JPH084322B2

JPH084322B2 - フレーム同期装置

Info

Publication number: JPH084322B2
Application number: JP60103084A
Authority: JP
Inventors: 啓二叶多; 政俊萬
Original assignee: Sony Corp; Japan Broadcasting Corp
Current assignee: Sony Corp; Japan Broadcasting Corp
Priority date: 1985-05-15
Filing date: 1985-05-15
Publication date: 1996-01-17
Anticipated expiration: 2011-01-17
Also published as: JPS61261991A

Description

【発明の詳細な説明】以下の順序で本発明を説明する。

Ａ産業上の利用分野Ｂ発明の概要Ｃ従来の技術（第２図〜第７図）Ｄ発明が解決しようとする問題点Ｅ問題点を解決するための手段（第１図）Ｆ作用Ｇ実施例（第１図）Ｈ発明の効果Ａ産業上の利用分野本発明は、特定のフレーム同期パターンの設けられた
信号をサンプリング処理する場合に使用して好適なフレ
ーム同期装置に関する。

Ｂ発明の概要本発明は特定のフレーム同期パターンの設けられた信
号をVTR等に記録再生する装置に於いて、この入力信号
をフレーム同期パターンのクロック周波数とは異なる周
波数でサンプリングして処理を行い、このサンプリング
のクロックをPLLに供給してフレーム同期パターンの周
波数のクロックを形成し、この形成されたクロックを用
いてフレーム同期パターンを検出することにより良好な
フレーム同期が得られると共に、最適のサンプリング処
理が行なえるようにするものである。

Ｃ従来の技術いわゆる高品位テレビの新しい電送方式としてMUSE
（Multiple Sub−Nyquist Sampling Encoding）方式が
提案されている（創立記念講演会予稿、「高品位テレビ
の新しい伝送方式（MUSE）」、二官佑一、昭和59年６月
６日、NHK総合技術研究所・放送科学基礎研究所）。

すなわち、この方式においては、送信側で例えば第２
図Ａ〜Ｃに示すような輝度信号Ｙと色差信号C_N・C_Wがあ
った場合に、この内の色差信号C_N・C_Wをそれぞれ1/4の
時間軸圧縮し、線順で各対応する輝度信号Ｙの先端部の
水平ブランキング期間に挿入して同図Ｄに示すようなTC
I信号を形成する。このTCI信号を同図Ｅに示すように6
4.8MHzでサンプリングし、さらにこのサンプリングデー
タの４サンプル毎に１サンプルずつを抽出して同図Ｆに
示すように互いにドットインターリーブされ４フィール
ドで一巡するサブナイキストサンプリング信号を形成す
る。従ってサブナイキストサンプリングの周波数は16.2
MHzになり、これによって本来20MHzあったベースバンド
の信号帯域幅を8.1MHzにまで圧縮することができる。こ
の信号を例えば周波数変調（FM）して放送衛生等を介し
て送信を行う。

一方受信側では、受信信号を復調して上述の8.1MHzの
サブナイキストサンプリング信号を取り出す。この信号
を16.2MHzでサンプリングし、このサンプリングデータ
を上述の図のＥに示すようにメモリに書込み、さらにこ
れらのデータ及び空白で示される非サンプリング点のデ
ータを同図Ｇに示すように変換・内挿して上述の図のＤ
に示すようなTCI信号を復元する。そしてこの信号から
上述の図のＡ〜Ｃに示すような輝度信号Ｙと色素信号C_N
・C_Wを取り出すことができる。

このようにして高品位テレビの信号をMUSE方式によっ
て、例えば27MHzの帯域幅の１チャンネルの衛生放送で
伝送することが可能となる。

ところで上述の受信側において、サンプリングデータ
を得るための16.2MHzのクロック信号は、送信側の16.2M
Hzのクロックと正確に位相同期している必要がある。こ
れは特に送信側のサンプリングがサブナイキストサンプ
リングであるために、この位相がずれと正確なサンプリ
ングデータを得られなくなるおそれが多い。

そこで伝送される信号の水平ブランキング期間の一部
（色差信号の挿入された残りの部分）に、位相同期の基
準とその水平期間に含まれる色差信号C_NとC_Wの判別を兼
ねた水平同期信号HDが設けられる。すなわち水平同期信
号HDは具体的には第３図に示すように輝度信号Ｙの終端
の次のクロックの時点（１）から時点（12）までの間に
形成され、それぞれ色差信号C_N・C_Wに対応した２種の波
形が用いられる。そして時点（１）は過渡点であって、
それぞれ前の信号（輝度信号Ｙ）の終端のレベルと次の
レベルとの中間のレベルとされ、２種の内の一方では映
像信号の最大振幅の64/256ののレベルとの中間のレベル
とされ、他方では192/256のレベルとの中間のレベルと
される。次に時点（２）〜（５）で一方では64/256のレ
ベルが連続され、他方では192/256のレベルが連続され
る。さらに時点（６）で一方・他方共に128/256のレベ
ルとされる。次に時点（７）〜（11）で一方では192/25
6のレベルが連続され、他方では64/256のレベルが連続
される。さらに時点（12）も上述の時点（１）と同様の
過渡点であって、それぞれ次の信号（色差信号Ｃ）の始
端のレベルと前のレベルとの中間のレベルとされ、一方
では192/256のレベルとの中間のレベルとされ、他方で
は64/256のレベルとの中間のレベルとされる。そしてこ
の次のクロックの時点から色差信号C_NまたはC_Wが連続さ
れる。

なおここで水平同期信号HDは、映像信号（輝度信号
Ｙ、色差信号C_N・C_W）と同じ極性（正極性）で挿入され
ている。これは例えばNTSC方式のように逆極性の同期信
号とした場合には、信号の全体の振幅が拡大し、特にFM
信号で伝送を行う場合に帯域が広がってしまうのを防ぐ
ためである。

そして従来の水平同期信号HDについて、時点（３）〜
（９）の期間が位相検出部分とされ、この間の時点
（４）のレベルＡと（８）のレベルＢ、さらに（６）の
レベルＣとを検出し、の演算を行うことで第４図に示すような特性で位相誤差
の検出を行うことができる。ところがこの図からも明ら
かなように、水平同期信号HDによる位相同期は、あらか
じめその同期時点から±１クロック期間内になければ引
込みが行われない。

そこで上述の条件まであらかじめ引込んでおくための
フレーム同期信号が別途設けられる。すなわち第５図は
高品位テレビの1125本の水平期間の内で605番目と606番
目とに設けられるフレーム同期パターンを示している。

図において、水平同期信号HDに連続して任意の長さの
ブランク期間が設けられ、その後にまず４クロック期間
毎に信号の最高レベルと最低レベルとに反転するパルス
が17.5対設けられる。その後に16クロック信号の最高ま
たは最低レベルのパルスが設けられ、さらにその後に８
クロック期間のその前の部分と反転したパルスが設けら
れる。この８クロック期間のパルスの直後に次の水平期
間の水平同期信号HDが連続される。そしてこのフレーム
同期信号は、605番目と606番目の水平期間に互いに反転
して設けられ、このフレーム同期信号の内の16クロック
期間にパルスの前縁が位相同期の基準として用いられ
る。

従って上述の信号から同期を得るためには、まず信号
の上述のフレーム同期パターンを検出し、この検出信号
を用いて±１クロック期間内に同期を引込み、次いで水
平同期信号HDを用いて位相同期をかけるようにする。そ
こで従来から例えば第６図に示すような回路が提案され
ていた。

図において、上述の受信・復調されたMUSE方式の信号
が入力端子（１）に供給される。この信号がAD変換回路
（２）に供給され、また基準発振周波数が16.2MHzの電
圧制御型発振器（VCXO）（３）からのクロック信号がAD
変換回路（２）に供給され、クロック信号でサンプリン
グされ例えば８ビットでデジタル変換された信号が出力
端子（４）に取り出されて後段のメモリ等の復元処理回
路（図示せず）に供給される。

さらに変換回路（２）からの信号がフレーム同期パタ
ーンの検出回路（５）に供給され、上述のクロック信号
がこの検出回路（５）にも供給されてデジタルデータの
最下位ビットの変化をクロック信号に応じて判別するな
どしてフレーム同期信号が検出される。この検出された
フレーム同期信号がフレーム位相検出回路（６）に供給
される。また上述のクロック信号が1/540000の分周器
（７）に供給されてフレーム周波数（30Hz）の信号が形
成される。この信号が検出回路（６）に供給され、検出
された位相誤差信号が加算器（８）を通じてVCXO（３）
に帰還されてフレーム同期信号との同期ループが形成さ
れる。

また変換回路（２）からの信号が水平同期信号HDの位
相検出回路（９）に供給され、検出された位相誤差信号
がローパスフィルタ（LPF）（10）を通じて加算器
（８）に供給される。

これによってまず信号中のフレーム同期パターンが検
出され、この検出信号にて±１クロック期間内に同期が
引込まれ、さらに水平同期信号HDを用いて位相同期がか
けられる。

ところが上述の受信側において、上述の8.1MHzのサブ
ナイキストサンプリング信号（第７図実線図示）を16.2
MHzでサンプリングすると、その信号帯域は同図中に一
点鎖線で示すように16.2MHzを中心に上下8.1MHzに広が
り、8.1〜24.3MHzの帯域となる。一方信号の帯域は、一
般にその周波数で完全に０レベルになっているわけでは
なく、例えばレスポンスが6dB低下した点であって、そ
れより外側にも低レベルの信号が存在している。このた
め上述の例では8.1MHzの近辺で互いに信号が重なり合
い、これらの重りによるいわゆる折り返しノイズによっ
て、画面上に妨害が出るおそれがあった。

そこで本願出願人は送信側のサブナイキストサンプリ
ングの周波数（16.2MHz）と整数比で得られるより高い
周波数でサンプリングを行うことにより、上述の妨害を
除く技術を開始した。すなわち上述の16.2MHz＝480f
_H（f_Hは水平周波数:33.75kHz）に対して20.25MHz＝600f
_Hのクロック信号を用いてサンプリングを行うことによ
り、サンブナイキストサンプリングの情報を良好に取り
出せると共に、その信号帯域は上述の図中に破線で示す
ように、12.15〜28.35MHzとなって入力信号の帯域と完
全に分離できる。これによって折り返しノイズによる妨
害を除くことができる。

しかしながら上述の同期回路においては、600f_Hのク
ロック信号でサンプリングを行いAD変換を行った場合
に、フレーム同期パターンの検出回路（５）における検
出動作が480f_Hの４クロックを単位としているために同
期パターンの検出が順調に行かなくなるおそれがある。
すなわち480f_Hの４クロックは、600f_Hでは５クロックに
相当し、２の累乗でない５を単位とすることはデジタル
処理の場合に極めて不都合である。なお例えば480f_Hの
２倍の960f_H＝32.4MHzのクロック信号を用れば上述の不
都合は解消されるが、信号の帯域が極めて高周波になっ
て、回路設計上の問題点が多くなる。

Ｄ発明が解決しようとする問題点従来の同期は上述のような方式で行われていた。この
ため折り返しノイズによる妨害が生じたり、フレーム同
期パターンの検出が良好に行えないなどの問題点があっ
た。

Ｅ問題点を解決するための手段本発明は、第１の周波数（480f_H）のクロックで形成
されたフレーム同パターンの挿入された入力信号（入力
端子（１））を、上記第１の周波数より高い第２の周波
数（600f_H）のクロックでサンプリング（AD変換回路（1
2））して処理を行うに当り、上記第２の周波数のクロ
ックの発振器（VCXO（13））と、上記第２の周波数のク
ロックが供給されて上記第１の周波数のクロックを形成
するPLL（18）と、この形成された上記第１の周波数の
クロックを用いて上記入力信号から上記フレーム同期パ
ターンを検出する同期検出回路（５）と、この検出され
たフレーム同期パターンと上記第２の周波数のクロック
を分周した上記フレーム同期パターンの周波数の信号と
の位相差を検出する位相検出回路（６）とを有し、上記
位相差検出回路の検出出力を用いて上記発振器を制御す
ることにより上記発振器で発生させる上記第２の周波数
のクロックを上記入力信号に同期させるようにしたフレ
ーム同期装置である。

Ｆ作用この装置によれば、第１のクロック信号の周波数より
高い周波数の第２のクロック信号を用いて良好なサンプ
リングを行うことができると共に、この第２のクロック
信号からPLLにて所定の周波数の第１のクロック信号を
形成してフレーム同期パターンを検出するようにしてい
るので、常に良好なフレーム同期を検出することがで
き、さらにこのフレーム同期信号を用いて上述の第２の
クロック信号に良好な同期をかけることができる。

Ｇ実施例第１図は本願を用いたVTRの記録再生装置を示しこの
回路において、入力端子（１）からのVTR入力信号が利
得制御回路（11）を通じてAD変換回路（12）に供給され
る。また基準発振周波数が20.25MHzのVCXO（13）からの
クロック信号が変換回路（12）に供給されてサンプリン
グ及びデジタル変換が行われる。この変換された信号が
記録アンプ（21）を通じて磁気ヘッド（22）に供給さ
れ、テープ（23）に記録される。さらにこのテープ（2
3）からヘッド（22）にて再生された信号が再生処理回
路（24）を通じてDA変換回路（25）に供給され、また端
子（26）から20.25MHzのクロック信号が変換回路（25）
に供給されて、アナログ変換された信号が出力端子
（４）に取り出される。

さらに変換回路（12）からの信号が振幅検出回路（4
1）に供給されて、上述の水平同期信号HDのＡ点及びＢ
点のレベルの差が検出され、この差のデータが比較回路
（42）に供給される。この比較回路（42）に設定回路
（43）からのデジタル基準データが供給され、比較出力
が積分回路（44）を通じて利得制御回路（11）の制御端
子に供給される。これによって自動利得制御ループ（1
4）が形成され、AD変換回路（12）へ供給される信号の
振幅が適正化される。なおこの例では比較回路（42）か
らの“1"“0"の出力を積分してアナログの制御電圧を得
る構成としたが、検出回路（41）の出力をDA変換して以
後アナログ処理にて制御電圧を得るようにしてもよい。

さらに、入力端子（１）からの信号がコンパレータ
（15）に供給され、端子（16）からの基準レベルで判別
されて２値信号とされる。この２値信号がフレーム同期
検出回路（５）に供給される。一方VCXO（13）からの信
号が1/20分周器（17）で分周されて位相検波器（81）に
供給される共に、基準発振周波数が16.2MHzのVCXO（8
2）からのクロック信号が1/16分周器（83）で分周され
て位相検波器（81）で供給され、この検派出力がローパ
スフィルタ（84）を通じてVCXO（82）の制御端子に供給
される。これによってPLL（18）が形成され、20.25MHz
の16/20の16.2MHzのクロック信号が形成される。この信
号がフレーム同期検出回路（５）に供給される。

この検出されたフレーム同期信号がフレーム位相検出
回路（６）に供給されると共に、VCXO（13）からの信号
が1/675000の分周器（19）で分周された30Hzの信号が検
出回路（６）に供給される。これによってフレーム位相
誤差が検出され、この検出信号が加算器（８）を通じて
VCXO（５）に帰還されてフレーム同期ループが形成され
る。

また変換回路（12）からの信号が水平同期信号HDの位
相検出回路（９）に供給され、検出された位相誤差信号
がLPF（10）を通じて加算器（８）に供給される。

こうしてフレーム同期及び水平同期信号HDとの位相同
期がかけられるわけであるが、上述の例によれば、600f
_Hのクロック信号から位相同期した480f_Hのクロック信号
を経てフレーム同期パターンを検出するようにしたの
で、容易かつ良好にフレーム同期パターンを検出するこ
とができ、クロック信号に良好な同期をかけることがで
きる。なお上述の例で第２のクロック信号の周波数は60
0f_Hに限らず第１のクロック信号の周波数より高い任意
の周波数にすることができる。

Ｈ発明の効果本発明によれば、第１のクロック信号の周波数より高
い周波数の第２のクロック信号を用いて良好なサンプリ
ングを行うことができると共に、この第２のクロック信
号からPLLにて所定の周波数の第１のクロック信号を形
成してフレーム同期パターンを検出するようにしている
ので、常に良好なフレーム同期を検出することができ、
さらにこのフレーム同期信号を用いて上述の第２のクロ
ック信号に良好な同期をかけることができるようになっ
た。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一例の構成図、第２図〜第７図は従来
の装置の説明のための図である。（１）は入力端子、（４）は出力端子、（５）はフレー
ム同期検出回路、（６）はフレーム位相検出回路、
（９）は水平同期信号位相検出回路、（12）はAD変換回
路、（13）は電圧制御型発振器、（15）はコンパレー
タ、（18）はPLL、（19）は分周器である。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】第１の周波数のクロックで形成されたフレ
ーム同期パターンの挿入された入力信号を、上記第１の周波数より高い第２の周波数のクロックでサ
ンプリングして処理を行うに当り、上記第２の周波数のクロックの発振器と、上記第２の周波数のクロックが供給されて上記第１の周
波数のクロックを形成するPLLと、この形成された上記第１の周波数のクロックを用いて上
記入力信号から上記フレーム同期パターンを検出する同
期検出回路と、この検出されたフレーム同期パターンと上記第２の周波
数のクロックを分周した上記フレーム同期パターンの周
波数の信号との位相差を検出する位相検出回路とを有
し、上記位相検出回路の検出出力を用いて上記発振器を制御
することにより上記発振器で発生される上記第２の周波
数のクロックを上記入力信号に同期させるようにしたフ
レーム同期装置。