JPH08506904A - 空輸計器の位置および速度を追跡する方法および装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 信号のコード・シーケンスが未知である複数の衛星から送出される広帯域スペクトル拡散信号を受信することにより、地上の処理局から航空機に搭載される気象計器（２０）の如き少なくとも１つの運動物体の位置を追跡する方法および装置が、受信した広帯域信号を狭帯域へ圧縮し、周波数オフセット値を有する基準発振器（１２）により周波数バイアスを除去し、狭アナログベースバンド（９）を形成して、スペクトル線が生成され、合成スペクトル値と比較して各衛星の同一性を決定する運動物体における受信機回路を含み、基準発振器のオフセット値が推定され、運動物体の速度が決定される。

Description

【発明の詳細な説明】 空輸計器の位置および速度を追跡する方法および装置 関連出願への参照 本願は、本発明の譲受人に譲渡された１９９２年６月１５日出願のＰ．Ｆ．Ｍ ａｃＤｏｒａｎ等の米国特許出願第８９８，９４８号「空輸計器の位置および速 度を追跡する方法および装置」の一部継続出願である。 付属マイクロフィッシュへの参照 Ｐ．Ｆ．ＭａｃＤｏｒａｎ等の「空輸計器の位置および速度を追跡する方法お よび装置」なる名称の付属マイクロフィッシュを参照する。技術分野 本発明は、運動物体の位置および速度を追跡する新規な改善された方法および 装置に関し、特に、空輪される天候計測器の如き空輸される装置の位置および速 度をかかる装置から遠く隔てた処理ステーションから追跡する新規な改善された 方法および装置に関する。 発明の背景および分野 米国空軍のＮＡＶＳＴＡＲ大域位置決めシステムは、予め定めたコード、即ち 、Ｂ．Ｗ．ＰａｒｋｉｎｓｏｎおよびＳ．Ｗ．Ｇｉｌｂｅｒｔの「ＮＡＶＳＴＡ Ｒ：大域位置決めシステム−１０年後」（Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ、第７１号、１９ ８３年１０月）に従って分散スペクトル信号を送出する複数の地球を周回する信 号伝送衛星からなっている。ＭａｃＤｏｒａｎ等の米国特許第４，７９７，６７ ７号には、信号により運ばれる変調コード・シーケンスを知ることなく疑似レン ジを獲得するシステムが開示されている。しかし、この考案されたシステムは、 衛星のコード・シーケンスを知ることなく運動物体の速度と位置の両方を追跡す る問題に関するものではなかった。例えば、消耗品の内蔵された大域位置決めシ ステム受信機を用いて気象気球の速度を計測できること、およびＧＰＳ衛星によ り 使用される疑似ランダム・ノイズ・コードを知ることなく地上局で信号を処理で きること、更に追跡されるべき物体が、衛星から信号を受信でき、かつ単独であ るいは中央処理局に対する他のデータと組合わせて送信できる安価な受信機を含 み得ることが非常に望ましい。特に、消耗品の受信機ボード上の非常に安価な基 準発振器、あるいは換言すれば、必ずしも正確あるいは非常に安定したものでは ない発振器を採用出来ることが望ましい。これと関連して、特定のＧＰＳへのド ップラー・シフト査察を結果として生じる個々のＧＰＳ衛星に対する視線への受 信機の瞬時速度ベクトル射影の影響を管理し、かつ更に受信機が異なる場所間で 移動する時幾何学的位置の変化により誘起されるスペクトル拡散信号の変化を結 果として生じる受信機の動力学的性状の影響を管理することが重要である。 前記の米国特許第４，７９７，６７７号では、スペクトル拡散信号について非 線形演算から得る圧縮スペクトルのベースバンドへの最終ダウン・コンバージョ ンを行うため用いられる基準発振器の精度および安定性に関する明示的および黙 示的な前提があった。用いられた発振器は、比較的高価なものであり、これら発 振器は、例えば、消耗品の空輸気象計器の一部として使用することの如き空輸用 あるいは他の消耗性受信機において使用するためには不適当なものにする。更に また、より高価な発振器の重量および電力要件は、これら発振器を軽量受信機で の打ち上げには完全に不適当なものにする。 従って、発振器の精度および安定性が０．００１％（１０ＰＰＭ）程度となる 場合でさえ、軽量の低コスト発振器が消耗性受信機へ組込まれるシステムを提供 することが重要である。このことは、デコーダ１０．２２９８ＭＨzの基準周波 数において、生成される実際の周波数の誤差が約１００Ｈzとなることを示唆す る。最終的に速度および位置決め情報へ処理されるべき観察結果を含むベースバ ンド信号帯域幅が、１０．２３ＭＨzのチッピング・コード周波数を有するＰチ ャンネルを探査する静止した地上における観測者にとって、実質的に±２７Ｈz の範囲内に含まれる。しかし、２００ｍ／秒までの速度で運動しつつある移動物 体あるいは受信機を追跡することが任務である場合、受信機あるいはスペクトル 圧 縮器における遅延操作および多くの操作から得られるスペクトル線は、多くの生 じ得るスペクトル位置にあり得る。基準周波数が１００Ｈzも外れる場合は、視 覚において各衛星から結果として生じるスペクトル線の集合（ｅｎｓｅｍｂｌｅ ）は、１００Ｈzも上方あるいは下方の周波数へシフトし得る。更なる考察は、 スペクトル線位置におけるシフト、例えば、特定の衛星へ直接向かう、あるいは この衛星から遠去かる受信機の２００ｍ／秒の運動が、６．８Ｈzまでの付加的 なドップラー・シフトを生じることになり、これが衛星に対する視線に課される ことになることである。更に他の考察は、処理ステーションから遠去かる受信機 の距離である。例えば、ＧＰＳに対する１０．２３ＭＨzのＰチャンネル・チッ ピング周波数の場合、位置の変化に対する感度はＫｍ当たり５ミリにもなり、こ れが２００ｋｍの隔たりの場合、スペクトル線を１．０Ｈzだけのシフトを生じ ることがある。 上記のことから、ＧＰＳ受信機において用いられるダウン・コンバージョン周 波数を決定するための根拠を確立することが可能である。即ち、公称１０ＭＨz における１０ＰＰＭのクリスタル発振器のオフセットは１００Ｈzであり、ＧＰ Ｓ／受信機経路に沿った公称ドップラー・シフトは±２７Ｈzとなり、（２００ ｍ／秒より小さい）受信機の風速が誘起するドップラー・シフトは６．８Ｈzで あり、（２００ｋｍより小さい距離の）受信機位置の感度は１．０Ｈzとなる。 チッピング・周波数スペクトル線位置に対する最たる影響は、受信機における１ ０ＭＨzの水晶発振器からのものであり、これに次いでＧＰＳ衛星および風速か らのドップラー効果の組合わせがあり、最も弱い影響効果は受信機の実際の位置 からのものである。これら公差の最悪ケースの組合わせの合計は、１３４．０Ｈ ｚである。更に他の要件は、スペクトル線が処理の容易なゼロ周波数と同じ側に 止まることである。圧縮ベースバンドの中心周波数は２００Ｈzになり、１３４ Ｈzの負の公差が、６６Ｈz乃至３３４Ｈzまで延びる帯域を処理することを必要 にする。１０ＰＰＭの発振器は、１００Ｈz以上にならないように指定すること ができ、従って、周波数の指定は１０．２２９８ＭＨzでなければず、これが、 発振器がオフセットを持たないものとして、２００Ｈzの中心周波数にスペクト ル線を置く結果になる。 発明の概要 従って、本発明の目的は、２つ以上の静止物体あるいは運動物体の位置および 速度を追跡する新規な改善された方法および装置の提供にある。 本発明の別の目的は、衛星により使用されるコード・シーケンスを知ることな く、複数の地球を周回する衛星からスペクトル拡散信号を受取るため、安価な消 耗性受信機を用いて運動物体の位置および速度を追跡することにある。 本発明の更に他の目的は、先に述べた形式のシステムにおいて、高速度で運動 する物体を追跡することができる、即ち、衛星のコードを知ることなく、低コス トの基準発振器を内蔵する消耗性受信機から送出された交差リンク無線信号から 、かつ運動物体から受信した信号のダウン・コンバージョン周波数における実質 的なシフトを許容することが可能である中央処理局の提供にある。 本発明によれば、衛星のコード・シーケンスを知ることなく、各運動物体にお ける受信機が水平線より上を通過する複数の衛星から送出された広帯域の拡散ス ペクトル信号を受取る、処理局から少なくとも１つの運動物体の位置を追跡する 方法が具現され、この方法は、少なくとも１００：１の比で衛星から受信した広 帯域信号を狭帯域へ圧縮するステップと、広帯域が負の周波数スペースへ通過す ることを阻止する周波数オフセット値を持つ基準発振器を用いて周波数バイアス を除去するステップと、正弦波の重なりからなる狭いアナログ・ベースバンドを 形成するステップと、このベースバンドを処理局へ送出して処理局で正弦波の重 なりのディジタル表示を生成するステップと、このディジタル表示を処理して、 振幅、周波数および位相値からなるスペクトル線を生成するステップと、衛星の 近似的な場所と速度に基く基準発振器の周波数オフセット値と対応する周波数オ フセット値を含む合成スペクトルを生成するステップと、スペクトルを表わすデ ィジタル合成値へ変換して、このスペクトル線をディジタル合成スペクトルと比 較して各スペクトル線と対応する各衛星の同一性を決定するステップと、基準発 振器の周波数オフセット値を推定し、次いで各運動物体の場所および速度を決定 するステップとを含む。 本発明の望ましい実施例は、更に、同位相信号および遅延経路信号を乗じて、 中心周波数を１０．２３ＭＨzとして信号の帯域を７０Ｈzの幅へ圧縮することを 特徴とし、基準発振器が１０．２２９８ＭＨzの水晶発振器である。従って、合 成スペクトルの周波数オフセット値は、基準発振器のそれと対応し、スペクトル 線をディジタル合成スペクトル値と比較する際、基準発振器の周波数オフセット 値の実際のダウン・コンバージョンが決定される。 本発明の上記および他の目的については、添付図面と共に望ましい実施例の以 降の詳細な記述を考察することから更に容易に理解されるであろう。 図面の簡単な説明 図１は、ラジオゾンデ気象計器に組込まれた受信回路の望ましい形態の概略図 、 図２は、図１のラジオゾンデから受信される信号を処理する地上処理局の望ま しい形態のブロック図、および 図３は、図２の地上処理局において用いられるソフトウエアのフローチャート である。 好適実施例の詳細な説明 図１において、水平線上方にあるＧＰＳ衛星からのスペクトル拡散信号は、Ｒ で示される消耗品の受信機を含む空輸される気象計器におけるＧＰＳゾンデのＬ −バンドのマイクロストリップ・パッチ・アンテナ１に到達する。気象計器の望 ましい形態は、米国コロラド州のＢｏｕｌｄｅｒのＡ．Ｉ．Ｒ．社により製造さ れ販売される、以下本文においてＧＰＳゾンデと呼ばれる、受信機回路Ｒに加え て、図２に示される如き、以下本文で述べる地上処理局へ気象データを送信する のに必要な計器を含むラジオゾンデ・モデル２０である。このマイクロストリッ プ・パッチの選択は、その製造における低コストとその固有の狭帯域通過特性、 典型的にはＲ．Ｆ．周波数（１５７５．４２ＭＨzのＬ１周波数において１５． ７ＭＨz）の１％の特性とが動機とされる。アンテナ１は、右旋楕円偏波（ＲＨ ＣＰ）に対して構成され、大きな利得がない（０ｄＢ）ものとする。システムの 要素２は、２０ｄＢの利得と、ノイズ温度で１２２ケルビンと等価である１．５ ｄＢのノイズ数字（Ｎ．Ｆ．）とを持つ低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）である。８ｄ Ｂの変換利得を持つ能動２重平衡型ミクサ３が、１５５５ＭＨz±１ＭＨzで動作 する第１の自由動作型局部発振器４によって駆動される。理想的には、局部発振 器４は、以降の中間周波段が２０．４６ＭＨzとなるように１５５４．９６ＭＨz となるが、望ましい実施例が低コストの第１の局部発振器４を使用するが、依然 として１５５５ＭＨzにおいて１ＭＨzの周波数精度を保持するため、発振器の固 有精度が１ＭＨzに過ぎない場合に、１０ＫＨzの精度を持つ第１の局部発振器周 波数を指定することは合理的ではない。第１の局部発振器４に対する安定性要件 は、ＧＰＳ衛星からのスペクトル拡散信号電力の大部分が受信機Ｒの最初の中間 増幅器の帯域通過５以内で到達するという要件からのものである。Ｐチャンネル のスペクトル拡散信号の幅は、第１のナル間の２０．４６ＭＨzである。ミクサ ３の後段には、２０．４２ＭＨzの中心周波数の第１の中間周波増幅器５がある 。この第１の中間周波数の帯域幅は、スペクトル拡散の完全な中心ローブを通す ように２０ＭＨzである。第１の中間周波増幅器５の出力は電力分配器６へ入力 され、この分配器は等量の中間周波数電力を能動型ミクサ８に至る２つの経路に 沿って供給する。電力分配器６より上方の図は、２０．４６ＭＨzの幅で２０． ４２ＭＨzを中心とする信号スペクトル形状を示している。 第１の中間周波数の中心周波数の選択は、任意のものではなく、ＧＰＳ信号の 分散スペクトルを生成するため用いられる１０．２３ＭＨzのチッピング速度を 回復するため用いられる遅延および倍増技術によって要求される。このチッピン グ周波数信号の回復を最大化するためには、Ｐチャンネルのチップ周期、即ち４ ９ナノ秒の半分に等しい時間量だけ、遅延回路７により示される如き１つの信号 経路を遅らせることが必要である。図１には１ブロックの遅延要素７が示される が、ケーブルの０．７の速度定数を前提として、長さ１０メートルの同軸ケーブ ルもまた同じ機能を供することができ、あるいは誘導子およびコンデンサの受動 型要素からなるフィルタもまたこの機能を行うことができる。４９ナノ秒の周期 と対応する周波数は、２０．４２ＭＨzである。このため、遅延要素７を通る時 間遅延経路は、第１のＩ．Ｆ．増幅器の周波数２０．４２ＭＨzで完全な１波長 だけ位相シフトされる。 能動型ミクサ８は、同位相信号および遅延経路信号を乗じ、このミクサがスペ クトルを１０．２３ＭＨzの中心周波数で７０Ｈzの幅へ圧縮する効果を有する。 この動作の圧縮特性の論議は、前掲の米国特許第４，７９７，６７７号において 示される。この１０．２３ＭＨz信号の制御は、ＧＰＳ衛星内部の原子発振器に よって支配され、消耗品の受信機内部の第１の局部発振器周波数の関数ではない 。先に述べたように、各衛星によって唯一つのスペクトル線が生成されるが、こ れは衛星間の非常に低い交差相関積を持ち、これにより変調間積が存在しない疑 似ランダム・ノイズ（ＰＲＮ）信号の最大長さコード構造の故である。Ｊ．Ｊ． Ｓｐｉｌｋｅｒ著「ＧＰＳ信号構造と性能特性（ＧＰＳ Ｓｉｇｎａｌ Ｓｔｒ ｕｃｔｕｒｅ ａｎｄ Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ Ｃｈａｒａｃｔｅｒ−ｉｓｔ ｉｃｓ）」（Ｎａｖｉｇａｔｉｏｎ，Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ ｏｆ Ｎａｖｉｇａ ｔｉｏｎ、ＩＳＢＮ ０−０９３６４０６−００−３、第２巻、１９７８年夏季 ）。 ミクサ８の後段には、第２の中間周波増幅器９があり、その出力は、問題とな る物理的帯域が７０Ｈz幅である過ぎないが２０ＫＨzの帯域幅を持つ１０．２３ ＭＨzの中心周波数へ同調される水晶・フィルタ１０へ送られる。コストと性能 の要件に応じて、水晶・フィルタ１０の代わりに、より簡単なブロック要素フィ ルタを用いることができる。能動型ミクサ１１が、１０．２２９８ＭＨzの周波 数で１０ＰＰＭの精度を持つ水晶基準発振器１２によって駆動される。第２の局 部発振器１２は、この第２の局部発振器が実際に動作しつつある周波数が、通常 は地上に配置される中央処理サブシステムにより行われる最終的な推定手順にお けるそのために解明されたパラメータとなる点において重要である。この第２の 局部発振器の主機能は、物理的情報を持たない周波数バイアスを除去して小さな 帯域幅７０Ｈzのみを中央サイトのプロセッサへ送らせるままにすることである 。 基準発振器１２がその１０ＰＰＭの限度（１００Ｈz）までドリフトする可能 性の故に、スペクトル線が負の周波数空間へ進むことを阻止するように２００Ｈ zのバイアスが選定される。能動型フィルタが、約３５０Ｈzより高い周波数に対 するカットオフを提供して、２００±１５０Ｈzの帯域を増幅する。能動型フィ ルタ１３の出力は、＋１３ｄＢｍ（５０オームで１Ｖｒｍｓ）のレベルにあって 、図のブロック１５におけるセンサからの通常の気象データと共に、１６８０Ｍ Ｈzにある。 図２において、ＧＰＳゾンデ２０が、その圧縮帯域ＧＰＳ信号を地上セグメン ト・プロセッサへ送出する状態で示される。気象受信機２１が、交差リンク信号 からＧＰＳベースバンド・データ（２００±１５０Ｈz）を取出す。例えば、受 信機２１は、米国コロラド州ＢｏｕｌｄｅｒのＡ．Ｉ Ｒ．社により製造販売さ れる変更仕様の４０３ＭＨz受信機でよい。このデータ処理機能は、特に構成さ れた：８０３８６／８０３８７コンピュータ・アーキテクチャによって行われる 。 地上セグメントにおいて、処理は、８１９．２Ｈzの速度で波形の１２ビット のサンプリングを行うアナログ／ディジタル・コンバータ（ＡＤ／Ｃ）要素２２ に対する入力で開始する。８１９．２Ｈzの選択は、ＧＰＳゾンデ２０から３５ ０Ｈzの物理的帯域を充分にサンプルする必要により支配される。８１９．２Ｈz の速度は、ナイキスト・サンプリング基準の７００Ｈzの最小速度より１７％高 い。８１９２サンプルの容量を持つ先入れ先出し（ＦＩＦＯ）バッファ２３が、 ＡＤ／Ｃ２２からの出力の１０秒を保持する。５秒毎に、バッファ２３の内容が 、１０秒の時間を表わす８１９２サンプル点について働く高速フーリエ変換（Ｆ ＦＴ）プロセッサ２４へ送られる。ＦＦＴ段２４の出力は、ＧＰＳゾンデから受 信したチャンネルの３５０Ｈzの全帯域幅に対する振幅、周波数および位相の諸 値からなる個々の周波数スペクトルである。ＦＦＴ２４は、ソフトウエアあるい はファームウエアで実現することができ、直角位相振幅により除した同位相比に ついての逆正接演算からその位相情報を得る。バッファがその内容を５秒毎に伝 送するので、ＦＦＴ２４は前のバッファ内容と５０％の重なりを生じ、バッファ 間隔間の位相接続を許容し、周波数測定精度の可能性を著しく高める。 一例として、個々のＦＦＴ２４の１０秒の間隔内では、結果として生じる周波 数ビン分解能は０．１Ｈzである。以下に述べるように、１０秒の間隔７１にわ たり接続された位相アルゴリズムを用いることにより、入力信号の実際の周波数 を０．００４Ｈzの精度まで推定することが可能である。このＦＦＴは、５秒毎 に動作して、０．００４Ｈzの個々のスペクトル線に対する周波数の確度が与え られ、位相は５秒×０．００４サイクル／秒＝０．０２サイクルだけ不確定とな る。この位相は、隣接時系列間隔と重複時系列との間の位相接続を実施するため に必要な０．１６サイクル基準内に充分に収まる。振幅、周波数および位相の１ ２ＦＦＴの推定が毎分与えられると、位相データに適合する少なくとも２次、あ るいは必要に応じてそれ以上の次位の幕乗を、ＧＰＳゾンデの飛行セグメントに おける発振器１２の周波数ドリフトを勘定に入れる予め定めた速度で行うことが できる。４のＦＦＴ信号検出閾値が与えられると、相等する位相ノイズは０．２ ５ラジアン（０．０４サイクル）となる。１分の間隔にわたる周波数測定の全精 度は、速度測定精度において０．０４サイクル／６０秒＝７×１０^-4Ｈz＝２ｃ ｍ／秒となる。 本発明の重要な特徴は、明白なコードを使用しないＧＰＳゾンデの場所に到達 する個々の衛星信号の各々を識別する能力である。しかし、更に広範なＧＰＳ情 報、例えば衛星軌道が要求される場合は、従来のＧＰＳ受信機２６ｂが提供され る。受信機の１つの適当な形態は、それ自体のＧＰＳアンテナを持つ、米国カル フォルニア州ＳｕｎｎｙｖａｌｅのＴｒｉｍｂｌｅ Ｎａｖｉｇａｔｉｏｎ社に より製造販売される、Ｔｒｉｍｂｌｅ Ｔｒｉｍｐａｃｋ部番１３４９８である 。このＣ／Ａ受信機は、中央処理システムへ３つの情報成分、即ち、（１）地上 セグメント・プロセッサの要素２７の緯度、経度および高度からなる場所、（２ ）暦および高精度要素が出力されるＧＰＳ衛星軌道要素２８、および（３）宇宙 時と相関し、かつＧＰＳゾンデとプロセッサ・サイト間の２００ｋｍの隔たりに 対して１０メートルの差の位置決め精度の要求を満たすため僅かに０．１秒の精 度に必要な近似エポック・タイム（ｅｐｏｃｈ ｔｉｍｅ）２９を提供する。シ ステムに対するリアルタイム・クロックを確立して特別な周波数を同期させるた めに、基準発振器３０が提供される。この基準発振器３０は、１ＭＨzの出力を 有 し、１ＰＰＭ程度あるいはＧＰＳゾンデ２０に搭載される低コストの発振器より も優れた精度で更に正確である。この基準の１ＭＨzは、アナログ／ディジタル ・コンバータ２２のサンプリング周波数として用いられる２つの出力、８１９． ２Ｈzと、ＦＦＴプロセッサ２４に対してＦＩＦＯバッファ２３の内容を伝送す る５秒に１回のパルスとを生成する周波数シンセサイザ３１に対する入力として 用いられる。この１ＭＨzの基準発振器信号はまた、システムのリアルタイム・ クロック３２をも駆動する。エポック・タイム２９は、このシステム・クロック ３２をセットするために用いられる。 どの衛星が受信されつつあるかを識別し続けるためには、種々の入力情報を要 求する合成スペクトル３３を生成することが必要である。この要求される入力は 、ＧＰＳゾンデを発射する地上セグメント２７、おそらくは２４のあり得るＧＰ Ｓ衛星のどれがゾンデの視野に入る可能性があるかを予期するＧＰＳ衛星軌道要 素２８、および３２により供給されるシステム時間（ＵＴＣ）の近似的な標定で ある。要素３３のソフトウエアは、最初はゼロである速度の推定値を入力する。 スペクトルの近似値が一旦得られると、全ての可能な衛星のどれが、図３に含ま れるサブルーチン５５乃至５７および６０乃至７０において行われるＧＰＳゾン デの場所で実際に受信されつつあるかを確証するモジュール３４内部で比較が行 われる。振幅、周波数および位相モジュール３５による特定の衛星との各スペク トル線間の一義的な対応を有する１組の観測ベクトルを形成することが現在可能 である。モジュール３５の内容は、ハウスホールダ変換（Ｈｏｕｓｅｈｏｌｄｅ ｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ）の如き、ＧＰＳゾンデ２０における水晶基 準発振器１２の速度成分および周波数オフセットを推定する同時推定プロセッサ ３６である最終的演算のための生の観察を形成する。 ＧＰＳゾンデ２０に対する典型的なダウン・リンクは、約４０３ＭＨzのＶＨ Ｆ周波数と１６８０ＭＨzのＬ−バンド周波数である。図３に示されるように、 このダウン・リンクは、瞬時周波数へのコヒーレント・ヘテロダイン変換を行う ＡＩＲ気象データ受信機５０によって受信される。この瞬時周波数段には、電子 カウンタ５８を用いてキャリヤ周波数を測定することを可能にするフェーズ・ロ ッ ク・ループがある。ＧＰＳゾンデからのダウン・リンク周波数がＧＰＳゾンデに おける１０．２２９８ＭＨzの基準発振器で合成することができるので、キャリ ヤ周波数の測定が、１０．２２９８ＭＨzのＧＰＳゾンデ発振器が動作するその 時の実際の周波数の直接的な測定を生じる。 また、ＧＰＳを変調させ得る基準発振器から得るサブキャリヤ信号を生成する ことも可能である（即ち、１０，０００で除すことにより、１０２２．９８Ｈz を生じる）。１ＫＨzのサブキャリヤを取出して実際の周波数を０．００１Ｈzの 精度内で計測することにより、図３の５８で示される１ＰＰＭの精度でＧＰＳゾ ンデの基準周波数を決定することも可能である。 気象受信機からのアナログ・データ・チャンネル出力は、消耗品の受信機から 圧縮された帯域データからなるＧＰＳチャンネルを含む。先に述べたように、ゾ ンデのアナログ信号は、８１９．２Ｈzの速度でサンプルされるアナログ／ディ ジタル・コンバータ２２へ入力される。結果として得るディジタル・データ・ス トリームは、１０秒の時系列を形成して５秒毎に送られる８１９２サンプルのブ ロックにおいてバッファされる。このデータは、先入れ先出し（ＦＩＦＯ）記憶 バッファ２３から高速フーリエ変換プロセッサ２４へ５秒毎に送られる１０秒の ブロック単位で処理される。このように、時系列の各１０秒ブロックは、前の１ ０秒時系列に新たなデータの５秒時系列を加えたものの最後の５秒からなってな り、時系列全体にわたる位相の連続を保証する。再び、ＦＦＴプロセッサ２４の 出力は、各周波数ビン位置毎の振幅および位相からなる周波数空間における数値 列である。この列における振幅の相対的ピークの検出は、ある周波数の場所即ち ビン５４における信号対雑音比の閾値を越えることによって決定される。ある状 況においては、ピークは、これらの周波数における電力の拡散によって隣接周波 数ビンに生じることがある。これが生じると、ブロック５５および５６に示され るように、全ての隣接ピークの最大の信号対雑音比を表わすピークが保持されて 、隣接ビンの値は無視される。結果として得る列は、ＧＰＳ衛星の観察ドップラ ・シフト周波数を表わす観察された各スペクトル線信号に対するピーク振幅と周 波数を含んでいる。この情報は、ＧＰＳゾンデの速度と位置の以降の計算のため の 基礎を形成する。 観察された各周波数ピークは、スペクトル線信号がそのソースである個々のＧ ＰＳ衛星に対して整合されねばならない。従って、ＧＰＳゾンデ２０と目に見え るＧＰＳ衛星の相対的形状を知ることが要求される。ＧＰＳゾンデに対する事前 の位置および速度の情報の近似化は、世界的大域システム（Ｗｏｒｌｄ Ｇｅｏ ｄｅｔｉｃ Ｓｙｓｔｅｍ）ＷＧＳ−８４の座標系における緯度、経度および高 度の座標から得られる。（Ｄ．Ｗｅｌｌ等の「ＧＰＳ標定へのガイド（Ｇｕｉｄ ｅ ｔｏ ＧＰＳ Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ）」（Ｃａｎａｄｉａｎ ＧＰＳ Ａｓｓｏｃｉａｔｅｓ，Ｆｒｅｄｅｒｉｃｔｏｎ，Ｎｅｗ Ｂｒｕｎｓｗｉｃｋ ，Ｃａｎａｄａ、１９８７年５月）、ＧＰＳゾンデ発射サイトにおける従来のＧ ＰＳ Ｃ／Ａコード相関受信機２６から得られる）。これらの大域データは、図 ３のブロック８０で示される如きＸ、ＹおよびＺのデカルト座標へ転回される。 次いで、位置の更新６０が、前の速度の測定８５を積分することにより行われる 。 各衛星のデカルト座標における状態のベクトル、位置および速度が次に計算さ れる。地上セグメント７５における従来のＣ／Ａコード相関ＧＰＳ受信機が、各 衛星により放送される５０ビット／秒の遠隔測定メッセージを取出す。特に関心 のあるのは、ＧＰＳ衛星軌道要素２８、相関宇宙時間２９、およびＧＰＳゾンデ がおそらくは発射される地上セグメント・プロセッサ２７のサイトである。これ らの各量の精度について、次に調べる。 ＵＴＣエポック・タイムが知られる精度はそれほど厳しくない。例えば、ゾン デ２０の速度を１海里／時（５０ｃｍ／秒）の精度で測定することが望ましけれ ば、視線上に投射される個々の衛星のドップラー周波数シフトを正しく推定する ためには、衛星軌道要素を推定する時間を知ることが要求される。ドップラー・ シフトの最大変化率が、受信機に対する衛星の最大接近時に生じる。この事象の 間に、Ｐチャンネルのチッピング周波数が６．５ＭＨz／秒の変化率を有する。 波長でスケールされる速度に対する周波数の等価が存在する。１０．２３ＭＨz のＰチャンネル・チッピング周波数に対しては、相等波長は２９．３メートルで あり、これは１Ｈz当たり２９．３ｍ／ｓ、即ち、ＭＨz当たり２．９３ｃｍ／秒 に対応する。エポック・タイムの誤差に対する速度測定精度の感度は、６．５Ｍ Ｈz／秒×２．９ｃｍ／秒／ＭＨz＝エポック・タイム誤差１秒当たり１９ｃｍ／ 秒となる。プロセッサ・サイトにおける０．１秒の時間よりはるかに優れた合成 を達成することはむしろ容易であるため、衛星の誤差を生じるドップラー・シフ トは、２ｃｍ／秒よりはるかに小さいと推定され、５０ｃｍ／秒の精度の速度測 定の目標に対する小さな誤差に寄与する。 衛星軌道を知らねばならない精度もまた、このような誤差がドップラー・シフ トの最大変化率に対する影響によって得ることができる。ＧＰＳの円形軌道の周 期は略々１２時間であり、この軌道の半径は２６，５００ｋｍである。従って、 ＧＰＳ衛星の追従トラック速度は３．８６ｋｍ／秒である。従って、３．８ｋｍ に等しい軌道誤差は、１９ｃｍ／秒の速度誤差に寄与することが判った１秒のタ イミング誤差に等価である。全許容誤差範囲の軌道部分が３０ｃｍ／秒であった ならば、許容軌道誤差は６ｋｍとなる。これは、最大感度値であり、これが非常 に劣った精度に対する幾何学的希釈（ＧＤＯＰ）条件を示唆するため、全ての衛 星は最大感度を生じる幾何学的形状にない。現在では、放送される軌道の品質は １０ｍ乃至２０ｍである。しかし、１００メートル２−ｄＲＭＳの精度の標定を 支持する政府のＤＯＤ選択的か可用度（ＳＡ）政策を遵守する条件下では、軌道 精度は約１２０メートルである（連邦無線航法計画ＢＯＤ−４６５０．４、ＢＯ Ｔ−ＴＳＣ−ＲＳＰＡ−８４−８（運輸省、１９８４年））。ＧＰＳ暦クラスの 真のケプラー軌道要素は、数日以後でも数ｋｍの精度である。 発射大域位置の精度もまたそれほど厳密ではない。位置に対する測定ドップラ ー周波数の部分導出感度は、１５ｃｍ／秒／ｋｍに等しい５ＭＨz／ｋｍの最大 値を有する。このため、２ｋｍの大域誤差は、最大で３０ｃｍ／秒を有する。通 常の地図は、ＧＰＳゾンデ法を支持するに必要な精度を供給することができる。 米国測地の１：２０，０００尺度の方形地図は、１ｍｍの地図位置精度で発射サ イトの２０ｍの所与の識別までの標定を提供し得る。 衛星群に対する軌道要素２８が一旦得られると、０°より大きい水平角度で見 える可能性のある衛星が識別される。これらの衛星に対する全ての座標は、この 時、慣性のＪ０００システム（Ａ．Ｌｉｅｃｋ著「ＧＰＳ衛星の探索公社（ＧＰ Ｓ Ｓａｔｅｌｌｉｔｅ Ｓｕｒｖｅｙｉｎｇ Ｉｎｃ．）」（Ｄｏｎ Ｗｉｌ ｅｙ ＆ ｓｏｎ社、１９９０年発行））から地上に固定した特定測定点のＷＧ Ｓ−８４基準フレームへ転回される。受信機および衛星の位置についての情報か ら、ブロック７９で示される如く、ＧＰＳゾンデと各ＧＰＳ衛星間の方向ベクト ルが計算される。 観察信号のピークをそれらの各衛星ソースに整合する手順は、下記のステップ からなる。即ち、ＧＰＳゾンデに対する衛星の予期される幾何学的位置に基いて 、視線速度、従って、予期されるドップラー・シフトが計算される。この予期さ れる消耗性の基準発振器の周波数オフセットは、交差リンク・キャリヤ５８、６ ２の測定オフセットからか、あるいは合成スペクトル６３を計算するためブロッ ク８５で推定される入力の前のパラメータの解から得られる。この計算は、見え る可能性のある各衛星に対する合成スペクトル６３における周波数位置に対する 予期される合成ピーク指定を結果として得る。各ピークは、受信信号の予期され るドップラー・シフト周波数を表わす。ＦＦＴプロセッサ２４から得られる如き 観察周波数は、観察し得る差の表５７に対する基礎である。この表は、基準とし て信号対雑音比に関する最も強い観察ピーク５５を用いて、冗長ピーク５６を排 除しながら、このピークと他の全ての観察ピークとの間の周波数空間の差を計算 して形成される。同様な差のセットが、差のセット６４を形成する基準として更 に各ピークを用いて合成スペクトル６３について計算される。目に見える可能性 のある衛星については、（ｎ−１）の差を持つｎセット６４が存在することにな る。最後に、各セット６４はセット５７と比較される。観察値に対する最大の整 合を呈するセット６４が、ブロック６５〜６８において計算される如き適正なス ペクトルを示す。これは、実質的に、ブロック６９の如き最有力関数である。こ の整合プロセスにおける最後のステップは、観察された各ピークをブロック７０ で示される如き衛星に対して指定する。これは、観察された差と整合する表６４ の要素を生成するため用いられる衛星の個々の基準識別を復元することにより行 われ る。時に、ＧＰＳゾンデで示される如く異なるＧＰＳ衛星に対する類似のドップ ラー・シフトによって、重ならなくとも整合するピークが近くに標定される。こ のドップラー衝合は、衝合する２つの衛星を一時的に削除するか、あるいはより 大きな周波数分解能を持つ更に複雑な信号検出アルゴリズムを用いることによっ て、６５あるいは６６において対処される。このような大分解能法は、０．１Ｈ zの周波数ビン幅を達成するＦＦＴ法の１０秒より長い間隔にわたって延長する 間隔にわたり信号を位相追跡することによって達成可能である。０．０１サイク ルの位相ノイズで１００秒の間隔にわたって個々の衛星を５秒毎に位相追跡する ことにより、ドップラー衝合問題を基本的に排除する０．１ＭＨzの相等ビン幅 を得ることが可能である。 衛星が一旦観察周波数に適正に整合されると、方程式のシステム７３を解くた め充分な数の観察が行われることを検証するため前記の結果列がテストされる。 この方程式システムは、下記の周波数関係から得られる。即ち、ＦＦＴで得られ る各スペクトル線が、未知であり推定されることになる共通の中心周波数からオ フセットされる。このオフセットは、（１）あたかも受信機が静止しているかの ようにＧＰＳ衛星の視線速度、（２）衛星に対する視線に沿ったＧＰＳゾンデの 速度、および（３）オンボードの消耗性基準発振器の周波数オフセット、による 受信信号におけるドップラー・シフトからなっている。 予測された衛星のドップラー項は、ＧＰＳゾンデに対する公称瞬時位置と、ゼ ロのＧＰＳゾンデ速度の初期条件とから得られる。別のドップラー項は、ＧＰＳ ゾンデ自体の視線速度から結果として得る。これらのドップラー項は、地表特定 点基準フレーム８１で、南と東と垂直との成分に分解される。これら３つの項は 、方程式システムに対する３つの未知数を含む。４番目の未知数は、消耗性基準 発振器のオフセットである。各観察信号ソースは、これら未知数を含む１つの式 を提供する。従って、２次元測定のためには最小限３回の観察が、また３次元に 対しては４回の観察が要求される。不充分な観察がある場合は、アルゴリズムは ７３で行われる測定のこの特定セットに対する値を計算しない。 各エポックに存在する幾何学的形態に対する「精度の希釈（Ｄｉｌｕｔｉｏｎ ｏｆ Ｐｒｅｃｉｓｉｏｎ）」の計算は、ブロック８０で行われる。次いで、ハ ウスホールダ転回および再代入を用いて、観察マトリックスを三角数化して７４ における如き方程式を解く。これは、数学的にカールマン・フィルタ更新と等し いが、数値的に更に安定していることが示された。Ｇ．Ｊ．Ｂｉｅｒｍａｎ著「 離散逐次推定のための因数化法（Ｆａｃｔｏｒｉｚａｔｉｏｎ Ｍｅｔｈｏｄｓ ｆｏｒ Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｓｅｑｕｅｎｔｉａｌ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ） 」（第１２８巻、Ａｃａｄｅｍｉｃ Ｐｒｅｓｓ、１９７７年）。この解ベクト ルは、単位がヘルツである。速度と対応するこの解ベクトル成分は、真の速度測 定を得るためには受信したＰ−コード波長（２９．３０５２２５６ｍ）で乗じら れねばならない。全てのデータの取得にわたって、所与の特定の公差内で次の周 波数オフセット値を予測するためには、前の値８４との周波数オフセット項の連 続的な比較が存在する。計算されたオフセットがこの設定公差と異なるならば、 対応する速度データは不満足であるとして８２でフラッグされる。この手順は、 水晶発振器のドリフトが平滑な関数になり易いこと、および周波数における急激 な変化（即ち、５秒に０．１Ｈz）が生じにくいことの前提に基いている。従っ て、このような周波数のジャンプは測定の問題を表わす筈であり、このエポック からの計算値が削除される。 周波数のオフセット値が設定公差以内にあるならば、速度は速度平均の計算８ ４へ入力され、平均間隔は所定の値へセットすることができる、８４。しかし、 受信した衛星の実際のセットに基く対応するＧＤＯＰ推定が指定された限度内に 該当しなければ（即ち、＜３）、この１分の平均は更新されず、次のデータ・セ ットＧＤＯＰ推定が８３で処理される。 この処理中に得た情報が、コンピュータの大容量記憶装置へ到達され、同時に ユーザに対するモニター上に表示される。このモニター出力は、全ての潜在的に 見える衛星の方位、高度および衛星体の数を示す。実際に受信された衛星はハイ ライト表示され、ＧＰＳゾンデに対する衛星の相対的位置、その時観察された幾 何学的形状の測定精度の希釈、ドップラー・衝合に関するエラー・メッセージ（ 各衛星を個々に識別するには衛星のドップラー値が近すぎる、即ち、０．８Ｈz ）、 発振器オフセットの不正挙動、南と東と垂直方向の速度、設定時間間隔における 速度および方向および平均速度を含む、観察された信号対雑音比が表示される。 プログラム・メモリーに駐在する部分を含む、C言語およびフォートラン言語 で書かれたコンピュータ・プログラム・コードは、３７Ｃ．Ｆ．Ｒ．§１．９６ に関して米国特許商標庁で預託されており、参考のため本文に援用される。図３ において、コンピュータの機能ステップがブロックあるいは方形内に示され、論 理的ステップまたは判断は四辺形内に示される。一旦付勢されると、図３のフロ ーチャートに表わされる如きプログラムは、クロック２９の制御下で連続的かつ 自動的に実行する。 本発明の望ましい実施例について特にＮＡＶＳＴＡＲ大域標定システムと関連 して記載したが、以前のソ連邦の大域航法衛星（Ｎ．Ｅ．ＩｖａｎｏｖおよびＶ ．Ｓａｌｉｓｔｃｈｅｖ著「ＧＬＯＮＡＳＳおよびＧＰＳ：協力のための展望（ ＧＬＯＮＡＳＳ ａｎｄ ＧＰＳ：Ｐｒｏｓｐｅｃｔｓ ｆｏｒ ａ Ｐａｒｔ ｎｅｒｓｈｉｐ）」（出版照会、ＧＰＳ Ｗｏｒｌｄ）第２巻、第４部、１９９ １年））の如き他の地球を周回する信号伝送衛星に使用されるように容易に適合 することが可能である。 従って、方法および装置の望ましい形態について本文に記載したが、請求の範 囲およびその妥当な相等技術により規定される如き本発明の趣旨および範囲から 逸脱することなく、種々の変更および改変が可能であることが理解されよう。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ゴールド，ケネス・エル アメリカ合衆国コロラド州81025，ブーン, チェリー・レーン 58501 (72)発明者 シュレイナー，ウィリアム・エス アメリカ合衆国コロラド州80302，ボール ダー，ジュニパー 2666 (72)発明者 ズィール，フレッド・エイ アメリカ合衆国コロラド州80304，ボール ダー，アーボグレン・プレイス 2734

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．運動物体の各々における受信機が、水平線上方を通過する複数の衛星から送 出される広帯域スペクトル拡散信号を受止める処理局から、少なくとも１つの運 動物体の位置を追跡する方法において、 （ａ）前記広帯域信号のコード・シーケンスを知ることなく、前記各衛星から 受信した前記広帯域信号を少なくとも１００：１の比で狭帯域へ圧縮するステッ プと、 （ｂ）周波数オフセット値を有する基準発振器により周波数バイアスを除去す ることにより、負の周波数空間へ通過することのない狭ベースバンドを生じるス テップと、 （ｃ）正弦波の重複からなるように前記狭ベースバンドを形成するステップと 、 （ｄ）前記処理局に対して前記ベースバンドを送出して、該処理局で前記正弦 波重複のディジタル表示を生じるステップと、 （ｅ）前記ディジタル表示を処理して、振幅と周波数と位相の諸値からなるス ペクトル線を生じるステップと、 （ｆ）前記衛星の近似的な場所および速度に基く前記基準発振器の周波数オフ セット値と対応する周波数オフセット値を含む合成スペクトルを生成し、前記ス ペクトルを表わすディジタル合成スペクトル値へ変換するステップと、 （ｇ）前記スペクトル線を前記ディジタル合成スペクトル値と比較して、前記 各スペクトル線と対応する前記各衛星の同一性を決定するステップと、 （ｈ）基準発振器の周波数オフセット値を推定して、前記各運動物体の場所お よび速度を決定するステップと を含む方法。 ２．ステップ（ａ）が、同位相信号および遅延経路信号の帯域を１０．２３ＭＨ zの中心周波数を持つ７０Ｈzの幅へ圧縮する際に、前記信号を乗じることを更に 特徴とする請求項１記載の方法。 ３．ステップ（ｃ）が、前記基準発振器が１０．２２９８ＭＨzの水晶発振器で あることを特徴とする請求項１記載の方法。 ４．ステップ（ｆ）における前記周波数オフセット値が、前記基準発振器の推定 された実際の周波数オフセット値と対応する請求項１記載の方法。 ５．ステップ（ｅ）が、前記スペクトル線を再現するため前記ディジタル表示を 処理する高速フーリエ変換を更に特徴とする請求項１記載の方法。 ６．前記基準発振器の実際のダウン・コンバージョン発振器周波数オフセットを 決定することによるステップ（ｇ）を更に特徴とする請求項１記載の方法。 ７．航空機に搭載される気象計器における受信機が水平線上方の衛星から送出さ れる広帯域スペクトル拡散信号を受信する、前記計器から遠く離れた処理局から の前記計器の位置および速度を追跡する方法において、 （ａ）前記衛星から受信する前記広帯域スペクトル信号を、１０．２３ＭＨz を中心とする７０Ｈzの程度の狭帯域へ圧縮するステップと、 （ｂ）基準発振器により周波数バイアスを除去することにより、負の周波数空 間へ通過することのない狭帯域を生じるステップと、 （ｃ）正弦波の重複からなる２００±１５０Ｈzの前記狭ベースバンドを形成 するステップと、 （ｄ）前記ベースバンドを前記処理局に対して送出し、該処理局において前記 正弦波重複のディジタル表示を生じるステップと、 （ｅ）前記ディジタル表示を処理して、振幅と周波数と位相の諸値からなるス ペクトル線を生じるステップと、 （ｆ）前記の目に見える衛星の近似的な場所と速度に基く前記基準発振器の周 波数オフセット値と対応する周波数オフセット値を含む合成スペクトルを生成し 、前記スペクトルを表わすディジタル値へ変換するステップと、 （ｇ）前記スペクトル線を前記ディジタル値と比較して、前記計器の場所を決 定するステップと を含む方法。 ８．ステップ（ａ）が、同位相信号および遅延経路信号を含む前記帯域を特徴と し、かつ前記同位相信号および遅延経路信号の帯域を１０．２３ＭＨzの中心周 波数を持つ７０Ｈzの幅へ圧縮する際に、該信号を乗じるステップを特徴とする 請求項７記載の方法。 ９．ステップ（ｂ）が、標準的な気象の無線送信を介して他の気象データと共に 前記ベースバンドを送出するステップを含む請求項７記載の方法。 １０．前記基準発振器が１０．２２９８ＭＨzの水晶発振器である請求項７記載 の方法。 １１．ステップ（ｅ）が、前記ディジタル表示を処理して前記スペクトル線を再 現する高速フーリエ変換のステップを含む請求項７記載の方法。 １２．前記発振器が、近似的な予め定めた発振器周波数オフセット値を持ち、ス テップ（ｇ）が、前記基準発振器の実際のダウン・コンバージョン発振器周波数 オフセット値を決定するステップを含む請求項１０記載の方法。 １３．前記スペクトル拡散信号のコード・シーケンスが既知でない複数の衛星か ら送出される広帯域スペクトル拡散信号を受信することにより、処理局において 運動物体を追跡する装置における、前記運動物体における受信回路において、 （ａ）前記各衛星から受信する前記広帯域信号を狭帯域へ圧縮する、前記スペ クトル拡散拡散信号から同位相信号および遅延経路信号を生じる手段を含む信号 圧縮手段を備え、該信号圧縮手段が、前記同位相信号および遅延経路信号を乗じ ることにより、前記スペクトル拡散信号を１０．２３ＭＨzの中心周波数を持つ ７０Ｈzの幅へ圧縮する手段を含み、 （ｂ）前記狭帯域から正弦波重複からなる狭アナログベースバンドを形成する ベースバンド手段と、 （ｃ）前記信号圧縮手段に存在する周波数バイアスを除去する基準発振器手段 と、 （ｄ）周波数バイアスが除去された後に、前記受信回路から前記ベースバンド を送出する手段と を備える装置。 １４．前記乗算手段が能動型ミクサを含む請求項１３記載の装置。 １５．処理局が、前記ディジタル表示を処理して、振幅と周波数と位相の諸値か らなるスペクトル線を生じる手段を含む請求項１３記載の装置。 １６．前記処理手段が、前記ディジタル表示を処理して前記スペクトル線を再現 する高速フーリエ変換を含む請求項１５記載の装置。 １７．前記衛星の近似的な場所および速度に基く前記基準発振器の周波数オフセ ット値と対応する周波数オフセット値を有する合成スペクトルを生成する手段を 含む請求項１５記載の装置。 １８．前記スペクトル線を前記ディジタル合成スペクトル値と比較して、前記各 スペクトル線と対応する前記各衛星の同一性を決定する手段と、基準発振器の周 波数オフセット値を推定して前記各運動物体の場所および速度を決定する手段と を含む請求項１７記載の装置。 １９．航空機に搭載される気象計器が気象データを前記処理局に対して送出し、 該計器が、前記スペクトル拡散信号のコード・シーケンスが既知でない水平線上 方を通過する複数の衛星から送出される広帯域スペクトル拡散信号を受信する受 信回路を含む、地上の処理局から前記計器の位置を追跡する装置において、 前記受信回路が、前記各衛星から受信する信号の帯域を狭帯域へ圧縮する信号 圧縮手段と、前記狭帯域からの正弦波重複からなる狭アナログ・ベースバンドを 形成するベースバンド手段と、安定度が１０ｐｐｍ程度である基準発振器を含む 、前記圧縮手段に存在する周波数バイアスを除去する基準発振器手段と、周波数 バイアスが除去された後に前記受信回路から前記ベースバンドを送出する手段と を含み、 前記処理局が、前記気象データおよび前記ベースバンドを含む前記計器から送 出される信号を受信する手段と、前記ベースバンドにおける前記正弦波重複のデ ィジタル表示を生じる手段と、前記ディジタル表示を処理して、振幅と周波数と 位 相の諸値からなるスペクトル線を生じる手段と、前記計器の場所および速度を決 定する際に、前記基準発振器の周波数オフセット値を０．００１ｐｐｍ程度の精 度で推定する手段とを含む 装置。 ２０．前記基準発振器の周波数オフセット値と対応する周波数オフセット値を含 む合成スペクトルを生成する手段と、前記スペクトル線を前記ディジタル合成ス ペクトル値に比較して、前記各スペクトル線に対応する前記各衛星の同一性を決 定する手段とが備えられる請求項１９記載の装置。