JPH0837471A

JPH0837471A - 信号処理方法と装置

Info

Publication number: JPH0837471A
Application number: JP6290211A
Authority: JP
Inventors: Hee Richard D J Van; リチャード・ディー・ジェイ・ヴァン・ヒー
Original assignee: Novatel Communications Ltd
Current assignee: Novatel Inc
Priority date: 1993-11-24
Filing date: 1994-11-24
Publication date: 1996-02-06
Also published as: US5692008A; AU7898094A; US5615232A; CN1113619A; EP0654677A1

Abstract

(57)【要約】【目的】マルチパスに起因する誤りを排除する。【構成】復調された航法信号に対するマルチパスによ
る寄与分の推定を計算し、復調された航法信号から差し
引いてその復調された航法信号に対する見通し線の推定
された寄与分を求め、復調された航法信号に対するその
計算された見通し線の寄与分から伝播時間τ₀が計算さ
れる。それにより航法信号の極めて正確な伝播時間を計
算することができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、例えば通信システムあ
るいは衛星航法システムにおいて使用する、信号を処理
する方法と装置とに関する。特に、本発明は、マルチパ
スに起因した誤りを除去するか、あるいは少なくとも低
減させることを特徴とする信号を処理する方法と装置と
に関する。一特定実施例においては、本発明は航法シス
テムに関する。

【０００２】

【従来の技術】原則として、送信機から受信機への通信
は、例えばＡＭあるいはＦＭにより、情報信号により符
号化された搬送波信号を送信機で送信し、符号化された
信号を受信機によって受信することからなる。受信機に
おいて、受信された信号はその中の情報を取得すべく復
号化される。信号の伝播時間、すなわち送信の瞬間と受
信の瞬間の間を経過する時間は、送信機と受信機との間
の距離と、搬送波信号の伝播速度とによって変わること
は周知の通りである。

【０００３】実際には、搬送波信号は、直接的、すなわ
ち見通し線（見通し内）（ｌｉｎｅｏｆｓｉｇｈｔ）
を経由するのみならず、例えば建物、山、雲、大気層等
のような物体からの１回以上の反射を経て受信機に到達
する。反射を経由する伝播軌道は常に見通し線より長い
ので、反射を経由する信号の伝播時間は見通し線を経由
する信号の伝播時間より長い、すなわち反射信号は直接
信号と比較して常に遅れを生じている。受号機は、直接
信号と反射信号の区分けができず、受信機によって受信
された直接信号と受信機によって受信された反射信号と
の組合せがあたかも歪みのない信号のごとくに処理され
る。しかしながら、前記の組合せは、送信された信号に
対して誤りを含んでいることは明白である。この問題は
一般に「マルチパス」として知られている。マルチパス
はまた回折によっても起因しうる。

【０００４】前述の種類の通信は、一般に多くの用途に
用いられ、殆んどの用途においてマルチパスに起因する
誤りを低減することが一般的に望まれている。しかしな
がら、そのような誤りを低減することが極めて重要な一
用途は、例えば衛星航法のような航法であり、本発明は
そのような用途に限定されないのは明白であるものの航
法システムに関して説明する。

【０００５】本発明の説明において、航法は通信信号に
より対象物と基準位置との間の距離を決定するという原
理に基いている。例えば衛星のような基準ステーション
は信号を発し、当該信号は前記対象物と関連した受信機
によって受信される。信号の伝播時間を測定することに
より、基準ステーションまでの対象物の距離を計算する
ことができる。同様に、第２の、ありうる別の基準ステ
ーションに対する対象物の距離が計算される。静止した
基準ステーションの場合、基準ステーションの位置は、
一定であり、受信機に一定値として組み込まれている。
例えば衛星のような非静止基準ステーションの場合、信
号は基準ステーションの位置に関する情報を含みうる。
従って、基準ステーションの位置は、受信機により「既
知」であるので、対象物の正確な位置を計算することが
できる。

【０００６】前述の形式の航法システムの例はＧＰＳお
よびＬＯＲＡＮ−Ｃの名称で知られている。これらのシ
ステムは、例えば海上の船により、そして空港に近づき
つつある航空機によって使用される。前記システムの詳
細説明については下記の刊行物を参照されたい。

【０００７】１９７７年ニュージャージー州プレンティ
スホール（ＰｒｅｎｔｉｃｅＨａｌｌ，ＮｅｗＪｅ
ｒｓｅｙ）におけるジェイ・ジェイ・スピルカー（Ｊ．
Ｊ．Ｓｐｉｌｋｅｒ）による「衛星によるデジタル通
信」（“ＤｉｇｉｔａｌＣｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ
ｓｂｙＳａｔｅｌｌｉｔｅ”）１９９０年ロンドン，ロイズ・オブ・ロンドンプレス
（Ｌｌｏｙｄ’ｓｏｆＬｏｎｄｏｎＰｒｅｓｓ，Ｌ
ｏｎｄｏｎ）におけるエヌ・アクロイドとアール・ロリ
マー（Ｎ．ＡｃｋｒｏｙｄａｎｄＲ．Ｌｏｒｉｍｅ
ｒ）による「グローバル航法：ＧＰＳユーザガイ
ド」（“ＧｌｏｂａｌＮａｖｉｇａｔｉｏｎ：ＡＧ
ＰＳｕｓｅｒ’ｓＧｕｉｄｅ”）１９９１年プレンティスホール（ＰｒｅｎｔｉｃｅＨ
ａｌｌ）におけるビィー・フオアセル（Ｂ．Ｆｏｒｓｅ
ｌｌ）による「無線航法システム」（“ＲａｄｉｏＮ
ａｖｉｇａｔｉｏｎＳｙｓｔｅｍｓ”）。

【０００８】前述した用途においては精度が最重要で、
マルチパスによるいかなる誤りも排除するか、少なくと
も最小とする必要のあることが明らかである。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】本発明の全体的な目的
はマルチパスに起因する誤りを排除することである。

【００１０】

【課題を解決するための手段】本発明の前述およびその
他の目的は、受信した信号を処理する方法と装置であっ
て、マルチパスの存在を検出でき、見通し線信号の寄与
分とマルチパス信号の寄与分とを決定できる方法と装置
とを提供することにより本発明によって達成される。次
に本発明による方法と装置とは、受信した信号からマル
チパス信号の寄与分を除去し、損なわれていない見通し
線信号を残す。そのため損なわれていない見通し線信号
を利用して信号源から受信機までの正確な伝播時間を決
定することができる。

【００１１】本発明を添付図面を参照して好適実施例を
説明することにより以下詳細に説明する。

【００１２】

【実施例】図１は、海上の船舶１と、信号４を発してい
る衛星２とを概略図示する。前記信号を発生させ、送信
する衛星設備を全体的に３で示す。衛星設備３の構成は
本発明の一部を形成しないので、この構成を知ることは
本発明の理解に必要ではない。従って、衛星２とその衛
星設備３とはこれ以上説明しない。衛星２は例えばＧＰ
Ｓ衛星のような現在使用されているような衛星でよいと
云えば十分である。

【００１３】本発明の説明のために、信号４が、情報メ
ッセージを運ぶデータを含んでいることは無視し、信号
４の搬送波上に変調された航法信号（ｎａｖｉｇａｔｉ
ｏｎｓｉｇｎａｌ）５のみを検討する。図２は、前記設
備３から発せられた航法信号５の形状を概略図示してい
る。図２において、縦座標は任意の単位の信号の強度Ｉ
であり、横座標は時間ｔである。航法信号５はＬＯＲＡ
Ｎ−Ｃシステム（曲線Ａ）に採用されているような単一
パルスの形態でよく、あるいは航法信号５はＧＰＳシス
テムに採用されているような一連のパルス（曲線Ｂ）の
形態でよい。図２は航法信号５が周期的に発せられ、周
期Ｐは前述のシステムにおいて１ｍｓであることを示し
ている。各信号の周期の開始は、システムクロックの制
御により極めて正確に規定される時間の瞬間ｔ₀におい
て発せられることが注目される。

【００１４】図３の曲線Ａは、時間の大きい尺度におい
てＧＰＳ航法信号５を示し、信号の最初の部分のみが示
されている。ＧＰＳ航法信号５は、所定数のコードビッ
トを含む疑似ランダムノイズコードを構成している。コ
ードビットをデータビットから区別するために、コード
ビットは通常「チップ」と称される。各チップは２つの
とりうる値、すなわち＋１または−１を有することが可
能である。ＧＰＳシステムにおいては前記の所定の数は
１０２３である。以下の説明において、個々のチップは
Ｃ（１），Ｃ（２），……，Ｃ（１０２３）と称する。
各衛星２は、Ｃ（１），Ｃ（２），……，Ｃ（１０２
３）の値の組によって規定される独自の特性コードを有
している。

【００１５】船舶１上の受信機１０は、特定の衛星２の
特性コードに対応する基準信号を発生させるように設定
しうる少なくとも１つのコード発生器を含む。一般に、
受信機１０にはメモリが設けられ、当該メモリにおいて
複数の衛星の特性コードに関する情報が記憶され、その
ためオペレータは関心のある衛星を指示するのみでよ
く、受信機１０のコード発生器は、（コード発生器をチ
ューニングすることにより）関心のある特定の衛星の特
定コードに対応する基準信号を自動的に発生する。

【００１６】図３と図４とは、遅延時間ｔ₀と称される
信号４の伝播時間を検出する原理を示す。前述のよう
に、図３の曲線Ａは、衛星２が発した航法信号５を示
し、すなわち、Ｃ（１）の始まりが周期の始まりｔ₀と
一致する。従って、図３の曲線Ａはまた、受信機１０の
コード発生器によって発生した基準信号を表わすものと
考えることができる。曲線Ｂは、（ノイズおよびマルチ
パスの存在しない場合の）受信機１０の入力１１におい
て受信された航法信号５′を示し、すなわちＣ（１）の
始まりはｔ₀に対して遅延時間τ₀だけ遅れている。図３
においては、搬送波とデータとは示されていないことが
注目される。

【００１７】時間の遅れτ₀を決定するために、受信機
１０に関連した制御装置（図示せず）が、基準信号５と
同一であるが、ある程度のシフト時間τにわたってシフ
トしている局部基準信号６を提供する。この局部基準信
号６は図３の曲線Ｃにおいて示されている。

【００１８】（既知の）シフト時間τが（未知の）遅延
時間τ₀と等しいかどうかを決定するために、前記制御
装置は、前記局部基準信号６を受信機１０の入力１１で
受信された航法信号５′と比較する。詳しくは、前記制
御装置は、局部基準信号６と受信された航法信号５′の
乗算演算を実行する。すなわち、局部基準信号６が、受
信された航法信号５′に対して一点と一点で乗算され
る。その後、図３の曲線Ｄに示し、乗算された信号７と
称される得られた信号が、平均化される。すなわち、乗
算された信号７は、十分長い時間にわたって積分され、
乗算された信号７の平均値Ｍ（τ）を提供する。

【００１９】乗算された信号７は、信号６および信号
５′の値が相互に同一であるか否かによって＋１あるい
は−１の値のみをとることができる。従って、乗算され
た信号７の平均値Ｍ（τ）も＋１と−１の間の値であ
る。乗算された信号７の形状はシフト時間τによって変
わるので、Ｍ（τ）の正確な値はシフト時間τの選定値
に依存する。航法信号５は疑似ランダムコードであるの
で、前記平均値Ｍ（τ）はシフト時間τの殆んどの値に
対して実際には零であり、シフト時間τが遅延時間τ₀
に近づいた場合のみ零から著しく相違する。理想的な場
合、もしシフト時間τが遅延時間τ₀と等しい場合、前
記平均値Ｍ（τ）は１と等しい。図３の曲線Ｅは、シフ
ト時間τの関数として前記平均値Ｍ（τ）のこの特性を
示し、この関数は相関関数８と称される。

【００２０】相関関数８の正確な形状は事前に判ってお
り、当該衛星の特性コードによって変わる。図３の曲線
Ｅにおいて、この形状は理想的な三角形として示されて
いる。三角形の幅Ｗは、既知の一定値であり、実用的に
はチップの持続時間の２倍に等しい。従って、相関関数
８は最大の座標（τ₀，Ｍ（τ₀））によって完全に決定
される。ここで、τ₀は、時間周期の始まりに対して相
関関数８の位置を決定する関連パラメータである。

【００２１】実際には、相関関数８は、図３の曲線Ｅで
示すように理想的な三角形ではないが、送信機の特性に
応じて、図１１に示すように多少湾曲していることが注
目される。

【００２２】さらに、各周期において、所定の形状を有
する唯一の航法信号のパルスが疑似ランダムコードの代
りに発せられる、ＬＯＲＡＮ−Ｃのようなシステムにお
いては、航法信号のパルス自体を前述のように相関関数
８に代えることができることが注目される。

【００２３】以下の説明において、伝播時間τ₀を決定
するために従来の受信機に採用されている従来の方法
を、相関関数を拡大尺度で示す図４を参照して説明す
る。まず、局部基準信号６がシフト時間τの第１の値ｔ
₁に対して発生され、乗算された信号７の対応する平均
値Ｍ（ｔ₁）が計算される。第２に、局部基準信号６が
シフト時間の第２の値ｔ₁＋Δｔに対して発生され、乗
算された信号７の対応する平均値Ｍ（ｔ₁＋Δｔ）が計
算される。ここで、Δｔで示すサンプリング間隔は一定
値である。

【００２４】それぞれの値Ｍ（ｔ₁）およびＭ（ｔ₁＋Δ
ｔ）から誤差信号ε₁＝Ｍ（ｔ₁）−Ｍ（ｔ₁＋Δｔ）が
計算される。この誤差信号は、局部基準信号６のシフト
時間を制御するために用いられ、平均値Ｍ（τ）がその
後２つの値ｔ₂およびｔ₂＋Δｔに対して計算されると、
誤差信号ε₂＝Ｍ（ｔ₂）−Ｍ（ｔ₂＋Δｔ）はε₁より小
さくなる。遅延ロックド・ループ（ＤＬＬ）として知ら
れるこの手法が継続して実行され、そのため実際にはい
ずれの特定の時間においてもε≒０であり、相関関数８
のピークが対称形であるとの推定に基き、伝播時間τ₀
は式τ₀＝ｔ₁＋（１／２）Δｔによって計算しうる。

【００２５】この従来技術の方法の重大な欠点は、計算
された伝播時間τ₀が十分正確でないことであって、こ
のことは、見通し線を経由して受信された航法信号５′
の相関関数２４と、反射して受信された航法信号５′の
２つの相関関数２５，２６との組み合わせである相関関
数２３の形状を示す図５を参照すれば示されている。反
射ピーク２５および２６のそれぞれの伝播時間τ₁およ
びτ₂は見通し線ピーク２４の伝播時間より長く、それ
ぞれの最大値Ａ₁およびＡ₂は見通し線ピーク２４の最大
値Ａ₀より小さい。反射ピーク２５および２６のそれぞ
れの幅Ｗ₁およびＷ₂は見通し線ピーク２４の幅Ｗ₀と概
ね等しい。

【００２６】従来の方法においては、相関関数２３はあ
たかもマルチパスが存在しないかのように処理される。
すなわち、相関関数２３は、それが歪みのない相関関数
であるとの想定に基いて処理される。次に、従来の方法
は、例えば、誤差信号εに対する停止基準をＩ（ｔ_x）
およびＩ（ｔ_x＋Δｔ_x）が満足するようにさせ、伝播時
間τ_xはτ_x＝ｔ_x＋（１／２）Δｔ_xとして計算される
が、これは見通し線ピーク２４の伝播時間τ₀と等しく
ないことは明らかである。

【００２７】実際に、従来の方法によって計算された時
間τ_xは、ピーク２３がマルチパスの存在する場合対称
的でないためピーク２３の最大位置の正確な推定値です
らない。従来の方法は、この点、ピークのより高い位置
におけるピーク２３をサンプリングするためにΔｔを減
少することによってのみ改良できる。このことは、例え
ば、Ｉ（ｔ_y）およびＩ（ｔ_y＋Δｔ_y）が誤差信号εの
ための停止基準を満足させ、伝播時間τ_yはτ_y＝ｔ_y＋
（１／２）Δｔ_yとして計算され、これはピーク２３の
最大位置のより近い推定値であるものの依然としてτ₀
に等しくない。

【００２８】実際に、たとえピーク２３の最高の点が正
確に計算されるように従来の方法が修正されたとして
も、図５から明らかに判るよう、組合わされたピーク２
３の最大値は見通し線ピーク２４の最大値に対してシフ
トしているので、従来の方法が図５に示す状況において
τ₀の正しい値を出すことは本質的に不可能である。

【００２９】図５において、ピークは理想的な形、すな
わち鋭い先端を備えた形で示されていることが注目され
る。しかしながら、前述のように実際には先端は曲形で
あり、これがτ₀に対する伝播時間の計算された値のず
れをさらに大きくする。

【００３０】本発明は、航法信号５′の実際の形状を数
学的に洞察すること、およびマルチパスの存在するとき
の相関関数２３とに基いている。従って、本発明の一局
面によれば、受信された航法信号５′の相関関数２３の
完全な形状を測定し、前記相関関数に対するマルチパス
の寄与分（ｃｏｎｔｒｉｂｕｔｉｏｎ）と見通し線の寄
与分の推定を計算し、前記相関関数に対する計算された
見通し線の寄与分から伝播時間τ₀を計算することによ
りマルチパスによる影響が排除されるか、あるいは少な
くとも最小化とされる。

【００３１】このことは以下の説明において述べるが、
ｐ（ｔ）は受信機１０のメモリに記憶されている基準信
号に対応する航法信号を表わす関数である。受信された
航法信号５′の相関関数２３に寄与するＭ_ac反射信号
（マルチパス）があり、前記Ｍ_ac反射信号の各々が関数

【数１７】によって表わすことができるものと想定する。ここで、
ａ_iはインデックスｉを備えた信号の振幅であり、τ_iは
インデックスｉを備えた信号の遅延時間であり、θ_iは
インデックスｉを備えた信号の位相であり、ωは航法信
号の搬送波信号の角周波数である。

【００３２】次に、マルチパス伝播がある場合、受信機
が受信した実際に受信の航法信号５′は以下のように書
き表わすことができる。

【００３３】

【数１８】ここで、インデックスｉ＝０は見通し線信号を示し、イ
ンデックスｉ＝１，２，……，Ｍ_acはマルチパス信号を
示す。さらに、ｎ（ｔ）は雑音成分を示す。実際には、
信号ｘ_i（ｔ）もデータ信号によって乗算される。そし
て、当該データ信号は従来のコヒーレント（ｃｏｈｅｒ
ｅｎｔ）遅延ロックループシステムにおいても除去する
必要があるため当該技術分野の専門家には明らかなよう
に、データ信号は、前記信号ｘ_i（ｔ）を推定されたデ
ータ信号で乗算することにより除去することができる。
表記を簡略化するために式（１）からデータ信号は外し
てある。

【００３４】ａ_i，τ_iおよびθ_iはインデックスｉを備
えた信号を表し、時間と共に変動しうる未知の変数であ
ることが認められる。最尤見積もり理論（ｍａｘｉｍｕ
ｍｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄｅｓｔｉｍａｔｉｏｎｔｈ
ｅｏｒｙ）によれば、未知パラメータａ_i，τ_iおよびθ
_iの最良推定値ａ_i＾，τ_i＾およびθ_i＾は以下のように
定義されるＬ［ｓ（ｔ）］を最小化する変数である。
（なお、記号の後に＾を記す記載は、本明細書において
はその記号の上に＾を付したものを表すものとする。）

【数１９】ここで、ｓ（ｔ）は以下のように定義される。

【００３５】

【数２０】実際には、信号がサンプリングされる場合、前述の積分
演算はある時間間隔における全てのサンプルの和と置換
することができる。

【００３６】前述に対して均等である基準はＬ（ｓ
（ｔ））の全ての偏導関数が零であるということであ
る。この基準は次式で満足されることを示すことができ
る。

【００３７】

【数２１】ここで、

【数２２】は、Ｘ（τ）がその大域最大値（ｇｌｏｂａｌｍａｘ
ｉｍｕｍ）を有しているτの値として定義される。

【００３８】

【数２３】は、前述の例で述べた組合せ相関関数２３に対応する同
相（実数部）および直角位相（虚数部）の下方変換され
た（ｄｏｗｎｃｏｎｖｅｒｔｅｄ）相関関数であり、Ｒ
（τ）は、実際に受信機において起るように相関関数と
して定義され、かつ図１１で示すようにピークにおいて
最大値が１で位相が零となるように正規化された、前例
で説明した相関関数８に対応する同相（実数部）および
直角位相（虚数部）の基準相関関数である。本発明によ
れば、基準相関関数は信号シミュレータを用いて雑音お
よびマルチパスの存在しない状態において測定され、こ
の形状を、例えば表の形態あるいは前記形状を表わす関
数の形で基準相関関数として受信機のメモリに記憶して
おくことが好ましい。

【００３９】本発明の目的は、式（４）が解かれれば直
ちに達成されることが明らかで、その理由は、そうすれ
は見通し線信号の遅延時間τ₀がτ₀＾によって正確に計
算されたと考えることができるためである。しかしなが
ら、式（４）は、Ｍ_acの特定の値に対する最適パラメー
タτ₀＾，ａ₀＾，θ₀，τ₁＾，ａ₁＾，θ₁＾，……，τ
_Mac＾，ａ_Mac＾，θ_Mac＾の間の再帰関係を表わす。理
想的には、反復マトリックス計算を用いて直接式（３）
を解くことができるが、この方法は計算時間がかかりす
ぎるので、仮に行っても、リアルタイムの実行は極めて
高速で、従って大型かつ高価なコンピュータシステムを
用いて始めて可能である。

【００４０】本発明によるより実用的な手法において
は、式（４）は、図６を参照して以下説明するように反
復計算される。

【００４１】最初のステップ１０１において、第１のピ
ーク相関関数Ｒ₀（τ）は式Ｒ₀（τ）＝Ｒ_X（τ）によ
ってＲ_X（τ）と等しいように近似化される。

【００４２】第２のステップ１０２において、パラメー
タτ₀＾，ａ₀＾，θ₀＾が、後述する要領で、Ｒ₀（τ）
における最大のピークのための最適値として計算され
る。

【００４３】第３のステップ１０３において、前記の計
算されたパラメータτ₀＾，ａ₀＾，θ₀＾の寄与分が、
Ｒ_X（τ）から、式

【数２４】に従って差し引かれ、第２のピーク相関関数Ｒ₁（τ）
を生じる。

【００４４】第４のステップ１０４において、τ₁＾，
ａ₁＾，θ₁＾が、Ｒ₁（τ）における最大のピークに対
する最適値として計算される。

【００４５】第５のステップ１０５において、前記の計
算されたパラメータτ₁＾，ａ₁＾，θ₁＾の寄与分が、
Ｒ_X（τ）から、式

【数２５】に従って差し引かれ、第１のピーク相関関数Ｒ₀（τ）
の新しい近似値を生じる。

【００４６】第６のステップ１０６において、第５のス
テップにおいて計算された新しい近似値Ｒ₀（τ）にお
ける最大のピークのための最適値として新しいパラメー
タτ₀＾，ａ₀＾，θ₀＾が計算される。

【００４７】次いで、第３，第４，第５および第６のス
テップは、適当な停止基準２０１が満足されるまで繰り
返される。そのような適当な停止基準２０１の一例とし
て、前記ステップは所定回数、例えば１０回繰り返せば
よい。しかしながら、当該技術分野の専門家には明らか
になるように、パラメータτ₀＾，ａ₀＾，θ₀＾および
τ₁＾，ａ₁＾，θ₁＾が所定の収れん基準に従って収れ
んするまで前記ステップを繰り返すことも可能である。
良好な結果をもたらすことが判明している収れん基準
は、推定した遅れτ₀＾またはτ₁＾あるいはこれら双方
が２つの連続した繰返しステップ間で０．１ｎｓ以下で
変動するか否かを検出することである。

【００４８】この点において、２つの信号に対してｘ₀
＾（ｔ）およびｘ₁＾（ｔ）の受信された航法信号５′
に対する推定された寄与分は

【数２６】および

【数２７】として提供され、Ｒ₀（τ）およびＲ₁（τ）の同相／直
角位相の下方変換された相関関数Ｒ_X（τ）に対する寄
与分は

【数２８】および

【数２９】として提供される。

【００４９】第３の信号に対する推定された寄与分を計
算すべき場合、前記の計算されたパラメータτ₀＾，ａ₀
＾，θ₀＾およびτ₁＾，ａ₁＾，θ₁＾の寄与分が、第７
のステップ１０７において、Ｒ_X（ｔ）から、式

【数３０】に従って差し引かれ、第３のピーク相関関数Ｒ₂（τ）
を生じる。

【００５０】第８のステップ１０８において、パラメー
タτ₂＾，ａ₂＾，θ₂＾がＲ₂（τ）における最大のピー
クの最適値として計算される。

【００５１】第９のステップ１０９において、新しいパ
ラメータτ₀＾，ａ₀＾，θ₀＾が、

【数３１】における最大のピークに対する最適値として計算され
る。

【００５２】第１０のステップ１１０において、第９の
ステップにおいて計算されたパラメータτ₀＾，ａ₀＾，
θ₀＾を用いて、新しいパラメータτ₁＾，ａ₁＾，θ₁＾
が、

【数３２】における最大のピークに対する最適値として計算され
る。

【００５３】第１１のステップ１１１において、第９の
ステップにおいて計算されたパラメータτ₀＾，ａ₀＾，
θ₀＾並びに第１０のステップにおいて計算されたパラ
メータτ₁＾，ａ₁＾，θ₁＾を用いて、新しいパラメー
タτ₂＾，ａ₂＾，θ₂＾が、

【数３３】における最大のピークに対する最適値として計算され
る。

【００５４】次に、停止基準２０１と同等でよい停止基
準２０２が満足されるまで第９，第１０および第１１の
ステップが繰り返される。

【００５５】同様にして、第４のピークの寄与分と、最
初の３つのピークに対する新しい値とを反復して計算す
ることができ、次に、第５のピーク寄与分と、最初の４
つのピークに対する新しい値とを、当該技術分野の専門
家には明らかなように反復して計算することができる。

【００５６】別の言い方をすれば、全ての信号の寄与分
は最初から同時に計算するのでなくて、まず、１つのみ
の信号の寄与分を計算し、次に第２の信号の寄与分が加
えられ、双方の信号の寄与分が最適化され、次に第３の
信号の寄与分が加えられ、３つ全ての信号の寄与分が最
適化されるという風に行われる。全てのＭ_ac＋１個の信
号の寄与分が計算されるまでこの手法を続けることがで
きる。しかしながら、実際には、実際に発生しているマ
ルチパス信号の数Ｍ_acは事前に知られておらず、必らず
しも一定でもない。従って、前述の手順の各サイクルの
後、Ｍ＋１個の信号の寄与分が計算され、Ｍがマルチパ
ス信号の寄与分の検討された数である場合、ＭがＭ_ac以
下であればマルチパスに起因する誤り（以下「マルチパ
ス誤り」という。）は十分に排除されず、一方ＭがＭ_ac
より大きければ雑音に起因する誤り（以下「雑音誤り」
という。）の増加が誘発される。従って、この問題を排
除するために、本発明によれば、前述のようにＭ＝０，
１，２……，Ｍ_maxに対して順次式（４）を解き、適当
な停止基準が満足されると直ちに、または、Ｍ＝Ｍ_max
がいずれにせよ生じたとき（なお、Ｍ_maxは、計算時間
が膨大にならないように反復手順に対する上限として作
用する所定の固定値である。）、上記の反復手順を停止
することが好ましい。適当な値は例えばＭ_max＝３また
はＭ_max＝４である。

【００５７】前述した手順において、計算すべき最初の
ピークはインデックス０を付して言及し、一方、先には
インデックス０は見通し線ピークを言及するために用い
たが、最初に計算したピークと必らずしも対応していな
いことが注目される。以下の説明において見通し線ピー
クを言及するためにインデックス０を再び使用すること
とする。前述の手順が完了した後、見通し線ピークに対
応する一組のパラメータは、τ_i＾の最小値を有する組
であるので容易に認識しうる。

【００５８】前記反復プロセスは、下記の式（５）の適
当な停止基準により表わされるように誤りの増加が検出
されるや直ちに停止しうる。

【００５９】

【数３４】次に、Ｍ−１に対して得られたパラメータの値が最適値
として選定される。

【００６０】式（５）において、ＳＲＲ（Ｍ）は式
（６）により信号対残差比（Ｓｉｇｎａｌ−ｔｏ−Ｒｅ
ｓｉｄｕａｌ−Ｒａｔｉｏ）として定義される。

【００６１】

【数３５】ここで、Ｖ（Ｍ）は、式（７）による全てのパラメータ
の推定の後、残差の分散として定義される。

【００６２】

【数３６】ここで、Ｄは遅延ウィンドウ、すなわち見通し線相関ピ
ークと、干渉しているマルチパスの信号のピークとを含
む遅延間隔である。実際には、Ｄに対する適当な長さは
チップの持続時間の２倍であり、Ｄに対する適当な位置
は、推定された見通し線相関ピークが概ねＤの中心ある
いはＤの最初の半分内に概ね位置するようなものであ
る。それは、マルチパスの寄与分は見通し線相関ピーク
の遅延値より大きい遅延値においてのみ予測されるから
である。

【００６３】実際には同相／直角位相の下方変換された
相関関数Ｒ_X（τ）がサンプリングされ、そのため式
（７）の積分演算は加算演算に置換することができる。

【００６４】代替的な停止基準として、式（５）の代り
に式（８）を用いることができる。

【数３７】ここで、δは適当なスレショルド値で、例えば、正に許
容しうる誤りを導く特定の信号雑音比ＳＮＲと等しいよ
うに選定しうる。

【００６５】別の代替的な停止基準は式（９）によって
表わされる。

【００６６】

【数３８】ここで、ｍａｘ（｜ｒｅｓ｜）は間隔Ｄにおける残余関
数ｒｅｓの最大絶対値と定義され、ｒｅｓは以下のよう
に定義される。

【００６７】

【数３９】殆んどの実用環境における十分に良好な結果をもたらす
ことが判明している本発明の単純な実行において、Ｍ
_maxは１に等しい固定された数字として選択されてい
る。その場合、２つの最強のピークに対する近似のパラ
メータ値、すなわち、見通し線ピークと最強の反射ピー
クとが計算される。概ね同一の強度の２つ以上の反射ピ
ークが存在している場合、残りの誤りは実用的に顕著な
ものである。

【００６８】以下の説明において、例えばステップ１０
２を参照して説明した相関関数Ｒ_ｉ（τ）における最大
のピークに対する最適値としてパラメータτ＾，ａ＾，
θ＾を計算するための最も好ましい手順について説明す
る。

【００６９】まず、前記相関関数の複素数のサンプルの
中のいずれのサンプルが、

【数４０】に対する最大の値を提供するかが決定される。対応する
遅れはτ_maxと称される。すなわち、

【数４１】前記の一サンプルから位相θ＾が式（２）により推定さ
れる。

【００７０】

【数４２】一旦位相が判ると、当該位相は、式（１３）によりコヒ
ーレントに復調された信号を得るために入力信号に対し
て位相回転を実行するために使用される。

【００７１】

【数４３】このようにして得た位相復調信号は、遅れと振幅とを推
定するために使用される。

【００７２】ピークの遅れτ＾は、種々の方法で推定で
きる。以下の説明において、基本的に二種類の方法を説
明する。

【００７３】まず、ピークの全てのサンプルを使用し
て、ピークの形状を多少連続的に表示するためにサンプ
ルに対する補間値を計算することができる。その後、最
大値の位置をニュートン−ラフソン法（Ｎｅｗｔｏｎ−
Ｒａｐｈｓｏｎｍｅｔｈｏｄ）のような周知の分析法
を用いて計算することができる。この方法は、サンプリ
ングの間隔がナイキスト基準を満足するのであれば雑音
分散に対する最適遅れを推定する。

【００７４】第２の方法は少数のピークのサンプルのみ
を用いることができる。この方法はピークの形状が事前
に判っているという事実に基いており、前述の方法より
はるかに高速であるため本発明の方法が好ましい。前記
のサンプルの数は図７及び図８を参照して以下説明する
ように２程度に小さくできる。

【００７５】図７は、図４に示す相関関数８と対比しう
る相関関数を示す。ピークの遅れをτ₀で示す。この関
数のサンプルＡとＢとは、サンプリング間隔Δτで間隔
を開けられている２種類の遅れｔ₁およびｔ₂において取
られたものとして示されており、ｔ₂＝ｔ₁＋Δτであ
る。測定された相関の大きさＲ′_i（ｔ₁）とＲ′
_i（ｔ₂）とはそれぞれＲ₁およびＲ₂として示されてい
る。

【００７６】以下の説明において、ｔ₁とｔ₂の中間に正
確に位置している遅れはτ_Cとして示され、ｔ₁＝τ_C−
（１／２）Δτで、ｔ₂＝τ_C＋（１／２）Δτである。

【００７７】さらにτ_Cからτ₀までの距離はτ_xとして
示され、そのためｔ₁＝τ₀−τ_x（１／２）Δτおよび
ｔ₂＝τ₀−τ_x（１／２）Δτである。測定された相関
の大きさＲ′_i（τ_C−（１／２）Δτ）およびＲ′
_i（τ_C＋（１／２）Δτ）は、τ₀およびΔτが一定で
あるのでτ_xの関数と見做しうることは明らかである。

【００７８】前記の測定された相関の大きさＲ′_i（τ_C
−（１／２）Δτ）およびＲ′_i（τ_C＋（１／２）Δ
τ）を用いて、形状パラメータｆが計算され、当該パラ
メータは下記の式（１４）によって定義される。

【００７９】

【数４４】従って、ｆもτ_xの関数である。図８において、ｆ
（τ_x）のグラフが示されており、縦軸の単位は任意で
ある。ｆは最大値の周りのある領域においては継続して
下降している関数であり、これはτ_xの各値とｆの各値
との間に１対１の関係が存在することを意味する。関数
ｆ（τ）の形状は、相関関数の形状、受信機の特性およ
びΔτの大きさによって変わる。前述のように、相関関
数の形状は各受信機に対して事前に確定しうるので、ｆ
（τ）の関数を事前に計算し、逆関数ｆ^-1を計算し、こ
の逆関数を例えば表あるいは多項式として受信機のメモ
リに記憶しておくことができる。

【００８０】演算の間、ピークの２つのサンプル値Ｒ′
_i（τ_C−（１／２）Δτ）およびＲ′_i（τ_C＋（１／
２）Δτ）を用いて式（１４）によりｆを計算する。次
に、記憶された逆関数ｆ^-1を用いてτ_xが計算される。
次にτ₀が

【数４５】として推定される。

【００８１】最も正確な結果をもたらすので、ｔ₁とｔ₁
＋Δτとは出来るだけピーク近くで選択され、より好ま
しくはピークの両側で選択されることが好ましい。

【００８２】代案として、ｆを次式によって定義しても
よい。

【００８３】

【数４６】別の代替実施例においては４つのサンプリングされた値
が使用され、ｆは次式により定義しうる。

【００８４】

【数４７】または

【数４８】ここで、Ｎは数個の測定された絶対値の和に等しい正規
化パラメータである。例えばＮ＝｜Ｒ（τ₀）｜または

【数４９】である。

【００８５】理論的には差分演算はデコンボリューショ
ン（ｄｅｃｏｎｖｏｌｕｔｉｏｎ）のように作用しパル
スの幅を減少させ、重なったパルスをより分離するよう
にさせるので、前述のような三次差分法（ｔｈｉｒｄ
ｏｒｄｅｒｄｉｆｆｅｒｅｎｃｅｍｅｔｈｏｄ）は
マルチパスにより影響されにくいという利点を提供す
る。他方、受信機における、特に局部基準信号における
不正確さが、得られた結果の精度により重大に影響す
る。

【００８６】式（１３）に対する代案として、例えば、
式（１３ａ）または（１３ｂ）により非コヒーレントに
復調された信号を用いることができる。

【００８７】

【数５０】ある信号の最大ピークの振幅ａ＾を推定する最も速い方
法は最大のサンプル値を振幅の推定値として単純に選定
することである。その結果の誤りは、例えばΔτを任意
的に小さく選択することにより許容可能に小さくするこ
とができる。また、前述のように計算された遅れτ＾を
用いてサンプリング手段を制御することが可能で、それ
によりピークのサンプリングが、ピークの計算された頂
部において、（あるいは当該頂部に極めて近接して、）
正確に発生する。

【００８８】振幅を推定するためには、遅れに関して前
述したのと類似の技術を用いることも可能である。正規
化されたピーク形状関数ｇは次式のように定義しうる。

【００８９】

【数５１】１つの測定された振幅サンプルｘと前述の方法で計算し
た推定遅れτ＾とを用いて、振幅は次式により推定でき
る。

【００９０】

【数５２】代案として、ピークの二次導関数を次式により用い、

【数５３】式（１５）に関して前述したのと同様に進行すればよ
い。

【００９１】本発明の有利な効果を図９を参照して一例
を説明することにより以下示す。

【００９２】標準的なＧＰＳアンテナを大きな建物の基
礎部の任意の位置に位置させ、ＧＰＳ航法信号をある時
間中に受信した。この信号は同時に２つの受信機で処理
された。第１の受信機は、図４について説明した原理に
より動作する標準的なＧＰＳ受信機で、他方の受信機
は、本発明の原理により動作するように設置した。Ｍ_ma
_xを１に等しいものとして選択した。２つの連続した反
復ステップの間でτ₀＾が０．１ｎｓ以下に変動したと
き、あるいは１０回の反復ステップの後かいずれか早い
方が起ったとき反復を停止した。（複素数の）サンプル
の数は２０であった。サンプル間の距離は最初の１０個
のサンプルに対して１つのチップの持続時間の１／２０
で、次の１０個のサンプルに対する１つのチップの持続
時間の１／１０であった。ｆに対して式（１４）を用い
た。積分時間は１ｓであった。

【００９３】図９は、双方の受信機によって計算され、
式δＬ＝ｃδτによって距離測定値δＬに変換し、時間
ｔに対してプロットした見通し線ピークの遅延時間τ₀
の変動δτを示す。時間ｔ＝０において、計算された値
を基準値として用い零にセットした。ｔ＞０に対して図
９にプロットした値は、計算されかつ前記基準値から差
し引かれた値である。

【００９４】実線は、標準的なＧＰＳ受信機の計算にお
いて発生した変動を示す。マルチパスのため、計算され
た距離測定値は約６０ｍ離れた極端な値の間で変動し、
計算された距離測定値の標準偏差は１０ｍ以上である。

【００９５】点線は、本発明の原理により動作するよう
に設置された第２の受信機において発生する変動を示
す。雑音によるものと思われるが、計算された距離測定
値は、依然として変動するものの極端な値でも間隔は約
５メートルであり、誤りの標準偏差は１．１ｍに減少さ
れ、すなわち１０の係数分改善されている。

【００９６】以下に、本発明による処理装置３０の実施
例を図１０を参照して詳細に説明する。

【００９７】前述のように、受信機１０は、航法信号４
を受信するための入力（アンテナ）１１を含む。受信さ
れた信号４は、処理装置３０の入力３１まで導かれ、当
該入力３１は乗算器３４の第１の入力３５に結合されて
いる。所望ならば、当該技術分野の専門家に明らかなよ
うに、受信された信号４は、増幅され、または所定の中
間周波数まで周波数逓降変換され、あるいはこれら双方
が行われ、次に乗算器３４の第１の入力３５まで導かれ
る前にデジタル化しうることが注目される。説明を簡単
にするために、増幅手段、周波数逓降変換手段およびデ
ジタル化手段は図１０に示されていない。

【００９８】処理装置３０は、周波数ωの信号を発生す
る発生器３２を含む。発生器３２の出力３３は乗算器３
４の第２の入力３６に結合されている。乗算器３４にお
いて、受信された信号４は復調され、当該受信され復調
された航法信号５′が乗算器３４の出力３７に提供され
る。

【００９９】処理すべき信号は、複素数の信号（以下
「複素数信号」という。）として取り扱われるべきで、
そのため発生器３２は実際には少なくとも２つの出力を
有し、一方の出力はｃｏｓ（ωｔ）と称しうる信号を提
供し、他方の出力は第１の信号に対してπ／２の位相差
があり、ｓｉｎ（ωｔ）と称しうる信号を提供する。ｃ
ｏｓ（ωｔ）信号は、受信された信号の実数（同相）部
分を処理するために用いられ、ｓｉｎ（ωｔ）信号は、
受信された信号の虚数（直角位相）部分を処理するため
に使用される。双方の処理をするための動作は原理的に
同一である。従って説明を簡単にするために、図１０に
おいては、発生器３２の一方の出力３３のみを示してお
り前記出力信号の組合せは、当該技術分野の専門家には
明らかなように以下の説明においてｅｘｐ（ｊωｔ）と
称される。

【０１００】処理装置３０は、以下乗算器４０_kと称す
る複数のＮ個の乗算器４０₁，４０₂，４０₃，……，４
０_Nを含み、ｋは間隔が１からＮまでの整数で、Ｎは受
信された航法信号５′から採集したサンプルの数に対応
する。各乗算器４０_kは第１の入力４１_k，第２の入力４
２_k、および出力４３_kを有している。乗算器４０_kの各
々第１の入力４１_kは、乗算器３４の出力３７に結合さ
れ、受信され復調された航法信号５′ｒ（ｔ）・ｅｘｐ
（ｊωｔ）を受け取る。

【０１０１】処理装置３０は、複数のＮ個の積分手段４
５_kを含む。各積分手段４５_kの入力４６_kは、関連の乗
算器４０_kの出力４３_kに結合され、当該各積分手段４５
_kの出力４７_kは、当該技術分野の専門家には明らかなよ
うにコンピュータでよいデジタル信号処理装置５０の入
力５１_kに結合されている。積分手段４５_kは、所定周期
Ｔ中に入力４６_kで受け取られたサンプルの加算をし、
出力４７_kにこの加算演算の結果を送り、次に零から新
しく加算演算を再開するように構成されている。

【０１０２】デジタル信号処理装置５０は、正確なクロ
ック手段５４の出力５３に結合されたクロック入力５２
を有している。さらにデジタル信号処理装置５０は、局
部基準信号発生器６０を制御可能に駆動するための制御
出力５５を有しており、前記局部基準信号発生器６０
は、局部基準信号６を提供する出力６３を有している。
局部基準信号発生器６０の基準入力６１はメモリ６２に
結合されており、当該メモリ６２においては前述のよう
に航法信号５の特性コードに関する情報が記憶されてい
る。図１０には示していないものの、メモリ６２は種々
の衛星の複数の特性コードに関する情報を含むことがで
き、一方、局部基準信号発生器６０は、当該技術分野の
専門家には明らかなように、例えば所定の衛星の航法信
号に選択的にチューニングするために前記のコードの中
の１つのみの情報を選択的に受け取ることができる。

【０１０３】処理装置３０は、以下遅延手段７０_nと称
する複数のＮ−１個の遅延手段７０₁，７０₂，７０₃，
……，７０_N-1を含み、ｎは間隔が１からＮ−１までの
整数である。各遅延手段７０_nは入力７１_nと出力７２_n
とを有し、出力７２_nにおいて、入力７１_nにおいて受信
された信号のコピイであって遅延時間Ｄτ_n遅れた当該
受信された信号のコピイを提供する。一実施例において
は、全ての遅延手段７０_nは同じ遅延時間Ｄτを提供す
る。遅延手段が直列に結合されることによって、遅延手
段７０_nの入力７１_nは先の遅延手段７０_n-1の出力７２
_n-1に結合されている。第１の遅延手段７０₁の入力７１
₁は局部基準信号発生器６０の出力６３に結合され、当
該局部基準信号発生器６０は第１の乗算器４０₁の第２
の入力４２₁に結合されている。各遅延手段７０_nの出力
７２_nは、関連の乗算器４０_n+1の第２の入力４２_n+1に
結合されている。

【０１０４】デジタル信号処理装置５０は、クロック手
段５４によって規定される時間周期と正確に同期して局
部基準信号発生器６０を駆動するようにプログラム化さ
れている。しかしながら、デジタル信号処理装置５０
は、後述のように、あるバイアスシフトτ_bにわたる時
間周期の始まりｔ₀に対して局部基準信号６の第１のチ
ップＣ（１）の始まりをシフトさせうる。次に、各乗算
器４０_kが、第２の入力４２_kにおいて、式

【数５４】により、シフト時間τ_kにわたる時間の始まりｔ₀に対し
てシフトした局部基準信号６を受け取る。このシフトさ
れた局部基準信号６はｐ_k（ｔ）＝ｐ（ｔ−τ_k）と表現
しうる。

【０１０５】各乗算器４０_kは、その出力４３_kにおい
て、ｒ（ｔ）・ｅｘｐ（ｊωｔ）・ｐ（ｔ−τ_k）と表
現しうる乗算された信号７を提供する。

【０１０６】従って、各積分手段４５_kは、その出力４
７_kにおいて、

【数５５】と表現できかつ同相／直角位相の下方変換された相関関
数Ｒ_X（τ）のτ＝τ_kにおけるサンプルを構成する信号
を提供する。

【０１０７】前記サンプルは、各積分周期Ｔの後「更新
され」、入力５１_kにおいてデジタル信号処理装置５０
によって読み取られる。デジタル信号処理装置５０は、
好ましくは、入力５１_kで読み取られた前記サンプルが
利用される図６を参照して前述した反復ステップを利用
して、式（４）の組を計算するようにプログラム化され
ている。ＧＰＳシステムの場合、適正なデータ推定値を
得るために積分周期Ｔは１０ｍｓを上回らないように選
定されることが好ましい。しかしながら、このことは、
デジタル信号処理装置５０が１０ｍｓ毎に１回式（４）
の全体の組を計算することが絶対的に必要であることを
意味するものでない。電離層変化のみが重要な役割りを
果す場合、毎秒１回あるいはそれ以下の頻度で式（４）
の組を計算することで十分である。

【０１０８】特に、ＧＰＳシステムの場合、１０ｍｓ毎
に１回搬送波の位相を従来の方法で推定することが可能
である。この推定された位相から、局部発生器のデータ
や周波数のずれを決定することができる。このように決
定された周波数のずれは、信号発生器とコード発生器の
周波数を制御するために使用され、そのためそれらの周
波数誤差は概ね零のままである。位相ジャンプの形態で
存在している計算されたデータは、相関サンプルを推定
されたデータビットで乗算することにより相関サンプル
からデータを除去するために使用され、その後、このよ
うに乗算された相関サンプルは１秒以上にわたって平均
化できる。位相および遅れを正確に推定するためには、
毎秒１回あるいはそれより低い頻度で式（４）の組を計
算することで十分である。

【０１０９】計算された位相と遅れの推定値に基いて、
デジタル信号処理装置５０は、数値制御された発振器か
らなることが好ましい発生器３２および局部基準信号発
生器６０を制御する。詳しくは、発生器３２は、θ₀＾
が概ね零となるように制御される。バイアスシフトτ_b
を修正することにより、局部基準信号発生器６０は、ピ
ークが遅延ウィンドウＤ内に保たれるように制御され
る。代替的に、受信された信号の相関関数の最大値の位
相が零となるように局部基準信号発生器６０を制御する
ことができる。さらに詳しくは、サンプルの中の１つが
推定された見通し線ピークの頂部と概ね一致し、かつ他
の２つのサンプルが前記ピークの周りで対称的に位置す
ることを確実に行うよう設計されたトラッキングループ
と遅延ロックループとを述べているスピルカ（Ｓｐｉｌ
ｋｅｒ）の論文を参照されたい。

【０１１０】デジタル信号処理装置５０はさらに、計算
された推定結果を例えばプロッタ、プリンタあるいはＣ
ＲＴのような適当なディスプレィ手段に、または当該技
術分野において周知のようにコンピュータメモリのよう
な適当な記憶手段に、あるいはこれら全部に送るための
データ出力５９を有している。実際に、結果はコンピュ
ータに送られ、当該コンピュータはまた、受信機の正確
な位置を計算しうるように数個のその他の送信機のため
の推定結果を受け取る。この計算は、既存の受信機にお
いて実行される計算と同一である。

【０１１１】説明を完全にするために、実際には２つの
乗算器３４が存在しており、第１の乗算器は前記信号ｃ
ｏｓ（ωｔ）を、第２の乗算器は前記信号ｓｉｎ（ω
ｔ）をそれぞれ第２の入力で受け取り、それぞれの出力
３７が同相の航法信号５′と直角位相の航法信号５′と
をそれぞれ提供することが注目される。さらに、前記手
段４０，４５，および７０の回路は、前記同相の航法信
号５′と前記直角位相の航法信号５′とをそれぞれ処理
するために二重式であることが注目される。

【０１１２】本発明の前述した実施例は、本発明の範囲
や、あるいは特許請求の範囲から逸脱することなく当該
技術分野の専門家によって修正しうることは明らかであ
る。例えば、受信された信号の実数（同相）部分を処理
するだけで十分な場合、式（４）は式（４Ａ）に簡略化
される。

【０１１３】

【数５６】さらに、ｆに対して使用した関数が連続的に上昇あるい
は下降する関数である限り、前述した形状パラメータｆ
およびｇに対してその他の適当な関数を用いることが可
能である。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明を採用した状態を示す概略図。

【図２】航法信号の歪みのない形状を示す概略図。

【図３】相関演算を示す図。

【図４】相関関数の理想的形状を概略図示し、かつ航法
信号を処理する従来の方法を示す図。

【図５】マルチパス信号の３つの相関関数ピークの組合
わせを示し、従来の方法の欠点を示す図。

【図６】本発明の好適方法によりとられるステップを示
す図。

【図７】相関関数の理想的な形状を示し、航法信号を処
理する本発明の方法を示す概略図。

【図８】補助関数の形状を示す概略図。

【図９】本発明の効果を示す図。

【図１０】本発明による装置の一例を示す図。

【図１１】実際の相関関数の形状を示す図。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者リチャード・ディー・ジェイ・ヴァン・ヒーオランダ国 2628 エスエックスデルフト，フレデリク・ヘンドリクストラート 23

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】送信機と受信機とを含む信号伝送システ
ムにおける前記受信機内で信号を処理する方法におい
て、信号を受信するステップと、当該受信した信号を復調するステップと、複数の時間τにおいて前記の受信され復調された信号の
サンプルＲ_X（τ）を取得するステップと、前記の受信され復調された信号に対するマルチパスに起
因する寄与分の推定を計算し、前記のマルチパスに起因
する推定された寄与分を前記の受信され復調された信号
から差し引き前記の受信され復調された信号に対する見
通し線の推定された寄与分を取得し、前記送信機と前記
受信機との間で前記信号が伝播する伝播時間を計算し、
前記伝播時間τ₀が前記の受信され復調された信号に対
する前記の計算された見通し線の寄与分から計算される
ステップとを備える方法。
【請求項２】送信機と受信機とを含む信号伝送システ
ムにおける前記受信機内で信号を処理する方法におい
て、信号を受信するステップと、当該受信した信号を復調するステップと、基準信号を提供するステップと、相関関数を得るために前記受信した信号に前記基準信号
で相関演算を実行するステップと、複数の時間τにおいて前記相関関数のサンプルＲ
_X（τ）を取得するステップと、前記相関関数に対するマルチパスに起因する寄与分の推
定を計算するステップと、前記相関関数から前記のマルチパスに起因する推定され
た寄与分を差し引いて前記相関関数に対する見通し線の
推定された寄与分を得るステップと、前記送信機と前記受信機との間を前記信号が伝播する伝
播時間τ₀を計算し、前記伝播時間τ₀が前記相関関数に
対する見通し線の前記の計算された寄与分から計算され
るステップとを備える方法。
【請求項３】前記推定を計算するステップがさらに、
以下のようにパラメータａ_i＾，τ＾_iおよびθ_i＾を計
算するステップを含む請求項２記載の方法。【数１】但し、【数２】であり、Ｒ（τ）は基準相関関数であり、ａ_i＾，τ_i＾
およびθ_i＾はそれぞれａ_i，τ_iおよびθ_iに対する推定
値である。
【請求項４】前記推定を計算するステップがさらに、
以下のようにａ_i＾，τ_i＾およびθ_i＾を計算するステ
ップを含む請求項２記載の方法。【数３】但し、【数４】であり、Ｒ（τ）は基準相関関数であり、ａ_i＾，τ_i＾
およびθ_i＾はそれぞれａ_i，τ_iおよびθ_iに対する推定
値である。
【請求項５】基準相関関数が、信号シミュレータを用
いて雑音およびマルチパスの存在しないところで測定さ
れ、当該測定された基準相関関数の形状が、例えば表あ
るいは前記形状を表わす関数の形で前記受信機のメモリ
に記憶される請求項３記載の方法。
【請求項６】前記推定を計算するステップがさらに、（ａ）Ｒ_X（τ）における最大のピークに対する最適
値としてパラメータτ₀＾，ａ₀＾，θ₀＾を計算するス
テップと、（ｂ）前記の計算されたパラメータτ₀＾，ａ₀＾，θ
₀＾の寄与分をＲ_X（τ）から、式【数５】に従って差し引き、Ｒ₁（τ）を生じるステップと、（ｃ）Ｒ₁（τ）における最大のピークに対する最適
値としてパラメータτ₁＾，ａ₁＾，θ₁＾を計算するス
テップと、（ｄ）前記の計算されたパラメータτ₁＾，ａ₁＾，θ
₁＾の寄与分をＲ_X（τ）から、式【数６】に従って差し引き、Ｒ₀（τ）の新しい近似値を生じる
ステップと、（ｅ）ステップ（ｄ）において計算された新しい近似
値Ｒ₀（τ）における最大のピークに対する最適値とし
て新しいパラメータτ₀＾，ａ₀＾，θ₀＾を計算するス
テップと、（ｆ）適当な停止基準が満足されるまでステップ
（ｂ），（ｃ），（ｄ）および（ｅ）を繰り返すステッ
プとを実行することを含む請求項２記載の方法。
【請求項７】ステップ（ｂ），（ｃ），（ｄ）および
（ｅ）が所定回数繰り返される請求項６記載の方法。
【請求項８】ステップ（ｂ），（ｃ），（ｄ）および
（ｅ）が、パラメータτ₀＾，ａ₀＾，θ₀＾およびτ
₁＾，ａ₁＾，θ₁＾の中の少なくとも１つが所定の収れ
ん基準に従って収れんされるまで繰り返される請求項６
記載の方法。
【請求項９】第３の信号に対する推定された寄与分を
計算するために、（ｇ）前記の計算されたパラメータτ₀＾，ａ₀＾，θ
₀＾およびτ₁＾，ａ₁＾，θ₁＾の寄与分をＲ_X（τ）か
ら、式【数７】に従って差し引き、Ｒ₂（τ）を生じるステップと、（ｈ）Ｒ₂（τ）における最大のピークに対する最適
値としてパラメータτ₂＾，ａ₂＾，θ₂＾を計算するス
テップと、（ｉ）【数８】における最大のピークに対する最適値として新しいパラ
メータτ₀＾，ａ₀＾，θ₀＾を計算するステップと、（ｊ）ステップ（ｉ）で計算されたパラメータτ
₀＾，ａ₀＾，θ₀＾を用いて、【数９】における最大のピークに値する最適値として新しいパラ
メータτ₁＾，ａ₁＾，θ₁＾を計算するステップと、（ｋ）ステップ（ｉ）において計算されたパラメータ
τ₀＾，ａ₀＾，θ₀＾と、ステップ（ｊ）において計算
されたパラメータτ₁＾，ａ₁＾，θ₁＾とを用いて、【数１０】における最大のピークに対する最適値として新しいパラ
メータτ₂＾，ａ₂＾，θ₂＾を計算するステップと、（ｌ）停止基準が満足されるまで、ステップ（ｉ），
（ｊ）および（ｋ）を繰り返すステップとが実行される請求項６記載の方法。
【請求項１０】ピークの位相θ＾が、好ましくは但し
必然的でないが前記ピークの頂部あるいはそれに近接し
て採取された前記ピークの１つのサンプルＲ_i（τ_max）
から、【数１１】に従って推定される請求項２記載の方法。
【請求項１１】事前に関数ｆ（τ_x）を計算するステ
ップをさらに含み、逆関数ｆ^-1が、計算され、前記受信
機のメモリに記憶される請求項２記載の方法。
【請求項１２】関数ｆ（τ_x）が以下の通り定義され
る請求項１１記載の方法。【数１２】
【請求項１３】関数ｆが以下の通り定義される請求項
１１記載の方法。【数１３】
【請求項１４】関数ｆが以下の通り定義される請求項
１１記載の方法。【数１４】但し、Ｎは正規化パラメータである。
【請求項１５】関数ｆが以下の通り定義される請求項
１１記載の方法。【数１５】但し、Ｎは正規化パラメータである。
【請求項１６】Ｎが、例えば、Ｎ＝│Ｒ（τ₀）│あるいは【数１６】のように数個の測定された絶対値の和に等しい請求項１
４記載の方法。
【請求項１７】前記サンプルＲ_X（τ）が同時に得ら
れる請求項２記載の方法。
【請求項１８】デジタル信号処理装置と、周波数ωを有し、ｅｘｐ（−ｊωｔ）として表現しうる
信号を発生する発生器であって、前記デジタル信号処理
装置によって制御される発生器と、第１の入力が航法信号を受信するように結合され、第２
の入力が前記発生器の出力に結合されている第１の乗算
器と、複数のＮ個の第２の乗算器であって、各々の第１の入力
が前記第１の乗算器の出力に結合されている複数のＮ個
の第２の乗算器と、複数のＮ個の積分手段であって、各々の入力が関連の第
２の乗算器の出力に結合され、出力が前記デジタル信号
処理装置の入力に結合されている複数のＮ個の積分手段
と、前記デジタル信号処理装置の制御出力に結合され、かつ
局部基準信号を提供する少なくとも１つの出力を有する
局部基準信号発生器と、複数のＮ−１個の遅延手段であって、各々が入力と出力
とを有し、各出力が関連の第２の乗算器の第２の入力に
結合されている複数のＮ−１個の遅延手段とを備え、前記複数の遅延手段の中の最初の遅延手段の入力が、前
記局部基準信号発生器の出力と、前記複数の第２の乗算
器の中の最初の乗算器の第２の入力とに結合されてお
り、別の遅延手段の入力が、先の遅延手段の出力に結合
されている、信号を処理する装置。