる。これに対して、誘導子電流ＩLX
が上述の負荷電流を超える場合、超過電流はキャパシタ
３１２へ供給されて、誘導子電流ＩLXが負荷電流よりも
低いときに取出された電荷を補充する。
【００２０】電流が経路３３０の方向へ流れる場合、ス
イッチング電源は惰性的に動くモードにあると言われ
る。惰性的に動くモードでは、誘導子３１０に蓄えられ
たエネルギが開放されて調整出力電圧Ｖｏｕｔを維持す
る。ある時点で、誘導子３１０によって供給された電流
が減少し、Ｖｏｕｔを別の予め規定された値より下に降
下させる。この状態が感知されると、制御回路３０６内
の制御回路構成要素は、ハイサイドスイッチ３０４を再
び閉じ、かつローサイドスイッチ３０８を開く指令を発
して、経路３２０に沿って誘導子３１０へ電流を供給さ
せる。これが起こると、電流は誘導子３１０を介して一
定の割合で増加させられ、これによって、キャパシタ３
１２にかかる出力電圧Ｖｏｕｔを上げる。
イッチング電源は惰性的に動くモードにあると言われ
る。惰性的に動くモードでは、誘導子３１０に蓄えられ
たエネルギが開放されて調整出力電圧Ｖｏｕｔを維持す
る。ある時点で、誘導子３１０によって供給された電流
が減少し、Ｖｏｕｔを別の予め規定された値より下に降
下させる。この状態が感知されると、制御回路３０６内
の制御回路構成要素は、ハイサイドスイッチ３０４を再
び閉じ、かつローサイドスイッチ３０８を開く指令を発
して、経路３２０に沿って誘導子３１０へ電流を供給さ
せる。これが起こると、電流は誘導子３１０を介して一
定の割合で増加させられ、これによって、キャパシタ３
１２にかかる出力電圧Ｖｏｕｔを上げる。
【００２１】上述のように、ローサイドスイッチ３０８
がダイオードで代用され、ローサイドスイッチの制御回
路構成要素の必要をなくしてもよい。ローサイドスイッ
チ３０８をダイオードで代用させることに伴って複雑さ
が減少するが、その利点よりも、効率面の欠点が上回る
場合がある。なぜなら、ダイオードは、うまく設計され
たローサイドスイッチ３０８の抵抗損よりも典型的に大
きい順方向電位降下を大抵有するからである。
がダイオードで代用され、ローサイドスイッチの制御回
路構成要素の必要をなくしてもよい。ローサイドスイッ
チ３０８をダイオードで代用させることに伴って複雑さ
が減少するが、その利点よりも、効率面の欠点が上回る
場合がある。なぜなら、ダイオードは、うまく設計され
たローサイドスイッチ３０８の抵抗損よりも典型的に大
きい順方向電位降下を大抵有するからである。
【００２２】図４は比較および検討のために、先行技術
のハイサイドスイッチ信号（ＰＡ−ＨＳＳ）と、それに
関連した先行技術の誘導子電流（ＰＡ−ＩLX）と、この
発明のＳＰＳの一実施例のハイサイドスイッチ信号（Ｈ
ＳＳ）と、それに関連した誘導子電流（ＩLX）とを図示
する。図４の例では、先行技術のハイサイドスイッチ信
号ＰＡ−ＨＳＳは、検討を容易にするために、そのドロ
ップアウトモードにあるように示される。
のハイサイドスイッチ信号（ＰＡ−ＨＳＳ）と、それに
関連した先行技術の誘導子電流（ＰＡ−ＩLX）と、この
発明のＳＰＳの一実施例のハイサイドスイッチ信号（Ｈ
ＳＳ）と、それに関連した誘導子電流（ＩLX）とを図示
する。図４の例では、先行技術のハイサイドスイッチ信
号ＰＡ−ＨＳＳは、検討を容易にするために、そのドロ
ップアウトモードにあるように示される。
【００２３】次に図４を参照すると、スイッチング電源
に典型的に見られるタイプの発振器信号４００が示され
る。発振器信号４００は期間４０２として示されるオン
時間部分と、期間４０４として示されるオフ時間部分と
を有する。典型的に、オフ時間４０４は最小むだ時間と
称される最小の持続時間を有する。最小むだ時間は、ス
イッチング電源がその再生状態（regenerative state）
にあるとき、すなわち電流が図３のループ３３０に流れ
るときに、スイッチング電源のハイサイドスイッチ、た
とえばハイサイドスイッチ３０４がそのアナログ素子を
十分にリセットするためにオフでなければならない最短
の時間を表わす。
に典型的に見られるタイプの発振器信号４００が示され
る。発振器信号４００は期間４０２として示されるオン
時間部分と、期間４０４として示されるオフ時間部分と
を有する。典型的に、オフ時間４０４は最小むだ時間と
称される最小の持続時間を有する。最小むだ時間は、ス
イッチング電源がその再生状態（regenerative state）
にあるとき、すなわち電流が図３のループ３３０に流れ
るときに、スイッチング電源のハイサイドスイッチ、た
とえばハイサイドスイッチ３０４がそのアナログ素子を
十分にリセットするためにオフでなければならない最短
の時間を表わす。
【００２４】図４には、先行技術のハイサイドスイッチ
信号（ＰＡ−ＨＳＳ）４１０も示される。先行技術で
は、信号がＰＡ−ＨＳＳ信号４１０によって表わされる
ハイサイドスイッチは、発振器信号４００がそのオフ時
間４０４に入る前にターンオフされ得る。しかしなが
ら、先行技術のスイッチング電源は、発振器信号４００
がハイからローへと遷移する、すなわちそのオフ時間に
入るより以前にハイサイドスイッチがターンオフされる
ことを必要とする。言い換えれば、先行技術のハイサイ
ドスイッチ信号（ＰＡ−ＨＳＳ）４１０のハイからロー
への遷移は、発振器信号４００のハイからローへの端縁
４１３よりも前、またはそれとほぼ同時に起こらなくて
はならない。先行技術の制御方法論においてこのような
制限があるために、信号ＰＡ−ＨＳＳ４１０の最大デュ
ーティサイクル、すなわち、先行技術のハイサイドスイ
ッチがその１サイクルの全期間に対してオンである時間
は制限される。言い換えると、先行技術のハイサイドス
イッチにおいて、オン時間の最大持続時間は、（先行技
術の制御方法論はハイサイドスイッチサイクルを１発振
器信号サイクルに限定するので）１発振器信号サイクル
の持続時間から最小むだ時間を減じた時間である。
信号（ＰＡ−ＨＳＳ）４１０も示される。先行技術で
は、信号がＰＡ−ＨＳＳ信号４１０によって表わされる
ハイサイドスイッチは、発振器信号４００がそのオフ時
間４０４に入る前にターンオフされ得る。しかしなが
ら、先行技術のスイッチング電源は、発振器信号４００
がハイからローへと遷移する、すなわちそのオフ時間に
入るより以前にハイサイドスイッチがターンオフされる
ことを必要とする。言い換えれば、先行技術のハイサイ
ドスイッチ信号（ＰＡ−ＨＳＳ）４１０のハイからロー
への遷移は、発振器信号４００のハイからローへの端縁
４１３よりも前、またはそれとほぼ同時に起こらなくて
はならない。先行技術の制御方法論においてこのような
制限があるために、信号ＰＡ−ＨＳＳ４１０の最大デュ
ーティサイクル、すなわち、先行技術のハイサイドスイ
ッチがその１サイクルの全期間に対してオンである時間
は制限される。言い換えると、先行技術のハイサイドス
イッチにおいて、オン時間の最大持続時間は、（先行技
術の制御方法論はハイサイドスイッチサイクルを１発振
器信号サイクルに限定するので）１発振器信号サイクル
の持続時間から最小むだ時間を減じた時間である。
【００２５】先行技術のＳＰＳ制御方法論は発振器信号
のハイからローへの遷移より以前にハイサイドスイッチ
をターンオフするので、ハイサイドスイッチの最大のデ
ューティサイクルは約９０％に制限される。さらに、先
行技術におけるハイサイドスイッチのデューティサイク
ルは、ハイサイドスイッチのオフ時間が減少する場合に
のみ増加され得る（発振器周波数は固定され、先行技術
の制御方法論はハイサイドスイッチサイクルを１発振器
信号サイクルに限定するからである）。しかしながら、
先行技術のハイサイドスイッチサイクルを９０％よりも
上に上昇させようとしてハイサイドスイッチのオフ時間
が減少されると、しばしば、発振器信号サイクルの残り
の時間にスイッチング電源のアナログ素子をリセットす
るのが非常に難しくなる。たとえば、スイッチング電源
のアナログ素子を適切にリセットするためには、スイッ
チング電源は典型的に、ハイサイドスイッチがターンオ
フされる時間と、これがターンオンされて戻る時間との
間に数百ナノ秒、すなわち約３００から４００ナノ秒を
必要とする。
のハイからローへの遷移より以前にハイサイドスイッチ
をターンオフするので、ハイサイドスイッチの最大のデ
ューティサイクルは約９０％に制限される。さらに、先
行技術におけるハイサイドスイッチのデューティサイク
ルは、ハイサイドスイッチのオフ時間が減少する場合に
のみ増加され得る（発振器周波数は固定され、先行技術
の制御方法論はハイサイドスイッチサイクルを１発振器
信号サイクルに限定するからである）。しかしながら、
先行技術のハイサイドスイッチサイクルを９０％よりも
上に上昇させようとしてハイサイドスイッチのオフ時間
が減少されると、しばしば、発振器信号サイクルの残り
の時間にスイッチング電源のアナログ素子をリセットす
るのが非常に難しくなる。たとえば、スイッチング電源
のアナログ素子を適切にリセットするためには、スイッ
チング電源は典型的に、ハイサイドスイッチがターンオ
フされる時間と、これがターンオンされて戻る時間との
間に数百ナノ秒、すなわち約３００から４００ナノ秒を
必要とする。
【００２６】図４はまた、先行技術のスイッチング電源
における誘導子電流を表わす信号ＰＡ−ＩLX４２０を示
す。先行技術の信号ＰＡ−ＩLX４２０は、（先行技術の
ハイサイドスイッチ信号ＰＡ−ＨＳＳ４１０によって表
わされる）先行技術のハイサイドスイッチが開閉すると
きにそれぞれ、誘導子を通る電流の応答を表わすランプ
アップスロープ４２４およびランプダウンスロープ４２
６を有する。
における誘導子電流を表わす信号ＰＡ−ＩLX４２０を示
す。先行技術の信号ＰＡ−ＩLX４２０は、（先行技術の
ハイサイドスイッチ信号ＰＡ−ＨＳＳ４１０によって表
わされる）先行技術のハイサイドスイッチが開閉すると
きにそれぞれ、誘導子を通る電流の応答を表わすランプ
アップスロープ４２４およびランプダウンスロープ４２
６を有する。
【００２７】戻って図３を参照すると、ハイサイドスイ
ッチが閉じている間、誘導子にかかる電圧（ＶL ）は次
の等式によって表わされる。
ッチが閉じている間、誘導子にかかる電圧（ＶL ）は次
の等式によって表わされる。
【００２８】ＶL ＝Ｌ* ｄ（ＩLX）／ｄｔ…（３） ただし、ハイサイドスイッチは無視し得る抵抗損を有す
ると仮定する。
ると仮定する。
【００２９】ハイサイドスイッチが開いている間、誘導
子にかかる電圧（ＶL ）は次の等式によって表わされ
る。
子にかかる電圧（ＶL ）は次の等式によって表わされ
る。
【００３０】ＶL ＝Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ…（４） ただし、ローサイドスイッチも無視し得る抵抗損を有す
ると仮定する。
ると仮定する。
【００３１】等式（３）および（４）から、 Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ＝Ｌ* ｄ（ＩLX）／ｄｔ…（５） または、 ｄ（ＩLX）／ｄｔ＝（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ）／Ｌ…（６） 等式（６）から、ｄ（ＩLX）／ｄｔ、すなわち、ハイサ
イドスイッチが閉じているときの誘導子電流のランプア
ップスロープは（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ）に比例する。等式
（６）において、スイッチング電源が調整された状態に
ある間２つの値が固定されていることに留意されたい。
すなわち、１）調整されている出力電圧Ｖｏｕｔと、
２）スイッチング電源の設計者によって固定されている
誘導子電圧Ｌとの２つの値である。したがって、入力電
圧Ｖｉｎが調整出力電圧Ｖｏｕｔに近づくにつれて、等
式（６）の右側は０に近づく。言い換えると、ｄ
（ＩLX）／ｄｔの大きさである、誘導子ＩLXのランプア
ップスロープは、ＶｉｎがＶｏｕｔに近づくにつれて益
々平坦になる。
イドスイッチが閉じているときの誘導子電流のランプア
ップスロープは（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ）に比例する。等式
（６）において、スイッチング電源が調整された状態に
ある間２つの値が固定されていることに留意されたい。
すなわち、１）調整されている出力電圧Ｖｏｕｔと、
２）スイッチング電源の設計者によって固定されている
誘導子電圧Ｌとの２つの値である。したがって、入力電
圧Ｖｉｎが調整出力電圧Ｖｏｕｔに近づくにつれて、等
式（６）の右側は０に近づく。言い換えると、ｄ
（ＩLX）／ｄｔの大きさである、誘導子ＩLXのランプア
ップスロープは、ＶｉｎがＶｏｕｔに近づくにつれて益
々平坦になる。
【００３２】先行技術では、ドロップアウト電圧は、Ｖ
ｉｎがあるしきい値、たとえば図１の５．５Ｖより下に
降下するときに効果的に制限され、ＰＡ−ＩLX信号４２
０のスロープはもはや、先行技術の１ハイサイドスイッ
チサイクルの持続時間（上述のように、これは先行技術
では発振器信号サイクルの周期によって制限される）に
わたって、満足のいく出力電圧Ｖｏｕｔを維持できる平
均電流をもたらすほど急勾配ではない。
ｉｎがあるしきい値、たとえば図１の５．５Ｖより下に
降下するときに効果的に制限され、ＰＡ−ＩLX信号４２
０のスロープはもはや、先行技術の１ハイサイドスイッ
チサイクルの持続時間（上述のように、これは先行技術
では発振器信号サイクルの周期によって制限される）に
わたって、満足のいく出力電圧Ｖｏｕｔを維持できる平
均電流をもたらすほど急勾配ではない。
【００３３】ハイサイドスイッチのデューティサイクル
は、いかに長く、したがっていかに多くの電流をスイッ
チング電源の誘導子、たとえば誘導子３１０へ入力でき
るかに直接関わっているので、先行技術のハイサイドス
イッチのデューティサイクルが制限されているという事
実のために、先行技術のスイッチング電源がその誘導子
へ１ハイサイドスイッチサイクルにわたって供給できる
電流の量が必然的に制限される。これに付随して、減少
するＶｉｎに応答して、先行技術のＳＰＳが調整された
状態に留まる能力も制限される。たとえば、ハイサイド
スイッチが１発振器信号サイクルよりも長くオンに留ま
って、誘導子電流を一定の割合で十分に増加させ、かつ
所望の調整出力電圧Ｖｏｕｔを維持することが必要であ
る点に入力電圧Ｖｉｎが降下するとき、典型的に、先行
技術のスイッチング電源はこれを容易にはできず、結果
として調整されなくなる。
は、いかに長く、したがっていかに多くの電流をスイッ
チング電源の誘導子、たとえば誘導子３１０へ入力でき
るかに直接関わっているので、先行技術のハイサイドス
イッチのデューティサイクルが制限されているという事
実のために、先行技術のスイッチング電源がその誘導子
へ１ハイサイドスイッチサイクルにわたって供給できる
電流の量が必然的に制限される。これに付随して、減少
するＶｉｎに応答して、先行技術のＳＰＳが調整された
状態に留まる能力も制限される。たとえば、ハイサイド
スイッチが１発振器信号サイクルよりも長くオンに留ま
って、誘導子電流を一定の割合で十分に増加させ、かつ
所望の調整出力電圧Ｖｏｕｔを維持することが必要であ
る点に入力電圧Ｖｉｎが降下するとき、典型的に、先行
技術のスイッチング電源はこれを容易にはできず、結果
として調整されなくなる。
【００３４】誘導子電流信号のランプダウンスロープは
Ｖｉｎの値にかかわらず一定のスロープを有することに
留意されたい。これは、ハイサイドスイッチがオフであ
る間、ローサイドスイッチ、たとえば図３のローサイド
スイッチ３０８は閉じ、これによって、誘導子３１０の
一方端を接地に短絡させ、電流を図３の経路３３０の方
向に流すからである。したがって、誘導子３１０にかか
る電圧はキャパシタ３１２にかかる電圧の逆である（た
だし、ローサイドスイッチでの抵抗損が非常に少ないと
仮定する）。
Ｖｉｎの値にかかわらず一定のスロープを有することに
留意されたい。これは、ハイサイドスイッチがオフであ
る間、ローサイドスイッチ、たとえば図３のローサイド
スイッチ３０８は閉じ、これによって、誘導子３１０の
一方端を接地に短絡させ、電流を図３の経路３３０の方
向に流すからである。したがって、誘導子３１０にかか
る電圧はキャパシタ３１２にかかる電圧の逆である（た
だし、ローサイドスイッチでの抵抗損が非常に少ないと
仮定する）。
【００３５】ＶL ＝−Ｖｏｕｔ…（７） ＶL ＝Ｌ* ｄ（ＩLX）／ｄｔなので、等式（７）から以
下のようになる。
下のようになる。
【００３６】Ｖｏｕｔ＝−Ｌ* ｄ（ＩLX）ｄｔ…（８） したがって、 ｄ（ＩLX）／ｄｔ＝−Ｖｏｕｔ／Ｌ…（９） 再び、調整出力電圧Ｖｏｕｔはスイッチング電源が調整
された状態にある間では固定した値であり、誘導子Ｌの
値はスイッチング電源の設計によって固定されているこ
とに留意すべきである。したがって、スイッチング電源
が調整された状態に留まる限り、ランプダウンスロープ
は一定の量に比例したスロープを有する。
された状態にある間では固定した値であり、誘導子Ｌの
値はスイッチング電源の設計によって固定されているこ
とに留意すべきである。したがって、スイッチング電源
が調整された状態に留まる限り、ランプダウンスロープ
は一定の量に比例したスロープを有する。
【００３７】スイッチング電源の再生状態の間（すなわ
ち、ハイサイドスイッチ３０４が開き、電流が経路３３
０に流れるとき）に誘導子電流が減少するので、所望の
出力電圧Ｖｏｕｔを維持するのに足りる平均誘導子電流
を維持するためにハイサイドスイッチが閉じるとき、誘
導子電流はある量だけ一定の割合で増加する必要があ
る。均衡状態では、この平均電流は負荷電流と等しいは
ずである。なぜなら、正味電流がハイサイドスイッチの
サイクルにかけて誘導子、たとえば誘導子３１２へ流込
むはずがないからである。
ち、ハイサイドスイッチ３０４が開き、電流が経路３３
０に流れるとき）に誘導子電流が減少するので、所望の
出力電圧Ｖｏｕｔを維持するのに足りる平均誘導子電流
を維持するためにハイサイドスイッチが閉じるとき、誘
導子電流はある量だけ一定の割合で増加する必要があ
る。均衡状態では、この平均電流は負荷電流と等しいは
ずである。なぜなら、正味電流がハイサイドスイッチの
サイクルにかけて誘導子、たとえば誘導子３１２へ流込
むはずがないからである。
【００３８】この発明の一局面に従って、制御回路３０
６内の論理が好ましくは、必要ならば、１発振器信号サ
イクルよりも長い期間ハイサイドスイッチ３０４を閉じ
た状態に維持する。言い換えれば、この発明は、必要な
らば、１発振器信号サイクルの持続時間よりも長い期間
にわたって、誘導子を通る電流を一定の割合で増加させ
る。入力電圧Ｖｉｎが十分高い場合、ハイサイドスイッ
チは先行技術における場合と同様にどの発振器信号サイ
クルでもターンオフする。しかしながら、入力電圧Ｖｉ
ｎが調整出力電圧Ｖｏｕｔに近づき、誘導子電流ＩLXラ
インのランプアップスロープがあまり急ではなくなる場
合、この発明のスイッチング電源は有利により長い期間
ハイサイドスイッチをオンに留めて、所望の調整出力電
圧Ｖｏｕｔを維持するのに十分なレベルまで誘導子電流
を一定の割合で確実に増加させる。
６内の論理が好ましくは、必要ならば、１発振器信号サ
イクルよりも長い期間ハイサイドスイッチ３０４を閉じ
た状態に維持する。言い換えれば、この発明は、必要な
らば、１発振器信号サイクルの持続時間よりも長い期間
にわたって、誘導子を通る電流を一定の割合で増加させ
る。入力電圧Ｖｉｎが十分高い場合、ハイサイドスイッ
チは先行技術における場合と同様にどの発振器信号サイ
クルでもターンオフする。しかしながら、入力電圧Ｖｉ
ｎが調整出力電圧Ｖｏｕｔに近づき、誘導子電流ＩLXラ
インのランプアップスロープがあまり急ではなくなる場
合、この発明のスイッチング電源は有利により長い期間
ハイサイドスイッチをオンに留めて、所望の調整出力電
圧Ｖｏｕｔを維持するのに十分なレベルまで誘導子電流
を一定の割合で確実に増加させる。
【００３９】この発明のこの局面に従って、この発明の
スイッチ制御技術は好ましくは発振器のオフ時間、たと
えば図４のオフ時間期間４０４を飛ばして、発振器信号
のサイクル周期よりも長い持続時間にかけてハイサイド
スイッチを閉じた状態に留める。一実施例では、ハイサ
イドスイッチのデューティサイクルを先行技術の最大値
より上に増加させることが、所望の調整出力電圧Ｖｏｕ
ｔを維持するために必要である点に入力電圧Ｖｉｎが降
下したことを、制御回路３０６が入力電圧監視回路によ
って知らされると、この発明のスイッチング電源は発振
器信号のオフ時間を飛ばす。
スイッチ制御技術は好ましくは発振器のオフ時間、たと
えば図４のオフ時間期間４０４を飛ばして、発振器信号
のサイクル周期よりも長い持続時間にかけてハイサイド
スイッチを閉じた状態に留める。一実施例では、ハイサ
イドスイッチのデューティサイクルを先行技術の最大値
より上に増加させることが、所望の調整出力電圧Ｖｏｕ
ｔを維持するために必要である点に入力電圧Ｖｉｎが降
下したことを、制御回路３０６が入力電圧監視回路によ
って知らされると、この発明のスイッチング電源は発振
器信号のオフ時間を飛ばす。
【００４０】発振器のオフ時間を飛ばすことによって、
この発明は有利にハイサイドスイッチのデューティサイ
クルを増加させ、同時に、スイッチング電源のアナログ
素子をリセットするのに足りる、ハイサイドスイッチの
最小オフ時間を維持する。比較すると、先行技術のハイ
サイドスイッチサイクルは１発振器信号サイクル内に制
限されており、所望の調整電圧Ｖｏｕｔが維持されるべ
き場合に、１発振器信号サイクル周期よりも長くハイサ
イドスイッチがオンに留まることが必要な点に入力電圧
Ｖｉｎが一旦降下すると、ハイサイドスイッチのデュー
ティサイクルを延ばす方法を有さない。さらに、所望の
調整出力電圧Ｖｏｕｔを維持するのに必要な程度にだけ
オフ時間が飛ばされることが好ましい。言い換えれば、
ハイサイドスイッチのオン時間は、段階的に、すなわち
１回に発振器信号サイクルの１オフ時間を飛ばすことに
よって延ばされる。
この発明は有利にハイサイドスイッチのデューティサイ
クルを増加させ、同時に、スイッチング電源のアナログ
素子をリセットするのに足りる、ハイサイドスイッチの
最小オフ時間を維持する。比較すると、先行技術のハイ
サイドスイッチサイクルは１発振器信号サイクル内に制
限されており、所望の調整電圧Ｖｏｕｔが維持されるべ
き場合に、１発振器信号サイクル周期よりも長くハイサ
イドスイッチがオンに留まることが必要な点に入力電圧
Ｖｉｎが一旦降下すると、ハイサイドスイッチのデュー
ティサイクルを延ばす方法を有さない。さらに、所望の
調整出力電圧Ｖｏｕｔを維持するのに必要な程度にだけ
オフ時間が飛ばされることが好ましい。言い換えれば、
ハイサイドスイッチのオン時間は、段階的に、すなわち
１回に発振器信号サイクルの１オフ時間を飛ばすことに
よって延ばされる。
【００４１】上記の内容をさらに図示するために、この
発明の一実施例に従ったハイサイドスイッチ信号４４０
が図４に示される。たとえば、誘導子電流を一定の割合
で十分に増加し、所望の調整電圧Ｖｏｕｔを維持するた
めに、１発振器信号サイクル周期よりも長くハイサイド
スイッチがオンに留まる必要がある点に入力電圧Ｖｉｎ
（図示せず）が降下した場合、ハイサイドスイッチ信号
４４０が立上がり端縁４４２および立下がり端縁４４４
の間に２発振器オフ時間を飛ばした様子で示される。さ
らに、誘導子電流を一定の割合で十分に増加し、所望の
調整電圧Ｖｏｕｔを維持するために、２発振器信号サイ
クル周期よりも長くハイサイドスイッチをオンに留める
必要がある点に入力電圧Ｖｉｎが降下した場合、ハイサ
イドスイッチ信号４４０が立上がり端縁４４６および立
下がり端縁４４８の間に３発振器オフ時間を飛ばした様
子で示される。
発明の一実施例に従ったハイサイドスイッチ信号４４０
が図４に示される。たとえば、誘導子電流を一定の割合
で十分に増加し、所望の調整電圧Ｖｏｕｔを維持するた
めに、１発振器信号サイクル周期よりも長くハイサイド
スイッチがオンに留まる必要がある点に入力電圧Ｖｉｎ
（図示せず）が降下した場合、ハイサイドスイッチ信号
４４０が立上がり端縁４４２および立下がり端縁４４４
の間に２発振器オフ時間を飛ばした様子で示される。さ
らに、誘導子電流を一定の割合で十分に増加し、所望の
調整電圧Ｖｏｕｔを維持するために、２発振器信号サイ
クル周期よりも長くハイサイドスイッチをオンに留める
必要がある点に入力電圧Ｖｉｎが降下した場合、ハイサ
イドスイッチ信号４４０が立上がり端縁４４６および立
下がり端縁４４８の間に３発振器オフ時間を飛ばした様
子で示される。
【００４２】上述のように、誘導子電流ＩLXのランプア
ップスロープはＶｉｎ−Ｖｏｕｔが０に近づくにつれて
ますます平坦になる。この発明のスイッチング電源は好
ましくは、ＩLXのランプアップスロープ（スロープ４５
０）の振幅がＩLXのランプダウンスロープ（スロープ４
５２）の振幅と等しいように、ハイサイドスイッチのデ
ューティサイクルを入力電圧Ｖｉｎと一致させ、これに
よって、負荷へ流込む電流の量を平衡状態に維持する。
たとえば、Ｖｉｎが９Ｖと等しいならば、ＩLXのスロー
プ４５０は著しく急であり、より早い時点で比較的一定
のランプダウンスロープ４５２と交わるであろう。この
場合、ＶｉｎがＶｏｕｔに近づき、すなわち約Ｖｉｎ＝
６Ｖであり、ランプアップスロープ４５０はあまり急で
はなく、ランプアップスロープ４５０がランプダウンス
ロープ４５２と交差する前により長いランプアップ時
間、すなわちより高いハイサイドスイッチデューティサ
イクルを必要とする場合よりも、この発明のハイサイド
スイッチのデューティサイクルは早く終わり得る。
ップスロープはＶｉｎ−Ｖｏｕｔが０に近づくにつれて
ますます平坦になる。この発明のスイッチング電源は好
ましくは、ＩLXのランプアップスロープ（スロープ４５
０）の振幅がＩLXのランプダウンスロープ（スロープ４
５２）の振幅と等しいように、ハイサイドスイッチのデ
ューティサイクルを入力電圧Ｖｉｎと一致させ、これに
よって、負荷へ流込む電流の量を平衡状態に維持する。
たとえば、Ｖｉｎが９Ｖと等しいならば、ＩLXのスロー
プ４５０は著しく急であり、より早い時点で比較的一定
のランプダウンスロープ４５２と交わるであろう。この
場合、ＶｉｎがＶｏｕｔに近づき、すなわち約Ｖｉｎ＝
６Ｖであり、ランプアップスロープ４５０はあまり急で
はなく、ランプアップスロープ４５０がランプダウンス
ロープ４５２と交差する前により長いランプアップ時
間、すなわちより高いハイサイドスイッチデューティサ
イクルを必要とする場合よりも、この発明のハイサイド
スイッチのデューティサイクルは早く終わり得る。
【００４３】発振器信号４００から発生した、好ましく
は三角信号であるスロープコンポジット（ＳＣ）信号が
図４に与えられる。さらに、ＳＣ信号および発振器信号
４００は典型的に同じ周波数を有する。しかしながら、
一実施例では、スロープコンポジットＳＣ信号は三角信
号である必要はなく、代わりに、０でさえもあり得るレ
ベル信号であってもよい。図４はコンポジット信号４６
２をさらに示す。一実施例では、コンポジット信号４６
２は、誤差信号と誘導子電流ＩLXに対応する電圧の鏡像
との和を表わす。誤差信号は、固定された電位レベルで
ある基準電圧とキャパシタ３１２にかかる出力電圧Ｖｏ
ｕｔとの間の差、すなわちＶｏｕｔ−Ｖｒｅｆと等し
い。誘導子電流ＩLXに対応する電圧の鏡像は、ＩLXの強
さを示すために、たとえば小さい抵抗器において取出さ
れた電圧、すなわちＩLX * Ｒを表わし得る。
は三角信号であるスロープコンポジット（ＳＣ）信号が
図４に与えられる。さらに、ＳＣ信号および発振器信号
４００は典型的に同じ周波数を有する。しかしながら、
一実施例では、スロープコンポジットＳＣ信号は三角信
号である必要はなく、代わりに、０でさえもあり得るレ
ベル信号であってもよい。図４はコンポジット信号４６
２をさらに示す。一実施例では、コンポジット信号４６
２は、誤差信号と誘導子電流ＩLXに対応する電圧の鏡像
との和を表わす。誤差信号は、固定された電位レベルで
ある基準電圧とキャパシタ３１２にかかる出力電圧Ｖｏ
ｕｔとの間の差、すなわちＶｏｕｔ−Ｖｒｅｆと等し
い。誘導子電流ＩLXに対応する電圧の鏡像は、ＩLXの強
さを示すために、たとえば小さい抵抗器において取出さ
れた電圧、すなわちＩLX * Ｒを表わし得る。
【００４４】コンポジット信号４６２がたとえばポイン
ト４６４でスロープコンポジットＳＣ信号と等しいと
き、ＡＭＰ信号はハイになる。誘導子電流ＩLXが上昇す
るか、または誤差信号が減少するとき、たとえばＶｏｕ
ｔがＶｒｅｆに近いときに、（（Ｖｏｕｔ−Ｖｒｅｆ）
−ＩLX * Ｒ））の値すなわちコンポジット信号４６２は
より低い値を有する。したがって、コンポジット信号４
６２は発振器サイクルにおいてより早くスロープコンポ
ジットＳＣと交差し、これによって、ＡＭＰ信号をより
速やかにアサートさせて、ハイサイドスイッチのオン状
態を発振器サイクルにおいてより早く終結させ、ハイサ
イドスイッチのデューティサイクルを低下させる。逆
に、誘導子電流ＩLXが低下するか、または誤差信号が増
加するとき、たとえばＶｏｕｔがＶｒｅｆから遠く離れ
ているときに、（（Ｖｏｕｔ−Ｖｒｅｆ）−Ｉ
LX * Ｒ））の値すなわちコンポジット信号４６２はより
高い値を有する。したがって、コンポジット信号４６２
は発振器サイクルにおいてより遅くスロープコンポジッ
トＳＣと交差し、これによって、ＡＭＰ信号をより遅く
アサートさせて、ハイサイドスイッチのオン状態を発振
器サイクルにおいてより遅く終結させ、ハイサイドスイ
ッチのデューティサイクルを増加させる。
ト４６４でスロープコンポジットＳＣ信号と等しいと
き、ＡＭＰ信号はハイになる。誘導子電流ＩLXが上昇す
るか、または誤差信号が減少するとき、たとえばＶｏｕ
ｔがＶｒｅｆに近いときに、（（Ｖｏｕｔ−Ｖｒｅｆ）
−ＩLX * Ｒ））の値すなわちコンポジット信号４６２は
より低い値を有する。したがって、コンポジット信号４
６２は発振器サイクルにおいてより早くスロープコンポ
ジットＳＣと交差し、これによって、ＡＭＰ信号をより
速やかにアサートさせて、ハイサイドスイッチのオン状
態を発振器サイクルにおいてより早く終結させ、ハイサ
イドスイッチのデューティサイクルを低下させる。逆
に、誘導子電流ＩLXが低下するか、または誤差信号が増
加するとき、たとえばＶｏｕｔがＶｒｅｆから遠く離れ
ているときに、（（Ｖｏｕｔ−Ｖｒｅｆ）−Ｉ
LX * Ｒ））の値すなわちコンポジット信号４６２はより
高い値を有する。したがって、コンポジット信号４６２
は発振器サイクルにおいてより遅くスロープコンポジッ
トＳＣと交差し、これによって、ＡＭＰ信号をより遅く
アサートさせて、ハイサイドスイッチのオン状態を発振
器サイクルにおいてより遅く終結させ、ハイサイドスイ
ッチのデューティサイクルを増加させる。
【００４５】図５は、先行技術のＳＰＳにおけるハイサ
イドスイッチおよびローサイドスイッチをともに制御す
るための先行技術の制御状態図を図示するフローチャー
トである。図５では、ハイサイドスイッチおよびローサ
イドスイッチがともにオフである状態５０２（ＨＬ Ｏ
ＦＦ）が示される。図３に対応して、ハイサイドスイッ
チ３０４およびローサイドスイッチ３０８は状態５０２
（ＨＬ ＯＦＦ）においてともに開いており、電流は経
路３４０の方向に流れる。
イドスイッチおよびローサイドスイッチをともに制御す
るための先行技術の制御状態図を図示するフローチャー
トである。図５では、ハイサイドスイッチおよびローサ
イドスイッチがともにオフである状態５０２（ＨＬ Ｏ
ＦＦ）が示される。図３に対応して、ハイサイドスイッ
チ３０４およびローサイドスイッチ３０８は状態５０２
（ＨＬ ＯＦＦ）においてともに開いており、電流は経
路３４０の方向に流れる。
【００４６】電流がＨＬ ＯＦＦ状態５０２において経
路３４０の方向に流れると、誘導子３１０は電流ループ
から取除かれる。この場合、電流はキャパシタ３１２に
よって負荷へ供給され続ける。蓄えられたエネルギがキ
ャパシタ３１２から引出されるにつれて、キャパシタ３
１２にかかる出力電圧Ｖｏｕｔは降下する。
路３４０の方向に流れると、誘導子３１０は電流ループ
から取除かれる。この場合、電流はキャパシタ３１２に
よって負荷へ供給され続ける。蓄えられたエネルギがキ
ャパシタ３１２から引出されるにつれて、キャパシタ３
１２にかかる出力電圧Ｖｏｕｔは降下する。
【００４７】ＡＭＰ信号がローになり、キャパシタ３１
２にかかる出力電圧Ｖｏｕｔが満足のいくものでないこ
とを示すと、ハイサイドスイッチは発振器信号のローか
らハイへの遷移時にターンオンされる。上述のように、
ハイサイドスイッチ、たとえば図３のハイサイドスイッ
チ３０４がオンであると、電流は経路３２０に沿って誘
導子３１０およびキャパシタ３１２へ流込む。ハイサイ
ドスイッチのオン状態は状態５０４（Ｈ ＯＮ）によっ
て図５に示される。図４を参照して、先行技術のハイサ
イドスイッチのターンオンはローからハイへの遷移端縁
４７０によって示され、これは発振器信号４００の立上
がり端縁４７２とほぼ一致する。
２にかかる出力電圧Ｖｏｕｔが満足のいくものでないこ
とを示すと、ハイサイドスイッチは発振器信号のローか
らハイへの遷移時にターンオンされる。上述のように、
ハイサイドスイッチ、たとえば図３のハイサイドスイッ
チ３０４がオンであると、電流は経路３２０に沿って誘
導子３１０およびキャパシタ３１２へ流込む。ハイサイ
ドスイッチのオン状態は状態５０４（Ｈ ＯＮ）によっ
て図５に示される。図４を参照して、先行技術のハイサ
イドスイッチのターンオンはローからハイへの遷移端縁
４７０によって示され、これは発振器信号４００の立上
がり端縁４７２とほぼ一致する。
【００４８】ハイサイドスイッチは、３つの事態のうち
の１つが起こるまで先行技術の状態５０４（Ｈ ＯＮ）
においてオンに留まる。第１に、ＡＭＰ信号がハイにな
る。この場合、ハイサイドスイッチはターンオフされて
ローサイドスイッチはターンオンされ、先行技術のスイ
ッチング電源をその再生状態へ入れる。
の１つが起こるまで先行技術の状態５０４（Ｈ ＯＮ）
においてオンに留まる。第１に、ＡＭＰ信号がハイにな
る。この場合、ハイサイドスイッチはターンオフされて
ローサイドスイッチはターンオンされ、先行技術のスイ
ッチング電源をその再生状態へ入れる。
【００４９】第２に、信号ＱＭＡＸがハイになると状態
５０４（Ｈ ＯＮ）から出て、高電流限界条件が感知さ
れたことが示される。高電流限界条件は、誘導子電流が
予め規定された高電流限界値を超えるときに存在する。
この場合、ハイサイドスイッチもターンオフされて、ス
イッチング電源、および／またはスイッチング電源に接
続される装置への起こり得る損傷を防ぐ。
５０４（Ｈ ＯＮ）から出て、高電流限界条件が感知さ
れたことが示される。高電流限界条件は、誘導子電流が
予め規定された高電流限界値を超えるときに存在する。
この場合、ハイサイドスイッチもターンオフされて、ス
イッチング電源、および／またはスイッチング電源に接
続される装置への起こり得る損傷を防ぐ。
【００５０】高電流限界条件は、誘導子と直列に接続さ
れた小さい抵抗器（図３に示さず）で感知され得る。一
実施例では、図４と関連して検討された誘導子電流ＩLX
の強さを測定するために用いられる同じ抵抗器が、高電
流限界条件を感知するために用いられ得る。次に、比較
器がこの抵抗器を通る電流を感知し、この抵抗器で感知
された電流が予め規定された値よりも大きければ信号Ｑ
ＭＡＸを発生する。代わりに、比較器がこの抵抗器にか
かる電圧を基準電圧と比較することによって高電流限界
条件を感知してもよい。ハイサイドスイッチ自体の抵抗
を用いて電位差を発生し、次にこれを基準電圧と比較し
て、ハイサイドスイッチが閉じているときの高電流限界
条件を確かめるのに使用できることもわかっている。変
圧器などを用いることを含めて、高電流限界条件を検出
するための他の方法もこの技術において既知である。信
号ＱＭＡＸをハイにし、ハイサイドスイッチをターンオ
フさせる高電流限界は、好ましくは負荷に供給されるべ
き電流よりも大きくなければならないことに留意された
い。第３に、発振器信号がローになると状態５０４（Ｈ
ＯＮ）から出る。ＡＭＰ信号にかかわらず、発振器信
号がハイからローへと遷移すると、先行技術のＳＰＳが
ハイサイドスイッチをターンオフすることに留意された
い。発振器信号がローになるときにハイサイドスイッチ
をターンオフするのは、先行技術のＳＰＳがハイサイド
スイッチをターンオンするとき、発振器信号の次のロー
からハイへの遷移の前に、ハイサイドスイッチが最短期
間オフであることを確実にする、先行技術の方法であ
る。図５に関連して、発振器信号がハイからローへと遷
移すると、先行技術のスイッチング電源は５０４（Ｈ
ＯＮ）から５０６（Ｌ ＯＮ）へと状態を切換える。
れた小さい抵抗器（図３に示さず）で感知され得る。一
実施例では、図４と関連して検討された誘導子電流ＩLX
の強さを測定するために用いられる同じ抵抗器が、高電
流限界条件を感知するために用いられ得る。次に、比較
器がこの抵抗器を通る電流を感知し、この抵抗器で感知
された電流が予め規定された値よりも大きければ信号Ｑ
ＭＡＸを発生する。代わりに、比較器がこの抵抗器にか
かる電圧を基準電圧と比較することによって高電流限界
条件を感知してもよい。ハイサイドスイッチ自体の抵抗
を用いて電位差を発生し、次にこれを基準電圧と比較し
て、ハイサイドスイッチが閉じているときの高電流限界
条件を確かめるのに使用できることもわかっている。変
圧器などを用いることを含めて、高電流限界条件を検出
するための他の方法もこの技術において既知である。信
号ＱＭＡＸをハイにし、ハイサイドスイッチをターンオ
フさせる高電流限界は、好ましくは負荷に供給されるべ
き電流よりも大きくなければならないことに留意された
い。第３に、発振器信号がローになると状態５０４（Ｈ
ＯＮ）から出る。ＡＭＰ信号にかかわらず、発振器信
号がハイからローへと遷移すると、先行技術のＳＰＳが
ハイサイドスイッチをターンオフすることに留意された
い。発振器信号がローになるときにハイサイドスイッチ
をターンオフするのは、先行技術のＳＰＳがハイサイド
スイッチをターンオンするとき、発振器信号の次のロー
からハイへの遷移の前に、ハイサイドスイッチが最短期
間オフであることを確実にする、先行技術の方法であ
る。図５に関連して、発振器信号がハイからローへと遷
移すると、先行技術のスイッチング電源は５０４（Ｈ
ＯＮ）から５０６（Ｌ ＯＮ）へと状態を切換える。
【００５１】先行技術のハイサイドスイッチが再びター
ンオンされるのは、ＡＭＰ信号がローになり、発振器信
号がローからハイへと遷移するときである。これが起こ
ると、状態５０６（Ｌ ＯＮ）から出て、先行技術の方
法は状態５０４（Ｈ ＯＮ）へ戻る。発振器信号がハイ
になったすぐ後にＡＭＰ信号がローになるならば、先行
技術のＳＰＳはそのハイサイドスイッチをターンオンす
ることを延期しなければならない。これは、先行技術の
ＳＰＳのハイサイドスイッチが、状態５０６（Ｌ Ｏ
Ｎ）からハイになるのは、発振器信号がローからハイへ
と遷移し、かつＡＭＰ信号がローであるときのみだから
である。
ンオンされるのは、ＡＭＰ信号がローになり、発振器信
号がローからハイへと遷移するときである。これが起こ
ると、状態５０６（Ｌ ＯＮ）から出て、先行技術の方
法は状態５０４（Ｈ ＯＮ）へ戻る。発振器信号がハイ
になったすぐ後にＡＭＰ信号がローになるならば、先行
技術のＳＰＳはそのハイサイドスイッチをターンオンす
ることを延期しなければならない。これは、先行技術の
ＳＰＳのハイサイドスイッチが、状態５０６（Ｌ Ｏ
Ｎ）からハイになるのは、発振器信号がローからハイへ
と遷移し、かつＡＭＰ信号がローであるときのみだから
である。
【００５２】誘導子電流が０になるときにもまた状態５
０６（Ｌ ＯＮ）から出る。これが起こると、ゼロ交差
（Ｚｘ）条件が検出される。一実施例では、誘導子３１
０と直列に接続された抵抗器（図３に示さず）での電圧
降下を検出することによって、ゼロ交差条件が検出され
る。代わりに、ローサイドスイッチが閉じているときに
ローサイドスイッチ自体での電圧降下を検出することに
よって、ゼロ交差条件が確かめられてもよい。
０６（Ｌ ＯＮ）から出る。これが起こると、ゼロ交差
（Ｚｘ）条件が検出される。一実施例では、誘導子３１
０と直列に接続された抵抗器（図３に示さず）での電圧
降下を検出することによって、ゼロ交差条件が検出され
る。代わりに、ローサイドスイッチが閉じているときに
ローサイドスイッチ自体での電圧降下を検出することに
よって、ゼロ交差条件が確かめられてもよい。
【００５３】ゼロ交差条件が検出されると、先行技術の
スイッチング電源は状態５０６（ＬＯＮ）から状態５０
２（ＨＬ ＯＦＦ）へ戻り、ハイサイドスイッチおよび
ローサイドスイッチの両方がターンオフされる。ゼロ交
差条件の検出に基づいて、状態５０２（ＨＬ ＯＦＦ）
においてローサイドスイッチおよびハイサイドスイッチ
の両方をターンオフすることで、不所望に負荷から電流
を流出させ得る、誘導子電流の逆流が回避される。
スイッチング電源は状態５０６（ＬＯＮ）から状態５０
２（ＨＬ ＯＦＦ）へ戻り、ハイサイドスイッチおよび
ローサイドスイッチの両方がターンオフされる。ゼロ交
差条件の検出に基づいて、状態５０２（ＨＬ ＯＦＦ）
においてローサイドスイッチおよびハイサイドスイッチ
の両方をターンオフすることで、不所望に負荷から電流
を流出させ得る、誘導子電流の逆流が回避される。
【００５４】図６は、この発明の１局面に従った、この
発明の制御技術を図示する状態図である。この発明の制
御技術を図示する制御図は、ＣＭＯＳ論理、標準ディジ
タル論理、または、ゲートアレイ、ＰＬＡ／ＰＡＬ、Ｆ
ＰＧＡなどのような何らかのタイプのプログラマブルロ
ジックを用いて実施され得る。図６には、再びハイサイ
ドスイッチおよびローサイドスイッチがある。これらの
うちの一方がオンであると、他方は好ましくはオフであ
る。状態６００（ＨＬ ＯＦＦ）は、ハイサイドスイッ
チおよびローサイドスイッチの両方がオフである状況を
表わす。図５に関連してこれまでに検討されたように、
ハイサイドスイッチおよびローサイドスイッチの両方が
オフであると、エネルギは図３のキャパシタ３１２から
負荷へ供給される。ある時点で、キャパシタ３１２にか
かる出力電圧Ｖｏｕｔが予め規定されたレベルより下に
降下する。これが起こると、信号ＡＭＰがローになっ
て、出力電圧Ｖｏｕｔがローレベルであることを示す。
発明の制御技術を図示する状態図である。この発明の制
御技術を図示する制御図は、ＣＭＯＳ論理、標準ディジ
タル論理、または、ゲートアレイ、ＰＬＡ／ＰＡＬ、Ｆ
ＰＧＡなどのような何らかのタイプのプログラマブルロ
ジックを用いて実施され得る。図６には、再びハイサイ
ドスイッチおよびローサイドスイッチがある。これらの
うちの一方がオンであると、他方は好ましくはオフであ
る。状態６００（ＨＬ ＯＦＦ）は、ハイサイドスイッ
チおよびローサイドスイッチの両方がオフである状況を
表わす。図５に関連してこれまでに検討されたように、
ハイサイドスイッチおよびローサイドスイッチの両方が
オフであると、エネルギは図３のキャパシタ３１２から
負荷へ供給される。ある時点で、キャパシタ３１２にか
かる出力電圧Ｖｏｕｔが予め規定されたレベルより下に
降下する。これが起こると、信号ＡＭＰがローになっ
て、出力電圧Ｖｏｕｔがローレベルであることを示す。
【００５５】ＡＭＰ信号がローになると、この発明のス
イッチング電源は発振器信号の次のローからハイへの遷
移時に状態６００（ＨＬ ＯＦＦ）から状態６０２（Ｈ
ＯＮ）へ遷移する。状態６０２（Ｈ ＯＮ）では、ハ
イサイドスイッチがターンオンされる。スイッチング電
源が状態６０２（Ｈ ＯＮ）にある期間、電流は図３の
経路３２０の方向に流れて、誘導子３１０を通る電流を
一定の割合で増加させ、キャパシタ３１２にかかる所望
の調整出力電圧Ｖｏｕｔを維持する。この発明のスイッ
チング電源は、以下の３つの事象のうちのいずれかが起
こると状態６０２（Ｈ ＯＮ）から出ることができる。
イッチング電源は発振器信号の次のローからハイへの遷
移時に状態６００（ＨＬ ＯＦＦ）から状態６０２（Ｈ
ＯＮ）へ遷移する。状態６０２（Ｈ ＯＮ）では、ハ
イサイドスイッチがターンオンされる。スイッチング電
源が状態６０２（Ｈ ＯＮ）にある期間、電流は図３の
経路３２０の方向に流れて、誘導子３１０を通る電流を
一定の割合で増加させ、キャパシタ３１２にかかる所望
の調整出力電圧Ｖｏｕｔを維持する。この発明のスイッ
チング電源は、以下の３つの事象のうちのいずれかが起
こると状態６０２（Ｈ ＯＮ）から出ることができる。
【００５６】第１に、ＡＭＰ信号がハイになる。これが
起こると、ハイサイドスイッチはターンオフされ、この
発明のスイッチング電源は状態６０２（Ｈ ＯＮ）から
経路６０６を経て状態６０４（Ｌ ＯＮ）へ切換わる。
起こると、ハイサイドスイッチはターンオフされ、この
発明のスイッチング電源は状態６０２（Ｈ ＯＮ）から
経路６０６を経て状態６０４（Ｌ ＯＮ）へ切換わる。
【００５７】状態６０４（Ｌ ＯＮ）では、ローサイド
スイッチがターンオンされて、この発明のスイッチング
電源におけるアナログ装置をリセットさせる。誘導子３
１０に蓄えられたエネルギは電流の形で負荷に開放され
る。ＩLXが降下するときにローＡＭＰ信号が発生し、こ
の発明のスイッチング電源にこの条件を感知させ、好ま
しくは発振器信号の次のローからハイへの遷移時にハイ
サイドスイッチをオンに戻させる。図６では、ハイサイ
ドスイッチのターンオンは、状態６０４（ＬＯＮ）から
経路６０８を経て状態６０２（Ｈ ＯＮ）へ戻る変化に
よって表わされる。状態６０２（Ｈ ＯＮ）では、ハイ
サイドスイッチのオン状態が誘導子電流を再び一定の割
合で増加させ、これによって、キャパシタ３１２にかか
る出力電圧Ｖｏｕｔを再び上げ始めさせる。
スイッチがターンオンされて、この発明のスイッチング
電源におけるアナログ装置をリセットさせる。誘導子３
１０に蓄えられたエネルギは電流の形で負荷に開放され
る。ＩLXが降下するときにローＡＭＰ信号が発生し、こ
の発明のスイッチング電源にこの条件を感知させ、好ま
しくは発振器信号の次のローからハイへの遷移時にハイ
サイドスイッチをオンに戻させる。図６では、ハイサイ
ドスイッチのターンオンは、状態６０４（ＬＯＮ）から
経路６０８を経て状態６０２（Ｈ ＯＮ）へ戻る変化に
よって表わされる。状態６０２（Ｈ ＯＮ）では、ハイ
サイドスイッチのオン状態が誘導子電流を再び一定の割
合で増加させ、これによって、キャパシタ３１２にかか
る出力電圧Ｖｏｕｔを再び上げ始めさせる。
【００５８】経路６０６および６０８を経る、状態６０
２（Ｈ ＯＮ）および６０４（ＬＯＮ）の間の遷移は、
入力電圧Ｖｉｎが十分に高くて、発振器のオフ時間を飛
ばす必要なしに、この発明のスイッチング電源を調整さ
れた状態に留めるときの、ハイサイドスイッチの通常動
作を表わすことに留意されたい。
２（Ｈ ＯＮ）および６０４（ＬＯＮ）の間の遷移は、
入力電圧Ｖｉｎが十分に高くて、発振器のオフ時間を飛
ばす必要なしに、この発明のスイッチング電源を調整さ
れた状態に留めるときの、ハイサイドスイッチの通常動
作を表わすことに留意されたい。
【００５９】ゼロ交差（Ｚｘ）条件が検出されるときに
もまた状態６０４（Ｌ ＯＮ）から出る。ゼロ交差条件
が検出されると、この発明のスイッチング電源は状態６
０４（Ｌ ＯＮ）を出て、経路６１０および６１２を経
て状態６００（ＨＬ ＯＦＦ）に戻る。図５に関連して
これまでに説明されたように、ゼロ交差条件は誘導子電
流が０になるときに起こり、この発明のスイッチング電
源は好ましくはローサイドスイッチおよびハイサイドス
イッチの両方をターンオフし、誘導子電流が逆流して電
流を負荷から流れ出させることを回避する。
もまた状態６０４（Ｌ ＯＮ）から出る。ゼロ交差条件
が検出されると、この発明のスイッチング電源は状態６
０４（Ｌ ＯＮ）を出て、経路６１０および６１２を経
て状態６００（ＨＬ ＯＦＦ）に戻る。図５に関連して
これまでに説明されたように、ゼロ交差条件は誘導子電
流が０になるときに起こり、この発明のスイッチング電
源は好ましくはローサイドスイッチおよびハイサイドス
イッチの両方をターンオフし、誘導子電流が逆流して電
流を負荷から流れ出させることを回避する。
【００６０】状態６０２（Ｈ ＯＮ）では、高電流限界
条件に遭遇すると、この発明のスイッチング電源は状態
６０２（Ｈ ＯＮ）から経路６１６を経て状態６１４
（ＬＯＮ／ＩＭＡＸ）に切換わり、ここでハイサイドス
イッチはターンオフされ、ローサイドスイッチはターン
オンされる。一実施例では、高電流限界条件は上述のＱ
ＭＡＸ信号のアサートによって明示される。スイッチン
グ電源が状態６０２（Ｈ ＯＮ）から状態６１４（Ｌ
ＯＮ／ＩＭＡＸ）へ入ることのできる唯一の方法は高電
流限界条件、すなわち誘導子電流が予め規定された高電
流限界値を超えるときを検出することによってであるこ
とに留意されたい。
条件に遭遇すると、この発明のスイッチング電源は状態
６０２（Ｈ ＯＮ）から経路６１６を経て状態６１４
（ＬＯＮ／ＩＭＡＸ）に切換わり、ここでハイサイドス
イッチはターンオフされ、ローサイドスイッチはターン
オンされる。一実施例では、高電流限界条件は上述のＱ
ＭＡＸ信号のアサートによって明示される。スイッチン
グ電源が状態６０２（Ｈ ＯＮ）から状態６１４（Ｌ
ＯＮ／ＩＭＡＸ）へ入ることのできる唯一の方法は高電
流限界条件、すなわち誘導子電流が予め規定された高電
流限界値を超えるときを検出することによってであるこ
とに留意されたい。
【００６１】この発明のスイッチング電源は状態６１４
（Ｌ ＯＮ／ＩＭＡＸ）にある場合、ＡＭＰ信号がロー
になるときに経路６１８を経て状態６０２（Ｈ ＯＮ）
へ戻ることができる。さらに、状態６１４から状態６０
２へ戻る変化が発振器信号のローからハイへの遷移時に
起こると好ましい。スイッチング電源を状態６１４（Ｌ
ＯＮ／ＩＭＡＸ）から状態６０２（Ｈ ＯＮ）へ移動
させる条件は、この発明のスイッチング電源を状態６０
４（Ｌ ＯＮ）から状態６０２（Ｈ ＯＮ）へ戻す条件
とほぼ同様である。
（Ｌ ＯＮ／ＩＭＡＸ）にある場合、ＡＭＰ信号がロー
になるときに経路６１８を経て状態６０２（Ｈ ＯＮ）
へ戻ることができる。さらに、状態６１４から状態６０
２へ戻る変化が発振器信号のローからハイへの遷移時に
起こると好ましい。スイッチング電源を状態６１４（Ｌ
ＯＮ／ＩＭＡＸ）から状態６０２（Ｈ ＯＮ）へ移動
させる条件は、この発明のスイッチング電源を状態６０
４（Ｌ ＯＮ）から状態６０２（Ｈ ＯＮ）へ戻す条件
とほぼ同様である。
【００６２】この発明のスイッチング電源が状態６１４
（Ｌ ＯＮ／ＩＭＡＸ）にあるときに、ゼロ交差（Ｚ
ｘ）条件、すなわち誘導子電流が０になるときが検出さ
れると、この発明のスイッチング電源はまた、状態６１
４（Ｌ ＯＮ／ＩＭＡＸ）から出る。ゼロ交差条件が検
出されると、この発明のスイッチング電源は好ましく
は、図６に示されるように経路６１９および６１２を経
て状態６００（ＨＬ ＯＦＦ）へ戻る。
（Ｌ ＯＮ／ＩＭＡＸ）にあるときに、ゼロ交差（Ｚ
ｘ）条件、すなわち誘導子電流が０になるときが検出さ
れると、この発明のスイッチング電源はまた、状態６１
４（Ｌ ＯＮ／ＩＭＡＸ）から出る。ゼロ交差条件が検
出されると、この発明のスイッチング電源は好ましく
は、図６に示されるように経路６１９および６１２を経
て状態６００（ＨＬ ＯＦＦ）へ戻る。
【００６３】さらに、高電流限界条件がもはや存在せず
（すなわち、誘導子を通る電流が予め規定された高電流
限界より下に降下しているとき）、かつ高電流限界条件
が検出されてから予め規定された期間が経過している場
合、この発明のスイッチング電源は状態６１４（Ｌ Ｏ
Ｎ／ＩＭＡＸ）から出ることができる。一実施例では、
この条件のために、この発明のスイッチング電源は状態
６１４（Ｌ ＯＮ／ＩＭＡＸ）から状態６２０（Ｈ Ｏ
Ｎ／ＩＭＡＸ）に移動し、ここでハイサイドスイッチは
再びターンオンされる。状態６２０では、ハイサイドス
イッチは必ずしも発振器信号サイクルの始めでターンオ
ンされる必要がないことに留意されたい。状態６１４
（Ｌ ＯＮ／ＩＭＡＸ）から状態６２０（Ｈ ＯＮ／Ｉ
ＭＡＸ）への遷移は経路６２２を経て達成される。
（すなわち、誘導子を通る電流が予め規定された高電流
限界より下に降下しているとき）、かつ高電流限界条件
が検出されてから予め規定された期間が経過している場
合、この発明のスイッチング電源は状態６１４（Ｌ Ｏ
Ｎ／ＩＭＡＸ）から出ることができる。一実施例では、
この条件のために、この発明のスイッチング電源は状態
６１４（Ｌ ＯＮ／ＩＭＡＸ）から状態６２０（Ｈ Ｏ
Ｎ／ＩＭＡＸ）に移動し、ここでハイサイドスイッチは
再びターンオンされる。状態６２０では、ハイサイドス
イッチは必ずしも発振器信号サイクルの始めでターンオ
ンされる必要がないことに留意されたい。状態６１４
（Ｌ ＯＮ／ＩＭＡＸ）から状態６２０（Ｈ ＯＮ／Ｉ
ＭＡＸ）への遷移は経路６２２を経て達成される。
【００６４】一実施例では、高電流限界条件が検出され
てから予め規定された期間が経過した後に、信号ＱＭＸ
ＴＯがハイになる。信号ＱＭＸＴＯをアサートさせる予
め規定された期間は好ましくは非任意的な期間である
が、一実施例では０であってもよい。信号ＱＭＸＴＯ
は、たとえばＱＭＡＸ信号のアサート時に始まるワンシ
ョットタイマによって発生されてもよい。状態６２０
（Ｈ ＯＮ／ＩＭＡＸ）を利用すると、平衡状態を維持
する、すなわち、次のハイサイドスイッチサイクルの始
めで、先のハイサイドスイッチサイクルの始めに存在す
る誘導子電流のレベルに戻ることが不可能なほどに誘導
子電流が一定の割合で減少することが有利に回避され
る。
てから予め規定された期間が経過した後に、信号ＱＭＸ
ＴＯがハイになる。信号ＱＭＸＴＯをアサートさせる予
め規定された期間は好ましくは非任意的な期間である
が、一実施例では０であってもよい。信号ＱＭＸＴＯ
は、たとえばＱＭＡＸ信号のアサート時に始まるワンシ
ョットタイマによって発生されてもよい。状態６２０
（Ｈ ＯＮ／ＩＭＡＸ）を利用すると、平衡状態を維持
する、すなわち、次のハイサイドスイッチサイクルの始
めで、先のハイサイドスイッチサイクルの始めに存在す
る誘導子電流のレベルに戻ることが不可能なほどに誘導
子電流が一定の割合で減少することが有利に回避され
る。
【００６５】状態６２０（Ｈ ＯＮ／ＩＭＡＸ）では、
ハイサイドスイッチは上述のように再びターンオンされ
る。高電流限界条件に再び遭遇すると、信号ＱＭＡＸは
再びハイになり、この発明のスイッチング電源に状態６
２０（Ｈ ＯＮ／ＩＭＡＸ）から経路６２４を経て状態
６１４（Ｌ ＯＮ／ＩＭＡＸ）へ戻る遷移をさせる。こ
の発明のスイッチング電源が、状態６１４（Ｌ ＯＮ／
ＩＭＡＸ）および状態６２０（Ｈ ＯＮ／ＩＭＡＸ）の
間を前後して経路６２２および６２４をそれぞれ一度以
上経て遷移する場合もあることに留意されたい。
ハイサイドスイッチは上述のように再びターンオンされ
る。高電流限界条件に再び遭遇すると、信号ＱＭＡＸは
再びハイになり、この発明のスイッチング電源に状態６
２０（Ｈ ＯＮ／ＩＭＡＸ）から経路６２４を経て状態
６１４（Ｌ ＯＮ／ＩＭＡＸ）へ戻る遷移をさせる。こ
の発明のスイッチング電源が、状態６１４（Ｌ ＯＮ／
ＩＭＡＸ）および状態６２０（Ｈ ＯＮ／ＩＭＡＸ）の
間を前後して経路６２２および６２４をそれぞれ一度以
上経て遷移する場合もあることに留意されたい。
【００６６】この発明のスイッチング電源が状態６２０
（Ｈ ＯＮ／ＩＭＡＸ）にあり、信号ＡＭＰがハイにな
ると、この発明のスイッチング電源は状態６２０（Ｈ
ＯＮ／ＩＭＡＸ）から戻って状態６０４（Ｌ ＯＮ）へ
遷移する。状態６２０（ＨＯＮ／ＩＭＡＸ）から状態６
０４（Ｌ ＯＮ）へ戻る遷移はまた、発振器信号がハイ
からローへ遷移するときに起こる。状態６２０（Ｈ Ｏ
Ｎ／ＩＭＡＸ）から状態６０４（Ｌ ＯＮ）へ戻る遷移
は図６に示されるように経路６２６を経て達成される。
（Ｈ ＯＮ／ＩＭＡＸ）にあり、信号ＡＭＰがハイにな
ると、この発明のスイッチング電源は状態６２０（Ｈ
ＯＮ／ＩＭＡＸ）から戻って状態６０４（Ｌ ＯＮ）へ
遷移する。状態６２０（ＨＯＮ／ＩＭＡＸ）から状態６
０４（Ｌ ＯＮ）へ戻る遷移はまた、発振器信号がハイ
からローへ遷移するときに起こる。状態６２０（Ｈ Ｏ
Ｎ／ＩＭＡＸ）から状態６０４（Ｌ ＯＮ）へ戻る遷移
は図６に示されるように経路６２６を経て達成される。
【００６７】図６のフローチャートにおける状態６１４
（Ｌ ＯＮ／ＩＭＡＸ）および状態６２０（Ｈ ＯＮ／
ＩＭＡＸ）はあってもなくてもよく、この発明のスイッ
チング電源、および／またはこの発明のスイッチング電
源に接続された電気装置を過大な量の誘導子電流が損傷
しないように設けられることに留意されるべきである。
たとえば、高電流限界が誘導子電流の動作レベルよりも
実質的に高いならば、高電流限界条件に遭遇することは
決してないであろう。この場合、状態６１４（Ｌ ＯＮ
／ＩＭＡＸ）および６２０（Ｈ ＯＮ／ＩＭＡＸ）なら
びに経路６１６、６１８、６１９、６２２、６２４、お
よび６２６を取除くことが可能である。状態６１４（Ｌ
ＯＮ／ＩＭＡＸ）が図６から取除かれる場合、ＳＰＳ
が状態６０２（Ｈ ＯＮ）にある間に高電流限界条件が
検出されると、この発明のスイッチング電源は状態６０
２（Ｈ ＯＮ）から代わりに状態６０４（Ｌ ＯＮ）に
直接入ることができる。
（Ｌ ＯＮ／ＩＭＡＸ）および状態６２０（Ｈ ＯＮ／
ＩＭＡＸ）はあってもなくてもよく、この発明のスイッ
チング電源、および／またはこの発明のスイッチング電
源に接続された電気装置を過大な量の誘導子電流が損傷
しないように設けられることに留意されるべきである。
たとえば、高電流限界が誘導子電流の動作レベルよりも
実質的に高いならば、高電流限界条件に遭遇することは
決してないであろう。この場合、状態６１４（Ｌ ＯＮ
／ＩＭＡＸ）および６２０（Ｈ ＯＮ／ＩＭＡＸ）なら
びに経路６１６、６１８、６１９、６２２、６２４、お
よび６２６を取除くことが可能である。状態６１４（Ｌ
ＯＮ／ＩＭＡＸ）が図６から取除かれる場合、ＳＰＳ
が状態６０２（Ｈ ＯＮ）にある間に高電流限界条件が
検出されると、この発明のスイッチング電源は状態６０
２（Ｈ ＯＮ）から代わりに状態６０４（Ｌ ＯＮ）に
直接入ることができる。
【００６８】上述のように、ハイサイドスイッチがオン
であったときに発振器信号のハイからローの遷移が遭遇
されると、先行技術の制御技術は自動的にハイサイドス
イッチをターンオフし、誘導子電流が一定の割合で増加
するのを終結させる。この発明の一実施例では、ＡＭＰ
信号のアサートの前、または高電流限界条件に遭遇する
前に（たとえば、一実施例ではＱＭＡＸ信号のアサート
の前に）発振器信号の立下がり端縁があれば、この発明
は発振器信号のオフ時間を超えてハイサイドスイッチを
閉じた状態に有利に維持する。
であったときに発振器信号のハイからローの遷移が遭遇
されると、先行技術の制御技術は自動的にハイサイドス
イッチをターンオフし、誘導子電流が一定の割合で増加
するのを終結させる。この発明の一実施例では、ＡＭＰ
信号のアサートの前、または高電流限界条件に遭遇する
前に（たとえば、一実施例ではＱＭＡＸ信号のアサート
の前に）発振器信号の立下がり端縁があれば、この発明
は発振器信号のオフ時間を超えてハイサイドスイッチを
閉じた状態に有利に維持する。
【００６９】これが起こると、この発明のスイッチング
電源は状態６０２（Ｈ ＯＮ）から状態６５０（Ｈ Ｏ
Ｎ／ＤＯ）へ遷移し、ハイサイドスイッチがオンである
がスイッチング電源がドロップアウトモードにある状態
を表わす。このモードでは、ハイサイドスイッチ３０４
が発振器信号のハイからローへの遷移を超えてオンに維
持されているかどうかにかかわらず、誘導子電流ＩLXは
一定の割合で有利に増加し続けられる。こ発明のスイッ
チング電源のハイサイドスイッチ３０４が１発振器信号
サイクルを超えてオンに維持されるという事実は、ハイ
サイドスイッチ信号４４０のオン時間が発振器信号４０
０のハイからローへの端縁４１３を超えて延びるように
図４に図示される。
電源は状態６０２（Ｈ ＯＮ）から状態６５０（Ｈ Ｏ
Ｎ／ＤＯ）へ遷移し、ハイサイドスイッチがオンである
がスイッチング電源がドロップアウトモードにある状態
を表わす。このモードでは、ハイサイドスイッチ３０４
が発振器信号のハイからローへの遷移を超えてオンに維
持されているかどうかにかかわらず、誘導子電流ＩLXは
一定の割合で有利に増加し続けられる。こ発明のスイッ
チング電源のハイサイドスイッチ３０４が１発振器信号
サイクルを超えてオンに維持されるという事実は、ハイ
サイドスイッチ信号４４０のオン時間が発振器信号４０
０のハイからローへの端縁４１３を超えて延びるように
図４に図示される。
【００７０】高電流限界条件に状態６５０（Ｈ ＯＮ／
ＤＯ）（たとえば、一実施例ではＱＭＡＸ信号がハイで
あるとき）で遭遇すると、誘導子電流が一定の割合で増
加し続けるのを停止すると好ましい。したがって、この
発明のスイッチング電源は状態６５０（Ｈ ＯＮ／Ｄ
Ｏ）から出て、状態６１４（Ｌ ＯＮ／ＩＭＡＸ）に入
り、ここでハイサイドスイッチ３０４はターンオフさ
れ、ローサイドスイッチ３０８はターンオンされる。状
態６１４（Ｌ ＯＮ／ＩＭＡＸ）でのこの発明のスイッ
チング電源の動きは上述のとおりである。高電流限界条
件に遭遇すると、ハイサイドスイッチ３０４のオン時間
がいくつの発振器信号サイクルを超えて延びているかに
かかわらず、状態６５０（Ｈ ＯＮ／ＤＯ）のドロップ
アウトモードが直ちに終結することに留意されたい。
ＤＯ）（たとえば、一実施例ではＱＭＡＸ信号がハイで
あるとき）で遭遇すると、誘導子電流が一定の割合で増
加し続けるのを停止すると好ましい。したがって、この
発明のスイッチング電源は状態６５０（Ｈ ＯＮ／Ｄ
Ｏ）から出て、状態６１４（Ｌ ＯＮ／ＩＭＡＸ）に入
り、ここでハイサイドスイッチ３０４はターンオフさ
れ、ローサイドスイッチ３０８はターンオンされる。状
態６１４（Ｌ ＯＮ／ＩＭＡＸ）でのこの発明のスイッ
チング電源の動きは上述のとおりである。高電流限界条
件に遭遇すると、ハイサイドスイッチ３０４のオン時間
がいくつの発振器信号サイクルを超えて延びているかに
かかわらず、状態６５０（Ｈ ＯＮ／ＤＯ）のドロップ
アウトモードが直ちに終結することに留意されたい。
【００７１】一実施例の場合のように、任意的な状態６
１４（Ｌ ＯＮ／ＩＭＡＸ）および状態６２０（Ｈ Ｏ
Ｎ／ＩＭＡＸ）が設けられなければ、高電流限界条件に
応答してＱＭＡＸ信号が状態６５０（Ｈ ＯＮ／ＤＯ）
にアサートされると、この発明のスイッチング電源が状
態６５０（Ｈ ＯＮ／ＤＯ）から状態６０４（Ｌ Ｏ
Ｎ）へ直接遷移することに留意すべきである。状態６０
４（Ｌ ＯＮ）での、この発明のスイッチング電源の動
きも上述のとおりである。
１４（Ｌ ＯＮ／ＩＭＡＸ）および状態６２０（Ｈ Ｏ
Ｎ／ＩＭＡＸ）が設けられなければ、高電流限界条件に
応答してＱＭＡＸ信号が状態６５０（Ｈ ＯＮ／ＤＯ）
にアサートされると、この発明のスイッチング電源が状
態６５０（Ｈ ＯＮ／ＤＯ）から状態６０４（Ｌ Ｏ
Ｎ）へ直接遷移することに留意すべきである。状態６０
４（Ｌ ＯＮ）での、この発明のスイッチング電源の動
きも上述のとおりである。
【００７２】さらに、この発明のスイッチング電源が状
態６５０（Ｈ ＯＮ／ＤＯ）にある場合、ハイサイドス
イッチ３０４は好ましくはＡＭＰ信号がハイになるなら
ばターンオフする。しかしながら、一実施例では、ハイ
サイドスイッチは発振器信号がハイである場合にのみタ
ーンオフするというさらなる制約が状態６５０（ＨＯＮ
／ＤＯ）に課せられる。これは、発振器信号の次のロー
からハイへの遷移（ハイサイドスイッチがターンオンさ
れるとき）の前にあらゆるアナログ素子をもリセットす
るには時間が不十分であり得るので、発振器のオフ時間
の間にハイサイドスイッチ３０４をターンオフしないこ
とが好ましいためである。ハイサイドスイッチが発振器
のオフ時間の間にターンオフさせられているならば、発
振器信号の次のローからハイへの遷移時にハイサイドス
イッチが再びターンオンされるときにスイッチング電源
が与えられないかもしれない。代わりに、ハイサイドス
イッチが再びターンオンできるまで、スイッチング電源
は全発振器信号サイクルの間待たなければならないが、
これはハイサイドスイッチのデューティサイクルを劣化
する。
態６５０（Ｈ ＯＮ／ＤＯ）にある場合、ハイサイドス
イッチ３０４は好ましくはＡＭＰ信号がハイになるなら
ばターンオフする。しかしながら、一実施例では、ハイ
サイドスイッチは発振器信号がハイである場合にのみタ
ーンオフするというさらなる制約が状態６５０（ＨＯＮ
／ＤＯ）に課せられる。これは、発振器信号の次のロー
からハイへの遷移（ハイサイドスイッチがターンオンさ
れるとき）の前にあらゆるアナログ素子をもリセットす
るには時間が不十分であり得るので、発振器のオフ時間
の間にハイサイドスイッチ３０４をターンオフしないこ
とが好ましいためである。ハイサイドスイッチが発振器
のオフ時間の間にターンオフさせられているならば、発
振器信号の次のローからハイへの遷移時にハイサイドス
イッチが再びターンオンされるときにスイッチング電源
が与えられないかもしれない。代わりに、ハイサイドス
イッチが再びターンオンできるまで、スイッチング電源
は全発振器信号サイクルの間待たなければならないが、
これはハイサイドスイッチのデューティサイクルを劣化
する。
【００７３】さらに、発振器信号サイクルの予め規定さ
れた最大数のオフ時間が飛ばされた後に、状態６５０
（Ｈ ＯＮ／ＤＯ）は発振器信号のハイからローへの遷
移端縁で終結し得る。一実施例では、カウンタが用いら
れて発振器信号サイクルの飛ばされたオフ時間の数を追
跡し、この発明のスイッチング電源を状態６５０（ＨＯ
Ｎ／ＤＯ）から状態６０４（Ｌ ＯＮ）へ入れる適切な
ＯＳＣＳＭＡＸ信号を発生する。
れた最大数のオフ時間が飛ばされた後に、状態６５０
（Ｈ ＯＮ／ＤＯ）は発振器信号のハイからローへの遷
移端縁で終結し得る。一実施例では、カウンタが用いら
れて発振器信号サイクルの飛ばされたオフ時間の数を追
跡し、この発明のスイッチング電源を状態６５０（ＨＯ
Ｎ／ＤＯ）から状態６０４（Ｌ ＯＮ）へ入れる適切な
ＯＳＣＳＭＡＸ信号を発生する。
【００７４】この発明のスイッチング電源のハイサイド
スイッチが、発振器信号サイクルのどんな任意の数のオ
フ時間をも超えて連続的にオンに留まってもよいことに
留意すべきである。一般に、発振器信号サイクルのオフ
時間の数が多く飛ばされるほど、ハイサイドスイッチの
デューティサイクルは高くなる。一実施例では、ハイサ
イドスイッチ３０４のオン時間が、３つまでの発振器信
号サイクルオフ時間を超えて延ばされることが適切だと
わかっている。発振器信号サイクルのオフ時間を３つま
で飛ばすと、ハイサイドスイッチのデューティサイクル
は約９８％まで上昇する。発振器信号サイクルのオフ時
間をさらに、すなわち３つよりも多く飛ばすのが有利で
あり得る場合もあるが、デューティサイクルにおける増
分改善が、発振器信号サイクルのさらに飛ばされたオフ
時間ごとに減少するとわかっている。ハイサイドスイッ
チをあるポイントで、すなわち図３のスイッチ３０４で
ターンオフして、スイッチング電源のアナログ装置をリ
セットすると好ましい場合もある。
スイッチが、発振器信号サイクルのどんな任意の数のオ
フ時間をも超えて連続的にオンに留まってもよいことに
留意すべきである。一般に、発振器信号サイクルのオフ
時間の数が多く飛ばされるほど、ハイサイドスイッチの
デューティサイクルは高くなる。一実施例では、ハイサ
イドスイッチ３０４のオン時間が、３つまでの発振器信
号サイクルオフ時間を超えて延ばされることが適切だと
わかっている。発振器信号サイクルのオフ時間を３つま
で飛ばすと、ハイサイドスイッチのデューティサイクル
は約９８％まで上昇する。発振器信号サイクルのオフ時
間をさらに、すなわち３つよりも多く飛ばすのが有利で
あり得る場合もあるが、デューティサイクルにおける増
分改善が、発振器信号サイクルのさらに飛ばされたオフ
時間ごとに減少するとわかっている。ハイサイドスイッ
チをあるポイントで、すなわち図３のスイッチ３０４で
ターンオフして、スイッチング電源のアナログ装置をリ
セットすると好ましい場合もある。
【００７５】一実施例では、発振器信号のハイからロー
への遷移端縁でＯＳＣＳＭＡＸ信号をアサートとすると
好ましい。さらに、発振器信号の立下がり端縁で（ＯＳ
ＣＳＭＡＸ信号のアサートのために状態６５０から）ハ
イサイドスイッチ３０４がターンオフするという事実の
ために、この発明のスイッチング電源は、発振器信号の
次のローからハイへの遷移時に再びターンオンするまで
に、そのアナログ素子をリセットするための十分な時間
を有する。発振器信号がハイからローへ遷移する前に、
状態６５０（Ｈ ＯＮ／ＤＯ）におけるハイサイドスイ
ッチのオン状態が終結させられているならば、ハイサイ
ドスイッチはおそらく、発振器信号の次のローからハイ
への遷移までにより長い期間待たなくてはならず、これ
によって、ハイサイドスイッチのオフ時間を減らし、ハ
イサイドスイッチの有効デューティサイクルを減少す
る。
への遷移端縁でＯＳＣＳＭＡＸ信号をアサートとすると
好ましい。さらに、発振器信号の立下がり端縁で（ＯＳ
ＣＳＭＡＸ信号のアサートのために状態６５０から）ハ
イサイドスイッチ３０４がターンオフするという事実の
ために、この発明のスイッチング電源は、発振器信号の
次のローからハイへの遷移時に再びターンオンするまで
に、そのアナログ素子をリセットするための十分な時間
を有する。発振器信号がハイからローへ遷移する前に、
状態６５０（Ｈ ＯＮ／ＤＯ）におけるハイサイドスイ
ッチのオン状態が終結させられているならば、ハイサイ
ドスイッチはおそらく、発振器信号の次のローからハイ
への遷移までにより長い期間待たなくてはならず、これ
によって、ハイサイドスイッチのオフ時間を減らし、ハ
イサイドスイッチの有効デューティサイクルを減少す
る。
【００７６】信号ＯＳＣＳＭＡＸがアサートされた後
に、状態６５０において発振器信号のハイからローへの
遷移端縁でハイサイドスイッチ３０４をターンオフする
ことによって、この発明のスイッチング電源は有利にハ
イサイドスイッチサイクルの有効オフ時間を最小限度に
維持し、これによって、ハイサイドスイッチのデューテ
ィサイクルを最大にする。上述のように、ハイサイドス
イッチのデューティサイクルを可能なだけ高く維持し
て、入力電圧Ｖｉｎが降下しているときに、ドロップア
ウト電圧を最小にし、スイッチング電源を調整された状
態により長く留めることが望ましい。
に、状態６５０において発振器信号のハイからローへの
遷移端縁でハイサイドスイッチ３０４をターンオフする
ことによって、この発明のスイッチング電源は有利にハ
イサイドスイッチサイクルの有効オフ時間を最小限度に
維持し、これによって、ハイサイドスイッチのデューテ
ィサイクルを最大にする。上述のように、ハイサイドス
イッチのデューティサイクルを可能なだけ高く維持し
て、入力電圧Ｖｉｎが降下しているときに、ドロップア
ウト電圧を最小にし、スイッチング電源を調整された状
態により長く留めることが望ましい。
【００７７】この発明のほんの数例が詳細に説明された
だけであるが、この発明は、その趣旨または範疇から逸
脱せずに、他の多くの具体的な形で実施できると理解さ
れるべきである。たとえば、この発明が詳細に検討され
ているのは、この発明のスイッチング電源にはローサイ
ドスイッチが存在しており、たとえば電流が負荷から流
れ出て戻ることを回避するために、制御信号を与えてロ
ーサイドスイッチを適切な時間にターンオンまたはター
ンオフすることが必要であるという仮定に基づく。しか
しながら、上述のように、制御回路３０６の制御回路構
成要素を簡単にするために、この発明のスイッチング電
源はローサイドスイッチの代わりにダイオードを用いて
構成されてもよい。電流を接地からハイサイドスイッチ
へと流し、電流が他の方向へ流れるのを阻止するダイオ
ードまたは同様の装置で、ローサイドスイッチ３０８が
置換されるならば、ローサイドスイッチの制御は必要で
はない。この発明の概念におけるこのような代用または
変形は可能であり、この開示を与えられる当業者の技術
の範囲内にある。以上を考慮して、この例は例示的であ
って限定的ではないとみなされるべきであり、この発明
はこの明細書に与えられた細部には限定されるべきでは
なく、前掲の特許請求の範囲の範疇内で変更され得るこ
とが明白になるはずである。
だけであるが、この発明は、その趣旨または範疇から逸
脱せずに、他の多くの具体的な形で実施できると理解さ
れるべきである。たとえば、この発明が詳細に検討され
ているのは、この発明のスイッチング電源にはローサイ
ドスイッチが存在しており、たとえば電流が負荷から流
れ出て戻ることを回避するために、制御信号を与えてロ
ーサイドスイッチを適切な時間にターンオンまたはター
ンオフすることが必要であるという仮定に基づく。しか
しながら、上述のように、制御回路３０６の制御回路構
成要素を簡単にするために、この発明のスイッチング電
源はローサイドスイッチの代わりにダイオードを用いて
構成されてもよい。電流を接地からハイサイドスイッチ
へと流し、電流が他の方向へ流れるのを阻止するダイオ
ードまたは同様の装置で、ローサイドスイッチ３０８が
置換されるならば、ローサイドスイッチの制御は必要で
はない。この発明の概念におけるこのような代用または
変形は可能であり、この開示を与えられる当業者の技術
の範囲内にある。以上を考慮して、この例は例示的であ
って限定的ではないとみなされるべきであり、この発明
はこの明細書に与えられた細部には限定されるべきでは
なく、前掲の特許請求の範囲の範疇内で変更され得るこ
とが明白になるはずである。
【図１】典型的な先行技術のスイッチング電源（ＳＰ
Ｓ）について、調整出力電圧Ｖｏｕｔラインに対する入
力電圧Ｖｉｎラインを示す図である。
Ｓ）について、調整出力電圧Ｖｏｕｔラインに対する入
力電圧Ｖｉｎラインを示す図である。
【図２】この発明のスイッチング電源の一実施例におい
て、出力電圧Ｖｏｕｔラインに対する入力電圧Ｖｉｎラ
インを示す図である。
て、出力電圧Ｖｏｕｔラインに対する入力電圧Ｖｉｎラ
インを示す図である。
【図３】この発明の一局面に従ったパルス幅変調スイッ
チング電源（ＳＰＳ）を示す回路図である。
チング電源（ＳＰＳ）を示す回路図である。
【図４】比較および検討のために、先行技術のハイサイ
ドスイッチ信号、それに関連した先行技術の誘導子電
流、この発明のＳＰＳの一実施例におけるハイサイドス
イッチ信号、およびそれに関連した誘導子電流を示す図
である。
ドスイッチ信号、それに関連した先行技術の誘導子電
流、この発明のＳＰＳの一実施例におけるハイサイドス
イッチ信号、およびそれに関連した誘導子電流を示す図
である。
【図５】先行技術の制御状態図を示すフロー図である。
【図６】この発明の一局面に従った、この発明の制御技
術を示す状態図である。
術を示す状態図である。
３０２ 入力源 ３０４ ハイサイドスイッチ ３０６ 制御回路 ３０８ ローサイドスイッチ ３１０ 誘導子 ３１２ キャパシタ ３２２ 負荷
Claims (17)
- 【請求項１】 スイッチ、発振器信号、ＡＭＰ信号、誘
導子、およびキャパシタを有するスイッチング電源にお
いて、入力源によって供給された入力電圧から出力電圧
を発生するための方法であって、 前記スイッチを閉じて、前記入力源からの電流を前記ス
イッチング電源の前記誘導子および前記キャパシタに流
し、これによって、前記誘導子を通る誘導子電流を上
げ、前記キャパシタにかかる前記出力電圧を増加するス
テップと、 前記ＡＭＰ信号がアサートされると前記スイッチを開く
ステップと、 前記発振器信号のオフ時間の始めで前記ＡＭＰ信号がア
サートされなければ、前記発振器信号の前記オフ時間を
超えて前記スイッチを閉じた状態に維持して、前記誘導
子を通る前記誘導子電流を上げ続け、前記キャパシタに
かかる前記出力電圧を増加し続けるステップとを含む、
方法。 - 【請求項２】 前記発振器信号の前記オフ時間を超えて
前記スイッチが閉じた状態に維持されてから、前記発振
器信号の予め規定された数のオフ時間が飛ばされた後で
前記スイッチを開くステップをさらに含む、請求項１に
記載の方法。 - 【請求項３】 前記発振器信号の前記オフ時間を超えて
前記スイッチが閉じた状態に維持された後で前記ＡＭＰ
信号がアサートされるならば、前記発振器信号がハイで
ある間に前記スイッチを開くステップをさらに含む、請
求項１に記載の方法。 - 【請求項４】 前記誘導子電流が高電流限界を超えると
き前記スイッチを開くステップをさらに含む、請求項１
に記載の方法。 - 【請求項５】 前記誘導子電流が前記高電流限界を超え
るとき、前記スイッチが開いた後で前記ＡＭＰ信号がデ
アサートされるならば、前記発振器信号のローからハイ
への遷移時に前記スイッチを閉じるステップをさらに含
む、請求項４に記載の方法。 - 【請求項６】 前記誘導子電流が前記高電流限界を超え
てから予め規定された期間が経過し、かつ前記誘導子電
流が前記高電流限界より下に降下しているならば、前記
スイッチを閉じるステップをさらに含む、請求項４に記
載の方法。 - 【請求項７】 スイッチ、発振器信号、ＡＭＰ信号、誘
導子、およびキャパシタを有するスイッチング電源にお
いて、入力源によって供給された入力電圧から出力電圧
を発生するための装置であって、 前記スイッチを閉じて、前記入力源からの電流を前記ス
イッチング電源の前記誘導子および前記キャパシタに流
し、これによって、前記誘導子を通る誘導子電流を上
げ、前記キャパシタにかかる前記出力電圧を増加するた
めの手段と、 前記ＡＭＰ信号がアサートされると前記スイッチを開く
ための手段と、 前記発振器信号のオフ時間の始めで前記ＡＭＰ信号がア
サートされなければ、前記発振器信号の前記オフ時間を
超えて前記スイッチを閉じた状態に維持して、前記誘導
子を通る前記誘導子電流を上げ続け、前記キャパシタに
かかる前記出力電圧を増加し続けるための手段とを含
む、装置 - 【請求項８】 前記発振器信号の前記オフ時間を超えて
前記スイッチが閉じた状態に維持されてから、前記発振
器信号の予め規定された数のオフ時間が飛ばされた後で
前記スイッチを開くための手段をさらに含む、請求項７
に記載の装置。 - 【請求項９】 前記発振器信号の前記オフ時間を超えて
前記スイッチが閉じた状態に維持された後で前記ＡＭＰ
信号がアサートされるならば、前記発振器信号がハイで
ある間に前記スイッチを開くための手段をさらに含む、
請求項７に記載の装置。 - 【請求項１０】 前記誘導子電流が高電流限界を超える
とき前記スイッチを開くための手段をさらに含む、請求
項７に記載の装置。 - 【請求項１１】 前記誘導子電流が前記高電流限界を超
えるとき、前記スイッチが開いた後で前記ＡＭＰ信号が
デアサートされるならば、前記発振器信号のローからハ
イへの遷移時に前記スイッチを閉じるための手段をさら
に含む、請求項１０に記載の装置。 - 【請求項１２】 スイッチ、発振器信号、ＡＭＰ信号、
誘導子、およびキャパシタを有するスイッチング電源に
おいて、入力源によって供給された入力電圧から出力電
圧を発生するための方法であって、 前記スイッチを閉じて、前記入力源からの電流を前記ス
イッチング電源の前記誘導子および前記キャパシタに流
し、これによって、前記誘導子を通る誘導子電流を上
げ、前記キャパシタにかかる前記出力電圧を増加するた
めの第１の回路を設けるステップと、 前記ＡＭＰ信号がアサートされると前記スイッチを開く
ための第２の回路を設けるステップと、 前記発振器信号のオフ時間の始めで前記ＡＭＰ信号がア
サートされなければ、前記発振器信号の前記オフ時間を
超えて前記スイッチを閉じた状態に維持して、前記誘導
子を通る前記誘導子電流を上げ続け、前記キャパシタに
かかる前記出力電圧を増加し続けるための第３の回路を
設けるステップとを含む、方法。 - 【請求項１３】 前記発振器信号の前記オフ時間を超え
て前記スイッチが閉じた状態に維持されてから、前記発
振器信号の予め規定された数のオフ時間が飛ばされた後
で前記スイッチを開くための第４の回路を設けるステッ
プをさらに含む、請求項１２に記載の方法。 - 【請求項１４】 前記発振器信号の前記オフ時間を超え
て前記スイッチが閉じた状態に維持された後で前記ＡＭ
Ｐ信号がアサートされるならば、前記発振器信号がハイ
である間に前記スイッチを開くための第４の回路を設け
るステップをさらに含む、請求項１２に記載の方法。 - 【請求項１５】 前記誘導子電流が高電流限界を超える
と前記スイッチを開くための第４の回路を設けるステッ
プをさらに含む、請求項１２に記載の方法。 - 【請求項１６】 前記誘導子電流が前記高電流限界を超
えるとき、前記スイッチが開いた後で前記ＡＭＰ信号が
デアサートされるならば、前記発振器信号のローからハ
イへの遷移時に前記スイッチを閉じるための第５の回路
を設けるステップをさらに含む、請求項１５に記載の方
法。 - 【請求項１７】 スイッチ、発振器信号、ＡＭＰ信号、
誘導子、およびキャパシタを有するスイッチング電源に
おいて、入力源によって供給された入力電圧から出力電
圧を発生するための装置であって、 前記スイッチを閉じて、前記入力源からの電流を前記ス
イッチング電源の前記誘導子および前記キャパシタに流
し、これによって、前記誘導子を通る誘導子電流を上
げ、前記キャパシタにかかる前記出力電圧を増加するた
めの第１の回路と、 前記ＡＭＰ信号がアサートされると前記スイッチを開く
ための第２の回路と、 前記発振器信号のオフ時間の始めで前記ＡＭＰ信号がア
サートされなければ、前記発振器信号の前記オフ時間を
超えて前記スイッチを閉じた状態に維持して、前記誘導
子を通る前記誘導子電流を上げ続け、前記キャパシタに
かかる前記出力電圧を増加し続けるための第３の回路と
を含む、装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/456739 | 1995-06-01 | ||
| US08/456,739 US5814979A (en) | 1995-06-01 | 1995-06-01 | Low drop out switching regulator |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08331838A true JPH08331838A (ja) | 1996-12-13 |
Family
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8060875A Withdrawn JPH08331838A (ja) | 1995-06-01 | 1996-03-18 | 入力源によって供給された入力電圧から出力電圧を発生するための方法および装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (2) | US5814979A (ja) |
| EP (1) | EP0746087A3 (ja) |
| JP (1) | JPH08331838A (ja) |
| TW (1) | TW449951B (ja) |
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