JPH0833341A - Power factor improving switching power supply circuit - Google Patents
Power factor improving switching power supply circuitInfo
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 73
- 238000009499 grossing Methods 0.000 claims abstract description 51
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims abstract description 35
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 abstract 1
- 230000002708 enhancing effect Effects 0.000 abstract 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 11
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 3
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 3
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、部品点数を削減し、か
つ信頼性を向上した力率改善回路型スイッチング電源回
路に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a power factor correction circuit type switching power supply circuit having a reduced number of parts and improved reliability.
【０００２】[0002]
【従来の技術】一般に、スイッチング電源回路は、図４
に示すように、交流電源１０をブリッジ型全波整流器１
１で全波整流し、さらに平滑コンデンサ１２で平滑化し
て、スイッチング電源のコンバータ１３に供給してなる
ものである。このスイッチング電源回路において、ブリ
ッジ型全波整流器１１の直後の平滑コンデンサ１２への
入力電圧は、図６（ａ）に示すように、正弦波で、これ
が平滑化されて平滑コンデンサ１２の直後はリップル電
圧となる。2. Description of the Related Art Generally, a switching power supply circuit is shown in FIG.
As shown in, the AC power supply 10 is connected to the bridge type full-wave rectifier 1
1 for full-wave rectification, smoothing by a smoothing capacitor 12, and supply to a converter 13 of a switching power supply. In this switching power supply circuit, the input voltage to the smoothing capacitor 12 immediately after the bridge-type full-wave rectifier 11 is a sine wave as shown in FIG. It becomes a voltage.
【０００３】しかるに、平滑コンデンサ１２への入力電
流は、平滑コンデンサ１２の電圧が低下したときだけし
か流れず、入力電圧が正弦波であるのに対し、電流波形
としては、図６（ｂ）に示すように、導通角の狭い、ピ
ークの大きな波形となり、波高値が高くなる。したがっ
て、力率が０．５程度と極めて悪くなる。However, the input current to the smoothing capacitor 12 flows only when the voltage of the smoothing capacitor 12 drops, and the input voltage is a sine wave, whereas the current waveform is shown in FIG. 6 (b). As shown, the waveform has a narrow conduction angle, a large peak, and a high peak value. Therefore, the power factor is about 0.5, which is extremely poor.
【０００４】そこで、従来より力率改善型スイッチング
電源回路が使用されている。従来の力率改善型スイッチ
ング電源回路は、図５に示すように、昇圧チョッパと呼
ばれるブースト回路が使用されている。これをさらに詳
しく説明すると、ブリッジ型全波整流器１１の正端子に
インダクタンス素子１４と昇圧用ダイオード１５を直列
に接続し、昇圧用ダイオード１５のカソードを平滑コン
デンサ１２の正電極に接続し、この平滑コンデンサ１２
の負電極をブリッジ型全波整流器１１の負端子に接続
し、さらに、インダクタンス素子１４と昇圧用ダイオー
ド１５の接続点からもう一方のダイオード１７を介して
ＭＯＳ−ＦＥＴからなるスイッチング素子１６のドレイ
ンに接続し、このスイッチング素子１６のソースを平滑
コンデンサ１２の負電極とブリッジ型全波整流器１１の
負端子の接続点に接続し、ブリッジ型全波整流器１１の
正負端子間にコンデンサ１８を接続して構成される。そ
して、インダクタンス素子１４、ダイオード１７、スイ
ッチング素子１６および昇圧用ダイオード１５によって
昇圧チョッパ回路２０が構成されている。Therefore, a power factor improving switching power supply circuit has been conventionally used. A conventional power factor improving switching power supply circuit uses a boost circuit called a step-up chopper as shown in FIG. To explain this in more detail, the inductance element 14 and the boosting diode 15 are connected in series to the positive terminal of the bridge type full-wave rectifier 11, and the cathode of the boosting diode 15 is connected to the positive electrode of the smoothing capacitor 12, and this smoothing is performed. Capacitor 12
Is connected to the negative terminal of the bridge-type full-wave rectifier 11, and further, from the connection point of the inductance element 14 and the boosting diode 15 to the drain of the switching element 16 composed of a MOS-FET via the other diode 17. The source of the switching element 16 is connected to the connection point between the negative electrode of the smoothing capacitor 12 and the negative terminal of the bridge type full wave rectifier 11, and the capacitor 18 is connected between the positive and negative terminals of the bridge type full wave rectifier 11. Composed. The inductance element 14, the diode 17, the switching element 16 and the boosting diode 15 constitute a boosting chopper circuit 20.
【０００５】以上の回路において、スイッチング電源回
路としての作用は、つぎのとおりである。平滑コンデン
サ１２の正電極に、コンバータ１３におけるトランス２
１の１次巻線２２の他端を接続し、トランス２１の１次
巻線２２の一端をスイッチング素子１６のドレインに接
続することにより、昇圧用ダイオード１５によって平滑
コンデンサ１２の充電電圧を昇圧し、この電圧をスイッ
チング素子１６で高周波スイッチングしてトランス２１
の１次巻線２２と２次巻線２３を介して２次側に電力を
供給するものである。The operation of the switching power supply circuit in the above circuit is as follows. The positive electrode of the smoothing capacitor 12 is connected to the transformer 2 in the converter 13.
By connecting the other end of the primary winding 22 of 1 and connecting one end of the primary winding 22 of the transformer 21 to the drain of the switching element 16, the boosting diode 15 boosts the charging voltage of the smoothing capacitor 12. , This voltage is high-frequency switched by the switching element 16 and the transformer 21
The electric power is supplied to the secondary side through the primary winding 22 and the secondary winding 23.
【０００６】以上の回路において、昇圧チョッパ回路２
０の力率改善としての作用は、つぎのとおりである。ト
ランス２１を介して電力を変換し２次側に伝達する高周
波スイッチングと同期して動作するように、インダクタ
ンス素子１４とダイオード１７、スイッチング素子１６
および昇圧用ダイオード１５で昇圧チョッパ回路２０を
構成する。この昇圧チョッパ回路２０において、交流入
力電流を商用サイクル内で高周波スイッチングすること
により、入力電流を平均化して入力力率を改善するもの
である。すなわち、図６（ａ）に示すように、交流入力
を全波整流した電圧は、商用半サイクル毎に電圧の山部
と谷部があり、これを図６（ｃ）のように高周波スイッ
チングすることにより、図６（ｂ）に示すような一般的
な平滑コンデンサ１２入力における導通角の狭い電流
を、図６（ｄ）に示すような正弦波状に広げて入力力率
を改善するものである。In the above circuit, the boost chopper circuit 2
The action of 0 as a power factor improvement is as follows. The inductance element 14, the diode 17, and the switching element 16 are operated so as to operate in synchronization with the high frequency switching that converts the power through the transformer 21 and transmits the power to the secondary side.
A boosting chopper circuit 20 is configured by the boosting diode 15. In the step-up chopper circuit 20, the input current is averaged and the input power factor is improved by high-frequency switching the AC input current within the commercial cycle. That is, as shown in FIG. 6A, the voltage obtained by full-wave rectifying the AC input has a peak portion and a valley portion of the voltage for each commercial half cycle, and this is subjected to high frequency switching as shown in FIG. 6C. As a result, the current having a narrow conduction angle at the input of the general smoothing capacitor 12 as shown in FIG. 6B is spread in a sinusoidal shape as shown in FIG. 6D to improve the input power factor. .
【０００７】[0007]
【発明が解決しようとする課題】従来回路における力率
改善は、商用半サイクル全般に昇圧動作を行なうため、
平滑コンデンサ１２の耐圧が一般的なコンデンサ入力の
整流回路に比較すると高くなり、特にＡＣ２００Ｖ系の
入力電圧では例えば５００Ｖ以上のコンデンサが必要と
なる。しかし、一般的な電解コンデンサとしては最大４
５０Ｖまでしかなく、現状では、２５０Ｖか３００Ｖを
２本直列にして使用している。また、半導体について
も、昇圧用ダイオード１５とダイオード１７の２個使用
しているため、これらによる部品点数の増加によって価
格が上昇するとともに、信頼性が低下するという問題が
あった。In order to improve the power factor in the conventional circuit, the boosting operation is performed in the whole commercial half cycle.
The withstand voltage of the smoothing capacitor 12 is higher than that of a general capacitor input rectifier circuit, and particularly for an input voltage of AC200V system, a capacitor of 500V or more is required. However, it is a maximum of 4 for a general electrolytic capacitor.
There is only 50V, and currently two 250V or 300V are used in series. Further, since two semiconductors, the boosting diode 15 and the diode 17, are used for the semiconductor, there is a problem that the price increases due to the increase in the number of parts due to these and the reliability decreases.
【０００８】本発明は、部品点数を削減し、かつ信頼性
を向上した力率改善回路型スイッチング電源回路を得る
ことを目的とするものである。An object of the present invention is to obtain a power factor correction circuit type switching power supply circuit with a reduced number of parts and improved reliability.
【０００９】[0009]
【課題を解決するための手段】本発明は、交流電源１０
をブリッジ型全波整流器１１で整流し、昇圧チョッパ回
路２０とコンバータ１３を介して直流電源を得るように
したスイッチング電源回路において、前記昇圧チョッパ
回路２０は、前記ブリッジ型全波整流器１１の正端子を
インダクタンス素子１４を介してダイオード１７のアノ
ードに接続し、このダイオード１７のカソードをスイッ
チング素子１６の一端に接続するとともに、前記コンバ
ータ１３におけるトランス２１の１次巻線２２の一端に
接続し、前記スイッチング素子１６の他端を前記ブリッ
ジ型全波整流器１１の負端子に接続し、前記１次巻線２
２の他端を平滑コンデンサ１２の正電極に接続し、この
平滑コンデンサ１２の負電極を前記スイッチング素子１
６の他端に接続し、前記ブリッジ型全波整流器１１の正
負両端子間にコンデンサ１８を接続してなることを特徴
とする力率改善型スイッチング電源回路である。According to the present invention, an AC power supply 10 is provided.
In a switching power supply circuit in which a DC power source is obtained via a step-up chopper circuit 20 and a converter 13 by rectifying the current with a bridge-type full-wave rectifier 11, and the step-up chopper circuit 20 includes a positive terminal of the bridge-type full-wave rectifier 11. Is connected to the anode of the diode 17 via the inductance element 14, the cathode of the diode 17 is connected to one end of the switching element 16, and is also connected to one end of the primary winding 22 of the transformer 21 in the converter 13, The other end of the switching element 16 is connected to the negative terminal of the bridge type full-wave rectifier 11, and the primary winding 2
The other end of the smoothing capacitor 12 is connected to the positive electrode of the smoothing capacitor 12, and the negative electrode of the smoothing capacitor 12 is connected to the switching element 1
The power factor improving switching power supply circuit is characterized in that it is connected to the other end of 6 and a capacitor 18 is connected between the positive and negative terminals of the bridge type full wave rectifier 11.
【００１０】[0010]
【作用】スイッチング素子１６がオフしたときのインダ
クタンス素子１４の電流とトランス２１のフライバック
電圧を利用して平滑コンデンサ１２に電荷を蓄える。こ
の電荷をスイッチング素子１６で高周波スイッチングし
て、トランス２１の巻線を介して２次側に電力を伝達す
ることにより、スイッチング電源の入力電流を正弦波に
近付け、力率を改善する。The charge is stored in the smoothing capacitor 12 by utilizing the current of the inductance element 14 and the flyback voltage of the transformer 21 when the switching element 16 is turned off. This charge is subjected to high frequency switching by the switching element 16 and electric power is transmitted to the secondary side through the winding of the transformer 21, thereby bringing the input current of the switching power supply close to a sine wave and improving the power factor.
【００１１】従来回路では、昇圧された電圧をそのまま
平滑コンデンサ１２に充電するが、本発明の回路では、
スイッチング素子１６がオフしたときのフライバック・
エネルギーを平滑コンデンサ１２に充電するとともに、
トランス２１で２次側に供給するので、昇圧される電圧
が低くなり、平滑コンデンサ１２は、４００Ｖ耐圧のも
のを使用することが可能となる。In the conventional circuit, the smoothed capacitor 12 is charged with the boosted voltage as it is, but in the circuit of the present invention,
Flyback when the switching element 16 is turned off.
While charging the smoothing capacitor 12 with energy,
Since the transformer 21 supplies the voltage to the secondary side, the boosted voltage becomes low, and it is possible to use the smoothing capacitor 12 having a withstand voltage of 400V.
【００１２】[0012]
【実施例】以下、本発明の第１実施例を図１に基づいて
説明する。従来回路では、複数個のダイオード１５、１
７を用いている。しかし、本発明の基本的考えは、図１
に示すように、ダイオード１７だけを用い、スイッチン
グ素子１６がオフしたときのインダクタンス素子１４の
電流とトランス２１のフライバック電圧を利用して平滑
コンデンサ１２に図示実線方向の経路で電荷を蓄え、ス
イッチングのつぎのサイクルでこの電荷をスイッチング
素子１６で高周波スイッチングしてトランス２１の巻線
を介して２次側に電力を伝達するものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS A first embodiment of the present invention will be described below with reference to FIG. In the conventional circuit, a plurality of diodes 15, 1
7 is used. However, the basic idea of the present invention is as shown in FIG.
As shown in FIG. 7, only the diode 17 is used, and the electric current of the inductance element 14 and the flyback voltage of the transformer 21 when the switching element 16 is turned off are used to store electric charges in the smoothing capacitor 12 along a path in the direction indicated by the solid line in FIG. In the next cycle, the electric charge is high-frequency switched by the switching element 16 and the electric power is transmitted to the secondary side through the winding of the transformer 21.
【００１３】また、フライバック電圧によるエネルギー
Ｐは、インダクタンス素子１４のインダクタンスと１次
巻線２２によるリーケージ・インダクタンス（漏洩イン
ダクタンス）の合成インダクタンスＬ、スイッチング素
子１６オフ直前の通過電流Ｉおよびスイッチング周波数
ｆにより以下のように表すことができる。 フライバックエネルギーＰ＝１／２・Ｌ・Ｉ2・ｆ
（Ｗ）The energy P due to the flyback voltage is the combined inductance L of the inductance of the inductance element 14 and the leakage inductance (leakage inductance) due to the primary winding 22, the passing current I immediately before the switching element 16 is turned off, and the switching frequency f. Can be expressed as follows. Flyback energy P = 1/2 · L · I 2 · f
(W)
【００１４】本発明の具体的回路を図１に基づき説明す
ると、図１において、交流電源１０にブリッジ型全波整
流器１１を接続し、このブリッジ型全波整流器１１の正
端子に直列にインダクタンス素子１４とダイオード１７
を介在し、このダイオード１７のカソードをＭＯＳ−Ｆ
ＥＴからなるスイッチング素子１６のドレインに接続
し、スイッチング素子１６のソースをブリッジ型全波整
流器１１の負端子に接続し、ダイオード１７とスイッチ
ング素子１６の接続点にトランス２１の１次巻線２２の
一端を接続し、トランス２１の１次巻線２２の他端に平
滑コンデンサ１２の正電極を接続して、かつ平滑コンデ
ンサ１２の負電極をブリッジ型全波整流器１１とスイッ
チング素子１６の接続点に接続し、ブリッジ型全波整流
器１１の正負端子間にコンデンサ１８を接続して構成し
ている。A concrete circuit of the present invention will be described with reference to FIG. 1. In FIG. 1, a bridge type full wave rectifier 11 is connected to an AC power source 10, and an inductance element is connected in series to the positive terminal of the bridge type full wave rectifier 11. 14 and diode 17
Through the MOS-F
It is connected to the drain of the switching element 16 composed of ET, the source of the switching element 16 is connected to the negative terminal of the bridge type full-wave rectifier 11, and the primary winding 22 of the transformer 21 is connected to the connection point between the diode 17 and the switching element 16. One end is connected, the positive electrode of the smoothing capacitor 12 is connected to the other end of the primary winding 22 of the transformer 21, and the negative electrode of the smoothing capacitor 12 is connected to the bridge type full-wave rectifier 11 and the switching element 16. The capacitor 18 is connected and the capacitor 18 is connected between the positive and negative terminals of the bridge type full-wave rectifier 11.
【００１５】以上のような構成において、スイッチング
素子１６オン時に、インダクタンス素子１４、ダイオー
ド１７、トランス２１の１次巻線２２、平滑コンデンサ
１２、コンデンサ１８、インダクタンス素子１４の閉回
路が形成され、図２の実線矢印方向に電流が流れる。ま
た、スイッチング素子１６オフ時に、平滑コンデンサ１
２、トランス２１の１次巻線２２、スイッチング素子１
６、平滑コンデンサ１２の閉回路が形成され、図２の点
線矢印方向に電流が流れる。In the above configuration, when the switching element 16 is turned on, a closed circuit of the inductance element 14, the diode 17, the primary winding 22 of the transformer 21, the smoothing capacitor 12, the capacitor 18, and the inductance element 14 is formed. A current flows in the direction of the solid line arrow 2. Further, when the switching element 16 is off, the smoothing capacitor 1
2, primary winding 22 of transformer 21, switching element 1
6. A closed circuit of the smoothing capacitor 12 is formed, and current flows in the direction of the dotted arrow in FIG.
【００１６】このとき、前記トランス２１の１次巻線２
２に流れる電流波形は、図２（ｂ）に示すように、スイ
ッチング素子１６オン時にトランス２１の励磁インダク
タンスによって流れる２次伝達電流が正方向に流れ、オ
フ時にインダクタンス素子１４の電流を継続して平滑コ
ンデンサ１２を充電する負方向の電流が観測される。ま
た２次側のダイオード２４の電流は、図２（ａ）に示す
ように、インダクタンス素子１４のインダクタンスによ
る傾斜と、トランス２１のリーケージ・インダクタンス
による傾斜との異なる２段の電流となる。スイッチング
素子１６の電圧は、図２（ｃ）に示される。At this time, the primary winding 2 of the transformer 21
As shown in FIG. 2B, the waveform of the current flowing in 2 is such that the secondary transfer current flowing by the exciting inductance of the transformer 21 flows in the positive direction when the switching element 16 is on, and the current of the inductance element 14 continues when it is off. A negative current that charges the smoothing capacitor 12 is observed. As shown in FIG. 2A, the current of the diode 24 on the secondary side is a two-stage current having a different slope due to the inductance of the inductance element 14 and a slope due to the leakage inductance of the transformer 21. The voltage of the switching element 16 is shown in FIG.
【００１７】図１および図２で説明したように、スイッ
チング素子１６がオフしたときのインダクタンス素子１
４の電流とトランス２１のフライバック電圧を利用して
平滑コンデンサ１２に電荷を蓄え、この電荷をスイッチ
ング素子１６で高周波スイッチングして、トランス２１
の巻線を介して２次側に電力を伝達することにより、ス
イッチング電源の入力電流を正弦波に近付け、力率を改
善するものである。As described with reference to FIGS. 1 and 2, the inductance element 1 when the switching element 16 is turned off.
4 and the flyback voltage of the transformer 21 are used to store electric charges in the smoothing capacitor 12, and the electric charges are high-frequency switched by the switching element 16 so that the transformer 21
By transmitting electric power to the secondary side through the winding of, the input current of the switching power supply approaches a sine wave and the power factor is improved.
【００１８】このような構成とすることにより、従来の
回路で使用している昇圧用ダイオード１５を省くことが
できる。また、従来回路では、昇圧された電圧をそのま
ま平滑コンデンサ１２に充電するが、本発明の回路で
は、スイッチング素子１６がオフしたときのフライバッ
ク・エネルギーを平滑コンデンサ１２に充電するととも
に、トランス２１で２次巻線２３側に供給するので、昇
圧される電圧が低くなり、平滑コンデンサ１２は、４０
０Ｖ耐圧のものを使用することが可能となる。With such a structure, the boosting diode 15 used in the conventional circuit can be omitted. Further, in the conventional circuit, the boosted voltage is charged to the smoothing capacitor 12 as it is, but in the circuit of the present invention, the flyback energy when the switching element 16 is turned off is charged to the smoothing capacitor 12 and the transformer 21 is used. Since it is supplied to the secondary winding 23 side, the boosted voltage becomes low, and the smoothing capacitor 12 becomes 40
It is possible to use one having a withstand voltage of 0V.
【００１９】なお、出力端子２６、２７間の電圧に変動
があったときは、フィードバック回路２８、絶縁手段２
９を介して、ＰＷＭ制御用ＩＣ１９に誤差信号を送り、
パルス幅制御をして安定した電圧を得ることは従来通り
である。When the voltage between the output terminals 26 and 27 fluctuates, the feedback circuit 28 and the insulating means 2 are used.
An error signal is sent to the PWM control IC 19 via 9,
It is conventional to control the pulse width and obtain a stable voltage.
【００２０】本発明の第２実施例を説明する。図３にお
いて、交流電源１０にブリッジ型全波整流器１１を接続
し、このブリッジ型全波整流器１１の正端子に直列にダ
イオード１７を介在し、このダイオード１７のカソード
をスイッチング素子１６のドレインに接続し、スイッチ
ング素子１６のソースにインダクタンス素子１４を介し
てブリッジ型全波整流器１１の負端子に接続し、ダイオ
ード１７とスイッチング素子１６の接続点にトランス２
１の１次巻線２２の一端を接続し、トランス２１の１次
巻線２２の他端に平滑コンデンサ１２の正電極を接続し
て、かつ平滑コンデンサ１２の負電極をインダクタンス
素子１４とスイッチング素子１６の接続点に接続し、ブ
リッジ型全波整流器１１の正負端子間にコンデンサ１８
を接続して構成している。A second embodiment of the present invention will be described. In FIG. 3, a bridge-type full-wave rectifier 11 is connected to an AC power source 10, a diode 17 is interposed in series with a positive terminal of the bridge-type full-wave rectifier 11, and a cathode of the diode 17 is connected to a drain of a switching element 16. Then, the source of the switching element 16 is connected to the negative terminal of the bridge type full-wave rectifier 11 via the inductance element 14, and the transformer 2 is connected to the connection point between the diode 17 and the switching element 16.
1 is connected to one end of the primary winding 22, the other end of the primary winding 22 of the transformer 21 is connected to the positive electrode of the smoothing capacitor 12, and the negative electrode of the smoothing capacitor 12 is connected to the inductance element 14 and the switching element. 16 and a capacitor 18 between the positive and negative terminals of the bridge full-wave rectifier 11.
Are connected and configured.
【００２１】このような構成とすることにより、図１と
同様、従来の回路で使用している昇圧用ダイオード１５
を省くことができるとともに、昇圧される電圧が低くな
り、平滑コンデンサ１２は、４００Ｖ耐圧のものを使用
することが可能となる。With such a configuration, the boosting diode 15 used in the conventional circuit, as in FIG. 1, is used.
In addition, the boosted voltage is reduced, and the smoothing capacitor 12 having a withstand voltage of 400 V can be used.
【００２２】また、図６で説明したように、スイッチン
グ素子１６がオフしたときのインダクタンス素子１４の
電流とトランス２１のフライバック電圧を利用して平滑
コンデンサ１２に電荷を蓄え、この電荷をスイッチング
素子１６で高周波スイッチングして、トランス２１の巻
線を介して２次側に電力を伝達することにより、スイッ
チング電源の入力電流を正弦波に近付け、力率を改善し
ている。Further, as described with reference to FIG. 6, the electric current of the inductance element 14 and the flyback voltage of the transformer 21 when the switching element 16 is turned off are used to store the electric charge in the smoothing capacitor 12, and the electric charge is stored in the switching element. By performing high-frequency switching in 16 and transmitting power to the secondary side through the winding of the transformer 21, the input current of the switching power supply approaches a sine wave and the power factor is improved.
【００２３】図１および図３において、コンデンサ１８
は、スイッチング素子１６による高周波電流を流すため
の小容量フィルムコンデンサによるバイパスコンデンサ
であり、電解コンデンサのような大容量でないため、商
用半サイクル毎に略０Ｖになり、入力力率を悪化するこ
とはない。In FIGS. 1 and 3, the capacitor 18
Is a bypass capacitor with a small-capacity film capacitor for flowing a high-frequency current by the switching element 16, and since it is not a large capacity like an electrolytic capacitor, it becomes approximately 0 V every commercial half cycle, and the input power factor is not deteriorated. Absent.
【００２４】前記実施例では、スイッチング素子１６を
ＭＯＳ−ＦＥＴで構成したが、バイポーラトランジスタ
やＩＧＢＴで構成することも可能である。In the above embodiment, the switching element 16 is composed of the MOS-FET, but it may be composed of a bipolar transistor or an IGBT.
【００２５】[0025]
（１）本発明は、上述のようにスイッチング素子１６が
オフしたときのインダクタンス素子１４の電流とトラン
ス２１のフライバック電圧を利用して平滑コンデンサ１
２に電荷を蓄え、この電荷をスイッチング素子１６で高
周波スイッチングして、トランス２１の巻線を介して２
次側に電力を伝達することにより、スイッチング電源の
入力電流を正弦波に近付けるように構成したので、半導
体の数を少なくしながら、従来と同様に入力電流を正弦
波状にすることができ、力率の高いスイッチング電源が
簡単な構成で得られる。(1) The present invention utilizes the current of the inductance element 14 and the flyback voltage of the transformer 21 when the switching element 16 is turned off as described above, and the smoothing capacitor 1
The electric charge is stored in 2, the electric charge is high-frequency switched by the switching element 16, and the electric charge is
Since the input current of the switching power supply is made to approach a sine wave by transmitting power to the secondary side, it is possible to reduce the number of semiconductors and make the input current sinusoidal in the same way as before. A highly efficient switching power supply can be obtained with a simple structure.
【００２６】（２）従来の回路で使用している昇圧用ダ
イオード１５を省くことができ、回路構成が簡単で安価
になる。(2) The boosting diode 15 used in the conventional circuit can be omitted, and the circuit configuration is simple and inexpensive.
【００２７】（３）また、従来回路では、昇圧された電
圧をそのまま平滑コンデンサ１２に充電するが、本発明
の回路では、スイッチング素子１６がオフしたときのフ
ライバック・エネルギーを平滑コンデンサ１２に充電す
るとともに、トランス２１で２次巻線２３側に供給する
ので、昇圧される電圧が低くなり、平滑コンデンサ１２
は、従来よりも耐圧の低い、４００Ｖ耐圧のものを使用
することが可能となる。(3) In the conventional circuit, the boosted voltage is charged into the smoothing capacitor 12 as it is, but in the circuit of the present invention, the smoothing capacitor 12 is charged with flyback energy when the switching element 16 is turned off. In addition, since the transformer 21 supplies the secondary winding 23, the boosted voltage becomes low, and the smoothing capacitor 12
Can use a withstand voltage of 400V, which is lower than the conventional one.
【図１】本発明による力率改善型スイッチング電源回路
の第１実施例を示す電気回路図である。FIG. 1 is an electric circuit diagram showing a first embodiment of a power factor improving switching power supply circuit according to the present invention.
【図２】（ａ）は２次側のダイオード２４の電流波形
図、（ｂ）は１次巻線２２の電流波形図、（ｃ）はスイ
ッチング素子１６の印加電圧波形図である。2A is a current waveform diagram of a diode 24 on the secondary side, FIG. 2B is a current waveform diagram of a primary winding 22, and FIG. 2C is a voltage waveform diagram of an applied voltage to a switching element 16.
【図３】本発明による力率改善型スイッチング電源回路
の第２実施例を示す電気回路図である。FIG. 3 is an electric circuit diagram showing a second embodiment of the power factor improving switching power supply circuit according to the present invention.
【図４】一般的なスイッチング電源回路を示す電気回路
図である。FIG. 4 is an electric circuit diagram showing a general switching power supply circuit.
【図５】従来の力率改善型スイッチング電源回路を示す
電気回路図である。FIG. 5 is an electric circuit diagram showing a conventional power factor improving switching power supply circuit.
【図６】（ａ）は全波整流電圧とリップル電圧波形図、
（ｂ）は平滑コンデンサ１２への入力電流波形図、
（ｃ）は昇圧チョッパ回路２０の電圧波形図、（ｄ）は
力率改善後の平滑コンデンサ１２への入力電流波形図で
ある。FIG. 6 (a) is a full-wave rectified voltage and ripple voltage waveform diagram,
(B) is a waveform diagram of the input current to the smoothing capacitor 12,
(C) is a voltage waveform diagram of the boost chopper circuit 20, and (d) is a waveform diagram of an input current to the smoothing capacitor 12 after power factor correction.
１０…交流電源、１１…ブリッジ型全波整流器、１２…
平滑コンデンサ、１３…コンバータ、１４…インダクタ
ンス素子、１５…昇圧用ダイオード、１６…スイッチン
グ素子、１７…ダイオード、１８…コンデンサ、１９…
ＰＷＭ制御用ＩＣ、２０…昇圧チョッパ回路、２１…ト
ランス、２２…１次巻線、２３…２次巻線、２４…ダイ
オード、２５…コンデンサ、２６…＋出力端子、２７…
−出力端子、２８…フィードバック回路、２９…絶縁手
段。10 ... AC power supply, 11 ... Bridge type full-wave rectifier, 12 ...
Smoothing capacitor, 13 ... Converter, 14 ... Inductance element, 15 ... Boosting diode, 16 ... Switching element, 17 ... Diode, 18 ... Capacitor, 19 ...
PWM control IC, 20 ... Step-up chopper circuit, 21 ... Transformer, 22 ... Primary winding, 23 ... Secondary winding, 24 ... Diode, 25 ... Capacitor, 26 ... + Output terminal, 27 ...
-Output terminal, 28 ... feedback circuit, 29 ... insulating means.
Claims (4)
１で整流し、昇圧チョッパ回路２０とコンバータ１３を
介して直流電源を得るようにしたスイッチング電源回路
において、前記昇圧チョッパ回路２０は、前記ブリッジ
型全波整流器１１の正端子をインダクタンス素子１４を
介してダイオード１７のアノードに接続し、このダイオ
ード１７のカソードをスイッチング素子１６の一端に接
続するとともに、前記コンバータ１３におけるトランス
２１の１次巻線２２の一端に接続し、前記スイッチング
素子１６の他端を前記ブリッジ型全波整流器１１の負端
子に接続し、前記１次巻線２２の他端を平滑コンデンサ
１２の正電極に接続し、この平滑コンデンサ１２の負電
極を前記スイッチング素子１６の他端に接続し、前記ブ
リッジ型全波整流器１１の正負両端子間にコンデンサ１
８を接続してなることを特徴とする力率改善型スイッチ
ング電源回路。1. An AC power supply 10 is a bridge type full wave rectifier 1
In the switching power supply circuit which is rectified by 1 and obtains a DC power source through the step-up chopper circuit 20 and the converter 13, the step-up chopper circuit 20 connects the positive terminal of the bridge-type full-wave rectifier 11 through the inductance element 14. Connected to the anode of the diode 17, the cathode of the diode 17 is connected to one end of the switching element 16 and one end of the primary winding 22 of the transformer 21 in the converter 13, and the other end of the switching element 16 is connected. Is connected to the negative terminal of the bridge type full-wave rectifier 11, the other end of the primary winding 22 is connected to the positive electrode of the smoothing capacitor 12, and the negative electrode of the smoothing capacitor 12 is connected to the other end of the switching element 16. And a capacitor 1 between the positive and negative terminals of the bridge type full-wave rectifier 11.
A power factor improving switching power supply circuit characterized in that 8 are connected.
１で整流し、昇圧チョッパ回路２０とコンバータ１３を
介して直流電源を得、この直流電源を帰還してＭＯＳ−
ＦＥＴからなるスイッチング素子１６をＰＷＭ制御する
ようにしたスイッチング電源回路において、前記昇圧チ
ョッパ回路２０は、前記ブリッジ型全波整流器１１の正
端子をインダクタンス素子１４を介してダイオード１７
のアノードに接続し、このダイオード１７のカソードを
スイッチング素子１６のドレインに接続するとともに、
前記コンバータ１３におけるトランス２１の１次巻線２
２の一端に接続し、前記スイッチング素子１６のソース
を前記ブリッジ型全波整流器１１の負端子に接続し、前
記１次巻線２２の他端を平滑コンデンサ１２の正電極に
接続し、この平滑コンデンサ１２の負電極を前記スイッ
チング素子１６のソースに接続し、前記ブリッジ型全波
整流器１１の正負両端子間にコンデンサ１８を接続して
なリ、前記コンバータ１３は、前記トランス２１の２次
巻線２３をダイオード２４とコンデンサ２５を介して出
力端子２６、２７に接続し、この出力端子２６、２７を
フィードバック回路２８と絶縁手段２９を介して前記ス
イッチング素子１６のＰＷＭ制御用ＩＣ１９に接続して
なることを特徴とする力率改善型スイッチング電源回
路。2. The AC power supply 10 is a bridge type full-wave rectifier 1
1 is rectified, a DC power source is obtained through the step-up chopper circuit 20 and the converter 13, and this DC power source is fed back to the MOS-
In the switching power supply circuit in which the switching element 16 composed of FET is PWM-controlled, the boost chopper circuit 20 connects the positive terminal of the bridge type full-wave rectifier 11 to the diode 17 via the inductance element 14.
And the cathode of the diode 17 to the drain of the switching element 16, and
Primary winding 2 of transformer 21 in the converter 13
2, the source of the switching element 16 is connected to the negative terminal of the bridge type full-wave rectifier 11, and the other end of the primary winding 22 is connected to the positive electrode of the smoothing capacitor 12. The negative electrode of the capacitor 12 is connected to the source of the switching element 16, and the capacitor 18 is connected between the positive and negative terminals of the bridge full-wave rectifier 11, and the converter 13 is a secondary winding of the transformer 21. The line 23 is connected to the output terminals 26 and 27 via the diode 24 and the capacitor 25, and the output terminals 26 and 27 are connected to the PWM control IC 19 of the switching element 16 via the feedback circuit 28 and the insulating means 29. A power factor improving switching power supply circuit characterized by the following.
１で整流し、昇圧チョッパ回路２０とコンバータ１３を
介して直流電源を得るようにしたスイッチング電源回路
において、前記昇圧チョッパ回路２０は、前記ブリッジ
型全波整流器１１の正端子をダイオード１７のアノード
に接続し、このダイオード１７のカソードをスイッチン
グ素子１６の一端に接続するとともに、前記コンバータ
１３におけるトランス２１の１次巻線２２の一端に接続
し、前記スイッチング素子１６の他端をインダクタンス
素子１４を介して前記ブリッジ型全波整流器１１の負端
子に接続し、前記１次巻線２２の他端を平滑コンデンサ
１２の正電極に接続し、この平滑コンデンサ１２の負電
極を前記スイッチング素子１６の他端に接続し、前記ブ
リッジ型全波整流器１１の正負両端子間にコンデンサ１
８を接続してなることを特徴とする力率改善型スイッチ
ング電源回路。3. An AC power source 10 is a bridge type full wave rectifier 1
In the switching power supply circuit that is rectified by 1 and obtains a DC power source through the boost chopper circuit 20 and the converter 13, the boost chopper circuit 20 uses the positive terminal of the bridge full-wave rectifier 11 as the anode of the diode 17. And the cathode of the diode 17 is connected to one end of the switching element 16 and is connected to one end of the primary winding 22 of the transformer 21 in the converter 13, and the other end of the switching element 16 is connected via the inductance element 14. Connected to the negative terminal of the bridge-type full-wave rectifier 11, the other end of the primary winding 22 is connected to the positive electrode of the smoothing capacitor 12, and the negative electrode of the smoothing capacitor 12 is connected to the other end of the switching element 16. And a capacitor 1 between the positive and negative terminals of the bridge type full-wave rectifier 11.
A power factor improving switching power supply circuit characterized in that 8 are connected.
１で整流し、昇圧チョッパ回路２０とコンバータ１３を
介して直流電源を得、この直流電源を帰還してＭＯＳ−
ＦＥＴからなるスイッチング素子１６をＰＷＭ制御する
ようにしたスイッチング電源回路において、前記昇圧チ
ョッパ回路２０は、前記ブリッジ型全波整流器１１の正
端子をダイオード１７のアノードに接続し、このダイオ
ード１７のカソードをスイッチング素子１６のドレイン
に接続するとともに、前記コンバータ１３におけるトラ
ンス２１の１次巻線２２の一端に接続し、前記スイッチ
ング素子１６のソースをインダクタンス素子１４を介し
て前記ブリッジ型全波整流器１１の負端子に接続し、前
記１次巻線２２の他端を平滑コンデンサ１２の正電極に
接続し、この平滑コンデンサ１２の負電極を前記スイッ
チング素子１６のソースに接続し、前記ブリッジ型全波
整流器１１の正負両端子間にコンデンサ１８を接続して
なリ、前記コンバータ１３は、前記トランス２１の２次
巻線２３をダイオード２４とコンデンサ２５を介して出
力端子２６、２７に接続し、この出力端子２６、２７を
フィードバック回路２８と絶縁手段２９を介して前記ス
イッチング素子１６のＰＷＭ制御用ＩＣ１９に接続して
なることを特徴とする力率改善型スイッチング電源回
路。4. The bridge type full-wave rectifier 1 for the AC power source 10.
1 is rectified, a DC power source is obtained through the step-up chopper circuit 20 and the converter 13, and this DC power source is fed back to the MOS-
In the switching power supply circuit in which the switching element 16 composed of FET is PWM-controlled, the boost chopper circuit 20 connects the positive terminal of the bridge type full-wave rectifier 11 to the anode of the diode 17, and connects the cathode of the diode 17 to the cathode. It is connected to the drain of the switching element 16 and to one end of the primary winding 22 of the transformer 21 in the converter 13, and the source of the switching element 16 is connected to the negative terminal of the bridge full-wave rectifier 11 via the inductance element 14. The bridge-type full-wave rectifier 11 is connected to the terminal, the other end of the primary winding 22 is connected to the positive electrode of the smoothing capacitor 12, and the negative electrode of the smoothing capacitor 12 is connected to the source of the switching element 16. The capacitor 18 is connected between the positive and negative terminals of The transformer 13 connects the secondary winding 23 of the transformer 21 to output terminals 26 and 27 via a diode 24 and a capacitor 25, and the output terminals 26 and 27 are switched via a feedback circuit 28 and an insulating means 29. A power factor correction type switching power supply circuit characterized by being connected to a PWM control IC 19 of the element 16.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6190993A JPH0833341A (en) | 1994-07-21 | 1994-07-21 | Power factor improving switching power supply circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6190993A JPH0833341A (en) | 1994-07-21 | 1994-07-21 | Power factor improving switching power supply circuit |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0833341A true JPH0833341A (en) | 1996-02-02 |
Family
ID=16267087
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6190993A Pending JPH0833341A (en) | 1994-07-21 | 1994-07-21 | Power factor improving switching power supply circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0833341A (en) |
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| WO2018179694A1 (en) | 2017-03-29 | 2018-10-04 | Fdk株式会社 | Insulation-type switching power supply |
| CN119853477A (en) * | 2025-01-03 | 2025-04-18 | 湖南大学 | Digital power communication power supply suitable for information support of multi-node alternating-current micro-grid and control method thereof |
-
1994
- 1994-07-21 JP JP6190993A patent/JPH0833341A/en active Pending
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