JPH08335853A - 信号のディジタルフィルタリング方式 - Google Patents
信号のディジタルフィルタリング方式Info
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- JPH08335853A JPH08335853A JP8101660A JP10166096A JPH08335853A JP H08335853 A JPH08335853 A JP H08335853A JP 8101660 A JP8101660 A JP 8101660A JP 10166096 A JP10166096 A JP 10166096A JP H08335853 A JPH08335853 A JP H08335853A
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- 238000004364 calculation method Methods 0.000 claims abstract description 7
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 4
- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 claims description 2
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 abstract description 4
- 230000008030 elimination Effects 0.000 abstract 1
- 238000003379 elimination reaction Methods 0.000 abstract 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
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- 238000011084 recovery Methods 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/02—Amplitude-modulated carrier systems, e.g. using on-off keying; Single sideband or vestigial sideband modulation
- H04L27/06—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/066—Carrier recovery circuits
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 本発明は、伝送された信号の位相情報が受信
時に復元され、かつ、伝送中に発生した摂動が除去され
ることが要求される方式のディジタル信号処理に適用可
能なフィルタリング方式の提供を目的とする。 【解決手段】 本発明の信号のディジタルフィルタリン
グ方式は、二つのサンプルＸ（ｎ）の間の振幅の平均増
分ΔＸav（ｎ）を計算する計算回路と；フィルタリング
されるべきサンプルＸ（ｎ）と、該振幅の平均増分ΔＸ
av（ｎ）によって算術的に増加された前のサンプルＹ
（ｎ−１）との係数αで重み付けされた平均を計算する
出力信号（Ｙ（ｎ））回路とからなる。
時に復元され、かつ、伝送中に発生した摂動が除去され
ることが要求される方式のディジタル信号処理に適用可
能なフィルタリング方式の提供を目的とする。 【解決手段】 本発明の信号のディジタルフィルタリン
グ方式は、二つのサンプルＸ（ｎ）の間の振幅の平均増
分ΔＸav（ｎ）を計算する計算回路と；フィルタリング
されるべきサンプルＸ（ｎ）と、該振幅の平均増分ΔＸ
av（ｎ）によって算術的に増加された前のサンプルＹ
（ｎ−１）との係数αで重み付けされた平均を計算する
出力信号（Ｙ（ｎ））回路とからなる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、信号のディジタル
フィルタリング方式に係り、特に、単調に増加又は減少
する信号のディジタルフィルタリングに適当なディジタ
ル方式に関する。
フィルタリング方式に係り、特に、単調に増加又は減少
する信号のディジタルフィルタリングに適当なディジタ
ル方式に関する。
【０００２】
【従来の技術】目標は、受信された信号の中間周波数で
搬送波から、上記搬送波と位相が一致し、同一周波数を
有する基準信号を再構成する際に存する信号の同期的な
復調である。伝送中の可能性のある摂動に加えて、ビデ
オ変調の“残留側波帯”の性質によって、変調された信
号のより高い周波数で搬送波の位相変調が本質的に誘起
される。
搬送波から、上記搬送波と位相が一致し、同一周波数を
有する基準信号を再構成する際に存する信号の同期的な
復調である。伝送中の可能性のある摂動に加えて、ビデ
オ変調の“残留側波帯”の性質によって、変調された信
号のより高い周波数で搬送波の位相変調が本質的に誘起
される。
【０００３】上記搬送波の（ディジタル又はアナログ形
式の）復元は、一般的に、“位相ロックループ（ＰＬ
Ｌ）”を用いて行われる（図２を参照のこと）。位相の
フィルタリングは、位相ループ内で確認される。別のデ
ィジタル的な解決法（図３）は、受信された信号の瞬時
的な位相に図１に示したようなタイプのデータを与える
ことが可能であり、ジェー・イー・ボルダー(J. E. Vol
der)著の論文：“コーディック三角計算法(The Cordic
Trigonometric Computing Technique)”、電子計算機に
関するＩＲＥ論文誌、ページ３３０−３３４（１９５９
年９月）に記載された“ＣＯＲＤＩＣ”アルゴリズムの
ようなアルゴリズムを使用する。
式の）復元は、一般的に、“位相ロックループ（ＰＬ
Ｌ）”を用いて行われる（図２を参照のこと）。位相の
フィルタリングは、位相ループ内で確認される。別のデ
ィジタル的な解決法（図３）は、受信された信号の瞬時
的な位相に図１に示したようなタイプのデータを与える
ことが可能であり、ジェー・イー・ボルダー(J. E. Vol
der)著の論文：“コーディック三角計算法(The Cordic
Trigonometric Computing Technique)”、電子計算機に
関するＩＲＥ論文誌、ページ３３０−３３４（１９５９
年９月）に記載された“ＣＯＲＤＩＣ”アルゴリズムの
ようなアルゴリズムを使用する。
【０００４】フィルタリングの後、かくして構成された
基準信号のディジタル値を発生させるべく、予め記憶さ
れたルックアップテーブルをアクセスするため、上記情
報を直接利用することが可能である。
基準信号のディジタル値を発生させるべく、予め記憶さ
れたルックアップテーブルをアクセスするため、上記情
報を直接利用することが可能である。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、上記の形の
フィルタリング問題の解決法の提供を目的とする。信号
はＮビットで符号化された有限の値のサンプルの系列に
よって物理的に表わされる。好ましい実施例において、
フィルタリングされるべき信号のディジタル表現は、モ
ジュロー２N の不連続性を有する。
フィルタリング問題の解決法の提供を目的とする。信号
はＮビットで符号化された有限の値のサンプルの系列に
よって物理的に表わされる。好ましい実施例において、
フィルタリングされるべき信号のディジタル表現は、モ
ジュロー２N の不連続性を有する。
【０００６】本発明は、図１に示されたようにＮビット
の符号語を用いて符号化された二つの値−πと＋πの間
のモジュロー２πで変化する信号によって表わすことが
可能である信号の瞬時的な位相のフィルタリングの解決
法を提供する。かかるフィルタリング動作は、伝送され
た信号の位相情報が受信時に復元され、かつ、伝送中に
発生した摂動が除去されることが要求される方式に必要
である。上記方式の一つの具体例はビデオ信号の地上伝
送である。
の符号語を用いて符号化された二つの値−πと＋πの間
のモジュロー２πで変化する信号によって表わすことが
可能である信号の瞬時的な位相のフィルタリングの解決
法を提供する。かかるフィルタリング動作は、伝送され
た信号の位相情報が受信時に復元され、かつ、伝送中に
発生した摂動が除去されることが要求される方式に必要
である。上記方式の一つの具体例はビデオ信号の地上伝
送である。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明の信号のディジタ
ルフィルタリング方式は： − 二つのサンプル間の振幅の平均増分を計算する計算
回路と； − フィルタリングされるべきサンプルと、上記振幅の
平均増分によって算術的に増加された前のサンプルとの
係数で重み付けされた平均を計算する出力信号回路とか
らなる。
ルフィルタリング方式は： − 二つのサンプル間の振幅の平均増分を計算する計算
回路と； − フィルタリングされるべきサンプルと、上記振幅の
平均増分によって算術的に増加された前のサンプルとの
係数で重み付けされた平均を計算する出力信号回路とか
らなる。
【０００８】信号が周期的な不連続性を有するとき、本
発明の方式は、二つの連続したサンプルを比較する回路
と、上記比較回路が二つのサンプルの間で不連続性を検
出したとき動作する不連続性を補正する回路とを更に有
する。より厳密に言うと、本発明において： − 上記二つのサンプルの間の振幅の平均増分を計算す
る計算回路は： ・ 二つの順のサンプルの間の差を計算する減算回路
と； ・ 先に計算された平均増分を重み付けされた増分の変
化に加算する第１の加算回路とを有し、 − 上記出力信号回路は： ・ 先に計算されたサンプルを上記計算回路によって供
給された振幅の平均増分に加算する第２の加算回路と； ・ 係数αによって重み付けされたサンプルの値を係数
（１−α）によって重み付けされたサンプルの評価され
た値に加算する第３の加算回路とを有する。
発明の方式は、二つの連続したサンプルを比較する回路
と、上記比較回路が二つのサンプルの間で不連続性を検
出したとき動作する不連続性を補正する回路とを更に有
する。より厳密に言うと、本発明において： − 上記二つのサンプルの間の振幅の平均増分を計算す
る計算回路は： ・ 二つの順のサンプルの間の差を計算する減算回路
と； ・ 先に計算された平均増分を重み付けされた増分の変
化に加算する第１の加算回路とを有し、 − 上記出力信号回路は： ・ 先に計算されたサンプルを上記計算回路によって供
給された振幅の平均増分に加算する第２の加算回路と； ・ 係数αによって重み付けされたサンプルの値を係数
（１−α）によって重み付けされたサンプルの評価され
た値に加算する第３の加算回路とを有する。
【０００９】添付図面を参照して以下の説明を読むこと
により、本発明はより良く理解され、かつ、本発明の他
の利点及び特徴が明らかになる。
により、本発明はより良く理解され、かつ、本発明の他
の利点及び特徴が明らかになる。
【００１０】
【発明の実施の形態】本発明の基本原理は、図４に示し
たように、有限インパルス応答（ＦＩＲ）形をなすフィ
ルタの係数に対し信号を単調増加させるため、フィルタ
リングされるべき信号の不連続性をダイナミックに管理
することである。サンプルＸの処理方法は、ｋ２πをサ
ンプルから減算し、Ｘの後に生じたｋ個の不連続性の
間、後続のサンプルにｋ２πを加算する。
たように、有限インパルス応答（ＦＩＲ）形をなすフィ
ルタの係数に対し信号を単調増加させるため、フィルタ
リングされるべき信号の不連続性をダイナミックに管理
することである。サンプルＸの処理方法は、ｋ２πをサ
ンプルから減算し、Ｘの後に生じたｋ個の不連続性の
間、後続のサンプルにｋ２πを加算する。
【００１１】これは信号を表わすため要求されるビット
数の増加と関係し、信号の１周期当たりのサンプル数と
フィルタの次数の関数である。更に、フィルタが過大な
次数に定められた場合、テストの回数は極端に多くな
る。例えば、非常に低く、かつ、選択的なカットオフ周
波数が必要とされる場合がそうである。従って、本発明
は、図５に示した形の無限インパルス応答（ＩＩＲ）フ
ィルタを使用することにより構成される。フィルタは二
つの回路Ａ１及びＡ２を有する。
数の増加と関係し、信号の１周期当たりのサンプル数と
フィルタの次数の関数である。更に、フィルタが過大な
次数に定められた場合、テストの回数は極端に多くな
る。例えば、非常に低く、かつ、選択的なカットオフ周
波数が必要とされる場合がそうである。従って、本発明
は、図５に示した形の無限インパルス応答（ＩＩＲ）フ
ィルタを使用することにより構成される。フィルタは二
つの回路Ａ１及びＡ２を有する。
【００１２】第１の回路Ａ１は、サンプルＸ（ｎ）の間
で振幅の平均増分ΔＸav（ｎ）を計算する。かかる平均
値は： ΔＸav（ｎ）＝ΔＸav（ｎ−１）＋β＊〔ΔＸ（ｎ）−ΔＸav（ｎ−１）〕 （１） 式中、 ΔＸ（ｎ）＝Ｘ（ｎ）−Ｘ（ｎ−１） の形の
無限インパルス応答ローパスフィルタから得られる。
で振幅の平均増分ΔＸav（ｎ）を計算する。かかる平均
値は： ΔＸav（ｎ）＝ΔＸav（ｎ−１）＋β＊〔ΔＸ（ｎ）−ΔＸav（ｎ−１）〕 （１） 式中、 ΔＸ（ｎ）＝Ｘ（ｎ）−Ｘ（ｎ−１） の形の
無限インパルス応答ローパスフィルタから得られる。
【００１３】第２の回路Ａ２は、フィルタリングされる
べきサンプルＸ（ｎ）と、Ｘ（ｎ）の評価されたＹest
（ｎ）との係数αで重み付けされた平均として、上記フ
ィルタからのサンプル出力Ｙ（ｎ）を計算する。Ｙest
（ｎ）は、先に計算されたサンプルの間の差の平均値Δ
Ｘav（ｎ）が加算される前のサンプルＹ（ｎ−１）から
計算される。
べきサンプルＸ（ｎ）と、Ｘ（ｎ）の評価されたＹest
（ｎ）との係数αで重み付けされた平均として、上記フ
ィルタからのサンプル出力Ｙ（ｎ）を計算する。Ｙest
（ｎ）は、先に計算されたサンプルの間の差の平均値Δ
Ｘav（ｎ）が加算される前のサンプルＹ（ｎ−１）から
計算される。
【００１４】 Ｙ（ｎ）＝α＊Ｘ（ｎ）＋（１−α）＊Ｙest （ｎ） ＝Ｙest （ｎ）＋α＊〔Ｘ（ｎ）−Ｙest （ｎ）〕 （２） 式中、 Ｙest （ｎ）＝Ｙ（ｎ−１）＋ΔＸav（ｎ）
であり、α及びβは、フィルタのカットオフ周波数を定
め、α及びβが小さいとき、カットオフ周波数も低い。
であり、α及びβは、フィルタのカットオフ周波数を定
め、α及びβが小さいとき、カットオフ周波数も低い。
【００１５】本発明の利点は、フィルタの範囲を２サン
プルに制限し、かつ、取り扱われるべき不連続性の数を
１に制限することである。図５の回路Ａ１は、処理され
るべき二つのサンプルを分離する時間に対応する遅延Ｔ
を生じる遅延回路Ｔ１と、値： ΔＸ（ｎ）＝Ｘ（ｎ）−Ｘ（ｎ−１） を得るため二つの連続したサンプルを減算する減算回路
Ｓ１とを含む。
プルに制限し、かつ、取り扱われるべき不連続性の数を
１に制限することである。図５の回路Ａ１は、処理され
るべき二つのサンプルを分離する時間に対応する遅延Ｔ
を生じる遅延回路Ｔ１と、値： ΔＸ（ｎ）＝Ｘ（ｎ）−Ｘ（ｎ−１） を得るため二つの連続したサンプルを減算する減算回路
Ｓ１とを含む。
【００１６】遅延Ｔを生じる第２の遅延回路Ｔ２は、前
のΔＸ（ｎ）の値から減算される先に計算されたサンプ
ルの値の差ΔＸav（ｎ−１）を第２の減算回路Ｓ２に伝
達する。上記差に乗算器Ｍ１によって係数βが割り当て
られる。これにより得られた結果は、加算器Ｄ１によっ
て、前の値ΔＸav（ｎ−１）が加算される。従って、回
路Ａ１は、上記式（１）に表わされた演算を実行するこ
とが可能になる。
のΔＸ（ｎ）の値から減算される先に計算されたサンプ
ルの値の差ΔＸav（ｎ−１）を第２の減算回路Ｓ２に伝
達する。上記差に乗算器Ｍ１によって係数βが割り当て
られる。これにより得られた結果は、加算器Ｄ１によっ
て、前の値ΔＸav（ｎ−１）が加算される。従って、回
路Ａ１は、上記式（１）に表わされた演算を実行するこ
とが可能になる。
【００１７】図５の回路Ａ２は、遅延Ｔを生じる遅延回
路Ｔ３と、先に計算されたサンプルＹ（ｎ−１）を回路
Ａ１によって供給されたサンプルの差ΔＸav（ｎ）に加
算するため使用される加算器Ｄ２とを有する。上記差
は、乗算器Ｍ２において、係数１−βで重み付けされ
る。重み付けされた結果は、重み付け係数αを用いて乗
算器Ｍ３によって重み付けされたサンプルの値に加算さ
れる。従って、回路Ａ２は、上記式（２）に表わされた
演算を実行することが可能になる。
路Ｔ３と、先に計算されたサンプルＹ（ｎ−１）を回路
Ａ１によって供給されたサンプルの差ΔＸav（ｎ）に加
算するため使用される加算器Ｄ２とを有する。上記差
は、乗算器Ｍ２において、係数１−βで重み付けされ
る。重み付けされた結果は、重み付け係数αを用いて乗
算器Ｍ３によって重み付けされたサンプルの値に加算さ
れる。従って、回路Ａ２は、上記式（２）に表わされた
演算を実行することが可能になる。
【００１８】図６には、二つのサンプルの間の不連続性
を取り扱うため図５の回路を以下の式に適合させた回路
が示されている。 もし Ｘ（ｎ）＜Ｘ（ｎ−１） ならば Ｘ（ｎ−１）＝Ｘ（ｎ−１）−２N かつ Ｙ（ｎ−１）＝Ｙ（ｎ−１）−２N （３） 式中、２N はサンプルがとり得る最大の値を表わしてい
る。かかる演算は、図６の回路Ａ３によって取り扱われ
る。
を取り扱うため図５の回路を以下の式に適合させた回路
が示されている。 もし Ｘ（ｎ）＜Ｘ（ｎ−１） ならば Ｘ（ｎ−１）＝Ｘ（ｎ−１）−２N かつ Ｙ（ｎ−１）＝Ｙ（ｎ−１）−２N （３） 式中、２N はサンプルがとり得る最大の値を表わしてい
る。かかる演算は、図６の回路Ａ３によって取り扱われ
る。
【００１９】取り扱われるサンプルが図７の（ａ）のＸ
（ｎ−１）及びＸ（ｎ）である場合、二つのサンプルの
間の急激な変化と、その差の符号の変化とに注意する必
要がある。図６の回路Ａ３の回路ＳＩＧＮは、上記符号
を検出する。上記符号の値に従って、回路ＳＩＧＮは、
測定された値Ｘ（ｎ−１）と計算された値Ｙ（ｎ−１）
がとり得る最大値（２N ）の加算（又は減算）を実行す
るためゲートＰ１及びＰ２を制御する。
（ｎ−１）及びＸ（ｎ）である場合、二つのサンプルの
間の急激な変化と、その差の符号の変化とに注意する必
要がある。図６の回路Ａ３の回路ＳＩＧＮは、上記符号
を検出する。上記符号の値に従って、回路ＳＩＧＮは、
測定された値Ｘ（ｎ−１）と計算された値Ｙ（ｎ−１）
がとり得る最大値（２N ）の加算（又は減算）を実行す
るためゲートＰ１及びＰ２を制御する。
【００２０】従って、回路Ａ３は、上記式（３）に表わ
された演算を実行し得るようになる。ここで、上記演算
によって得られた結果は、図７の（ｂ）に示されたよう
に、上記サンプルの初期表現（Ｎビット）の限界を超え
る場合があるので、上記演算はサンプルの表現に余分な
ビットを課すことに注意する必要がある。
された演算を実行し得るようになる。ここで、上記演算
によって得られた結果は、図７の（ｂ）に示されたよう
に、上記サンプルの初期表現（Ｎビット）の限界を超え
る場合があるので、上記演算はサンプルの表現に余分な
ビットを課すことに注意する必要がある。
【００２１】換言すれば、入力サンプルが区間〔−２
N-1 ，＋２N+1 〕内の値、モジュロー２N をとるなら
ば、入力サンプルは、フィルタリング中と、フィルタリ
ングからの出力上でＮ＋１ビットを用いて表わす必要が
ある。
N-1 ，＋２N+1 〕内の値、モジュロー２N をとるなら
ば、入力サンプルは、フィルタリング中と、フィルタリ
ングからの出力上でＮ＋１ビットを用いて表わす必要が
ある。
【図１】従来技術の説明図である。
【図２】従来技術の説明図である。
【図３】従来技術の説明図である。
【図４】本発明の方式の説明図である。
【図５】本発明の単純化された実施例の構成図である。
【図６】本発明のより複雑な実施例の構成図である。
【図７】（ａ）及び（ｂ）は本発明の方式の特定のフィ
ルタリング状況の取扱の説明図である。
ルタリング状況の取扱の説明図である。
Ａ１ 計算回路 Ａ２ 出力信号回路 Ａ３ 比較回路 Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３ 遅延回路 Ｓ１，Ｓ２ 減算器 Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３ 乗算器 Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３ 加算器 ＳＩＧＮ 符号計算回路 Ｐ１，Ｐ２ 制御回路
Claims (6)
- 【請求項１】 − 二つのサンプルＸ（ｎ）の間の振幅
の平均増分ΔＸav（ｎ）を計算する計算回路と； − フィルタリングされるべきサンプルＸ（ｎ）と、該
振幅の平均増分ΔＸav（ｎ）によって算術的に増加され
た前のサンプルＹ（ｎ−１）との係数αで重み付けされ
た平均を計算する出力信号（Ｙ（ｎ））回路とからなる
信号のディジタルフィルタリング方式。 - 【請求項２】 該フィルタリングされるべき信号は周期
的な不連続性を有し、二つの順のサンプルを比較する回
路と、上記比較回路が二つのサンプルの間で不連続性を
検出したとき機能する不連続性を補正する回路とを更に
有する請求項１記載の信号のディジタルフィルタリング
方式。 - 【請求項３】 該補正回路は、サンプルがとり得る最大
の値２N を上記処理されたサンプルの値に加算又は減算
する請求項２記載の信号のディジタルフィルタリング方
式。 - 【請求項４】 該計算回路は： − 二つの順のサンプルの間で差ΔＸ（ｎ）を計算する
減算回路と； − 先に計算された上記平均増分ΔＸav（ｎ）を重み付
けされた増分の変化β〔ΔＸ（ｎ）−ΔＸav（ｎ−
１）〕に加算する第１の加算回路とを有する請求項１記
載の信号のディジタルフィルタリング方式。 - 【請求項５】 該出力信号回路は： − 先に計算されたサンプルＹ（ｎ−１）を上記計算回
路によって供給された上記振幅の平均増分ΔＸav（ｎ）
に加算する第２の加算回路と； − 係数αによって重み付けされたサンプルの値Ｘ
（ｎ）を係数（１−α）によって重み付けされたサンプ
ルの評価された値Ｙest （ｎ）に加算する第３の加算回
路とを有する請求項４記載の信号のディジタルフィルタ
リング方式。 - 【請求項６】 該不連続性補正回路は： − サンプルの間の差の符号を計算する回路と； − サンプルの間の差の符号を計算する該回路の制御下
で上記符号の値に従って動作し、最大のサンプル値２N
の上記処理された信号の値への加算（又は減算）を制御
する回路とを有する請求項５記載の信号のディジタルフ
ィルタリング方式。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR9505115 | 1995-04-28 | ||
| FR9505115A FR2733653B1 (fr) | 1995-04-28 | 1995-04-28 | Systeme de filtrage numerique d'un signal |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08335853A true JPH08335853A (ja) | 1996-12-17 |
Family
ID=9478537
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8101660A Pending JPH08335853A (ja) | 1995-04-28 | 1996-04-23 | 信号のディジタルフィルタリング方式 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5818741A (ja) |
| EP (1) | EP0741477A1 (ja) |
| JP (1) | JPH08335853A (ja) |
| FR (1) | FR2733653B1 (ja) |
| ZA (1) | ZA963271B (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2013180165A1 (ja) * | 2012-05-30 | 2013-12-05 | 株式会社ニコン | エンコーダ、及び駆動装置 |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| US6122557A (en) * | 1997-12-23 | 2000-09-19 | Montell North America Inc. | Non-linear model predictive control method for controlling a gas-phase reactor including a rapid noise filter and method therefor |
| DE10125000A1 (de) * | 2001-05-22 | 2002-12-12 | Infineon Technologies Ag | Verfahren und Vorrichtung zur Unterdrückung von Grenzzyklen bei Noise-Shaping-Filtern |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0738561B2 (ja) * | 1993-02-15 | 1995-04-26 | 日本電気株式会社 | ディジタルフィルタ回路 |
| US5440593A (en) * | 1993-09-30 | 1995-08-08 | Ati Technologies Inc. | Combined aligner blender |
| FR2711028B1 (fr) * | 1993-10-08 | 1995-11-17 | Thomson Csf | Procédé et dispositif de démodulation cohérente par blocs de signaux complexes modulés en phase. |
| DE4408768C1 (de) * | 1994-03-15 | 1995-05-04 | Siemens Ag | Verfahren zur Filterung einer digitalen Wertefolge mit verbessertem Rauschverhalten und Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens |
-
1995
- 1995-04-28 FR FR9505115A patent/FR2733653B1/fr not_active Expired - Fee Related
-
1996
- 1996-04-16 US US08/632,932 patent/US5818741A/en not_active Expired - Fee Related
- 1996-04-23 JP JP8101660A patent/JPH08335853A/ja active Pending
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