【発明の詳細な説明】
電流複製回路および排気中の酸素モニタリング
本発明は、内燃機関の排気システム内に設けられ、内燃機関用の空燃比制御シ
ステムに結合された酸素イオン濃度比例センサと共に使用される回路に関する。
酸素イオン濃度比例センサは従来技術では周知である。このセンサはセンサの
本体を形成するよう共通壁で収束する第１素子と第２素子とを含む。本体は内部
に基準ガスチャンバーを構成し、この基準ガスチャンバーは周辺空気源に連通す
ると共に、内燃機関の排気システムにガスフロースリットを介して結合された排
気チャンバーに連通している。
本体および壁素子は、酸素イオン導電度を有する固体の電解質材料から形成さ
れ、この固体電解質材料は、例えば二酸化ジルコニウムから製造できる。ポンピ
ングセルを形成するよう、共通壁の両側に電極が形成されており、検出用セルを
形成するよう本体素子の両側に電極が形成されている。構造全体を約８００℃に
加熱し、酸素センサ全体を附勢するように、本体素子の表面に電気ヒータ素子が
結合されている。
このような状態において、検出セルの電極の両端に一定電圧が印加されている
場合、セルを通って流れるポンピング電流は隣接するガスの酸素濃度に比例する
こととなる。作動条件下では隣接するガスの酸素濃度は内燃機関により発生され
る排ガス中の酸素量の変化と共に変わり、ポンピングセル電流は検出セル電圧を
一定に維持するように、制御電子回路によって調節される。
このように、この結果生じるポンピングセル電流は、モニタ中の排気内の酸素
濃度を直接表示している。
第１図は、上記従来のＥＧＯセンサと共に使用するための回路を示す。高利得
差動アンプ１０は、負入力端１２と正入力端１４と出力端１６とを含む。負入力
端１２は排ガス酸素センサ（ＥＧＯセンサ）１００内の検出セル１００のターミ
ナルＣに接続されている。高利得差動アンプ１０の正入力端１４は較正電圧ＶＣ
ＡＬ＋０．４５ボルトのバイアス電圧に結合されているが、出力端１６は導線を
通してＥＧＯセル１００のポンピングセル１０１の入力端ａに結合されている。
１０オームの直列精密形抵抗器２０は一端がポンピングセル１０１のターミナ
ルｂに結合されており、他端がＥＧＯセンサ１００内の検出セル１１２のターミ
ナルｄに結合されている。抵抗器２０の両端には５０倍の利得を有する差動アン
プ３０の２つの入力端３２および３４が結合されており、この差動アンプ３０の
出力端３６はＥＧＯセンサによって検出された酸素量を表示する出力電圧ＥＧＯ
outを出力する。この出力電圧はアナログ／デジタルコンバータ４０を介して自
動車の電子エンジン制御システム４２へ送られる。
導線１８を介してＥＧＯセンサ１００のポンピングセル１０１のターミナルａ
へ再び結合された高利得差動アンプ１０からの出力端１６は、検出セル１１２か
らポンピングセル１０１への電気的フィードバックループを閉じている。このフ
ィードバックループは検出セル１１２への必要な酸素拡散を行うための、高利得
差動アンプ１０の出力端１６からのポンピング電流（ＩＰ）を調節することによ
り、検出セル電圧（本例では０．４５ボルトに等しい）を維持する。正常に作動
している時、高利得差動アンプ１６はこの高利得差動アンプ１０の２つの入力端
１２および１４にて同一電圧（好ましい実施例の場合ＶＣＡＬ＋０．４５ボルト
に等しい）を維持するよう、導線１８を通して必要なポンピング電流を流す。
例えば排気内の酸素量が多すぎる場合（これは内燃機関が過度に燃料希薄状態
で作動している場合に対応する）、検出セル１１２からの電圧は差動アンプ１０
への入力端１２で低下する。差動アンプ１０への第２入力端１４は一定電圧に保
持されているので、第１入力端１２における電圧レベルの低下の結果、出力端１
６での電圧はより高くなり、導線１８内のポンピング電流は正の方向に増加する
。このことにより、ポンピングセル１０１は検出セル１１２から酸素を除くよう
にポンピングし、これにより検出セル１１２の出力端ｃおよび差動アンプ１０の
入力端１２における電圧はＶＣＡＬ＋０．４５ボルトまで低下することとなる。
第１図に示された従来例を続けて参照する。ポンピング電流ＩＰはポンピング
セル１０１の端子ｂを出て検出セル１１２の端子ｂを終端している１０オームの
直列精密形抵抗器２０を通って流れる。差動アンプ３０は抵抗器２０の両端に生
じた電圧を５０倍のリニア倍率を乗算する。出力端３６におけるＥＧＯ出力電圧
はアナログ−デジタルコンバータ４０およびエンジン制御システム４２の入力端
でモニタされている。
エンジン排気内の酸素量が較正レベルよりも低下すると、ＥＧＯセンサ１００
の０．４５ボルトバイアス特性を維持するようにポンピングセル１０１から検出
セル１１２へ、より多くの酸素が送り込まれる。排気内の酸素が較正レベルより
も高くなると、ポンピングセル１０１は０．４５ボルトバイアスを維持するよう
に検出セル１１２から酸素を除く。正方向または負方向のいずれかのポンピング
レートはポンピング電流の大きさによって決まる。また、酸素ポンピングの方向
は導線１８を流れるポンピング電流の向きによって制御される。
第１図に示されているような従来技術を示す実施例では、差動アンプ３０の出
力端３６において、ＥＧＯ出力電圧が０ボルトから５ボルトまで変化するものと
し、更に検出セル１１２のターミナルｄにおける較正電圧が２．５ボルトに等し
いものとすると、０に等しいポンピング電流に対する差動アンプ３０の出力端３
６からのＥＧＯ出力は２．５ボルトに等しくなる。このような例では、抵抗器２
０は１０オームの抵抗器であるとし、差動アンプ３０の利得は約５０にセットさ
れていると考える。
内燃機関の最も少ない可能な排出量に対応する条件下で作動するには、検出セ
ル１１２のターミナルｂにおける入力端（以下ＶＳ−）の電圧に極めて近似すべ
きポンピングセル１０１のターミナルｂからの出力電圧（以下ＶＰ−と称す）で
ＥＧＯセンサを作動する必要がある。ＶＰ−とＶＳ−との間の電圧低下（理想状
況では０にすべき）を最小にするため、抵抗器２０の抵抗値は極めて小さい値ま
で減少しなければならない。従来技術は抵抗器２０の両端における最大電圧は５
０ミリボルト（０．００５アンペア×１０オーム）よりも低くすべきことを示し
ているが、アナログ−デジタルコンバータ（ＡＤＣ）が最適に作動するよう、十
分なフルスケールの信号の振れを生じさせるには、この結果生じる抵抗器２０の
両端の小信号電圧を５０倍増幅する必要がある。ＡＤＣは電圧を５〜１０ミリボ
ルト程度にしか分解できないので、システムが排気の酸素量の小変化を検出する
には、差動アンプ３０の出力端３６における信号をできるだけ大きくしなければ
ならない。検出抵抗器２０の両端に生じた電圧を５０倍に増幅することは、ノイ
ズおよびエラーを生じやすい。この理由は、差動アンプ３０の入力端３２および
３４におけるノイズと、これら入力ターミナルに存在し得るオフセット電圧とが
、信号と一緒に５０倍増幅されるからである。アンプ１０と３０とを集積化した
モノリシック集積回路およびＥＧＯヒータ制御回路では、これら回路の差動アン
プ３０の入力端３２および３４から生じたノイズを完全に分離することは不可能
である。従来技術で示された解決法は、差動アンプ３０によりどれだけ多くのノ
イズおよびエラーを許容するかということと、検出抵抗器２０の両端の電圧差を
認めることによりどれだけ多くのエラーを許容するかということとの間の妥協を
図ることである。
検出システムの性能低下につながる別の問題は、ポンピング電流がほぼ０であ
る領域を中心とする非線形の電流と電圧の特性（ＩＶ曲線）に関連している。こ
の作動領域はエンジンが最小排気放出レベル内で制御されている際に生じるので
、この作動領域はクリチカルである。従来技術で使用されているようなポンピン
グセルのための電圧駆動方式では、アンプ１０の出力端１６は制御される電圧源
となっている。ポンピングセルがこの非線形領域を通る時、ポンピング電流を若
干変えるには、電圧を急に変化させることが必要である。このため、出力端１６
における電圧を必要なように変えるには、アンプ１０は極めて迅速に作動しなけ
ればならない。実際にはこのような出力電圧の変化は、アンプによって駆動され
ている信号パス内の内部アンプのノードの一定スルーレートに起因して、かなり
の時間がかかる。このような遅延時間の間、ポンピング電流はエラー状態となり
、エンジンの性能は低下する。ポンピングセルを電流出力によりアンプで駆動し
、ポンピングセルおよび検出セルの全負荷効果から結合が外された電流の範囲内
でポンピング電流を複製できれば、エンジン作動曲線のクリチカルな低排気領域
でポンピング電流の複製をより正確にトラッキングすることが可能となる。
従って、本発明の主たる目的は、差動アンプ３０の増幅率だけノイズおよびオ
フセット成分を増幅しないようにすることにより、ＥＧＯ出力信号のうちのノイ
ズおよび不要なオフセット電圧を低減することにある。
内燃機関の排気システムに設けられた酸素イオン濃度比例センサ内の検出セル
の酸素濃度と、ポンピングセルの酸素濃度とを等しくするのに必要なポンピング
電流を表示する出力信号を発生するための方法および回路が提供される。この方
法は、不要なノイズを増幅せずオフセット成分を除くように、ポンピング電流を
表示するが、このポンピング電流からアイソレートされた複製（レプリカ）電流
を発生する工程を含む。この複製電流は必要な値の出力信号を発生するよう十分
な値の抵抗値の負荷を通過する。
この回路は、基準電圧を発生するための較正信号発生器を含む。入力端が検出
セルの出力端および較正電圧に結合されている作動アンプが、検出セルからの出
力電圧と基準電圧とを比較し、比較結果に応答してポンピング電流を表示する出
力電圧を発生する。差動アンプの第１出力はポンピングセルの入力へ送られ、ポ
ンピングセルを附勢するためのポンピング電流を発生する。ポンピングセルの出
力は直列検出抵抗器を用いることなく検出セルの入力端および較正手段へ送られ
る。複製電流発生器は差動アンプに結合されており、このアンプの第１出力端か
らアイソレートされた出力端において、ポンピング電流ＩＰからアイソレートさ
れた複製電流を発生するようになっている。複製電流発生器の出力端と較正発生
器との間に直列負荷抵抗が結合されており、負荷を流れる複製電流の流れに応答
してその両端に出力信号を発生し、直列負荷抵抗の両端の出力電圧がポンピング
電流を表示するようになっている。
以下、添付図面を参照して実施例により本発明について説明する。
第１図は、従来のＥＧＯセンサと組み合わせて使用される回路を示す略ブロッ
ク図である。
第２図は、ポンピングセルと検出セルとの間で直列検出抵抗器を使用しないよ
うにした、本発明の第１の好ましい実施例の略ブロック図を示す。
第３図は、第２図に示された第１の好ましい実施例に従った電流ミラーの簡略
化された略ブロック図を示す。
第４図は、第３図に示された回路に従った電流ミラーの簡略化された略図であ
る。
第５図は、本発明に係わるコミューテータ（転流）回路の簡略化された略ブロ
ック図を示す。
第６図は、第５図に示されたブロック図に示されたコミューテータ回路の簡略
化された略図を示す。
第２図に、本発明の第１の好ましい実施例が示されている。この図は次の例外
を除けば、第１図に示されたブロック図とほぼ同一である。まず第１の違いは、
第１図における直列検出抵抗器２０が導線２１と置換されており、直列検出抵抗
器を使用しないようになっていることである。このような置換により、ＶＰ−が
ほぼＶＳ−に等しくなり、直列抵抗器２０を流れるポンピング電流ＩＰにより誘
導される電圧低下が生じないという点で、エラーの主な発生源がなくなる。第２
の違いは、単一出力端１２を有する高利得差動アンプ１０が、アンプ１０の負入
力端１２に対応する負入力端１１２を有し、従来の差動アンプ１０の正入力端１
４に対応する正入力端１１４を有する高利得差動アンプ１１０と置換されている
ことである。この差動アンプ１１０は、従来の差動アンプ１０の第１出力端１６
に対応する第１出力端１１６も含むが、新しいアンプ１１０は第２出力端１１８
も含む。第１出力端１１６からの出力ポンピング用電流ＩＰは、従来技術で利用
される差動アンプ１０からのポンピング電流ＩＰに等価的であるが、第２出力端
１１８からの出力電流は、第１出力端１１６からの元のポンピング電流の複製（
レプリカ）であるＩＰＲＥＰと表示されている。この複製されたポンピング電流
ＩＰＲＥＰは、ポンピングセル１０１と、検出セル１１２と、高利得差動アンプ
１１０とから成るフィードバックループ内で生じるポンピング電流の忠実な複製
である。
第１図の従来技術に示された第２差動アンプ３０はもはや不要であるので、複
製電流ＩＰＲＥＰは、５００オームの抵抗値を有する直列精密形抵抗器１２０を
流れることができる。この直列抵抗器１２０の他端は、ほぼ２．５ボルトとなっ
ているＶＣＡＬに接続されている。新しい直列抵抗器１２０は従来の直列抵抗器
２０よりも５０倍大きい（５００オーム：１０オーム）ので、複製ポンピング電
流ＩＰＲＥＰは従来技術で利用されているような追加的増幅をする必要なく、抵
抗器１２０の両端にＥＧＯ出力電圧を直接発生する。従ってアンプ３０によって
発生されるノイズおよびオフセット成分は、第１図に示された従来例のように増
幅されることはない。
複製ポンピング電流ＩＰＲＥＰが０である時、差動アンプ１１０の出力端１１
８におけるＥＧＯ出力は、抵抗器１２０がＶＣＡＬに終端されているので、従来
技術のように２．５ボルト（ＶＣＡＬに等しい）となる。このようにデジタル−
アナログコンバータ回路およびＥＧＯヒーター制御回路はモノリシック集積回路
により容易に集積化できるが、この理由は、これら回路内で発生されたノイズは
従来技術の解決方法のように増幅されないからである。このように、必要なＥＧ
Ｏ機能のすべてを単一モノリシック集積回路に集積化できることは、比較的高価
な排出物制御回路のコストを最小にすることにおおいに役立つ。
本発明の好ましい実施例は、ポンピング電流ＩＰと複製ポンピング電流ＩＰＲ
ＥＰをどれだけ良好に一致させるかという精度を必要とする。ＩＰが０よりも大
となるリーンバーン（希薄燃焼）作動領域では、ある程度の電流利得精度が必要
である。ポンピング電流ＩＰがほぼ０となる時の理想的空燃比の近くでは、条件
が最も厳密となる。このような精密条件では、第１出力端１１６におけるポンピ
ング電流ＩＰが０に等しくなる際に、差動アンプ１１０の出力端１１８に生じる
複製電流ＩＰＲＥＰとして定義されるオフセット電流エラーを極めて小さくしな
ければならない。
第３図には、第２図の差動アンプ１１０の簡略化された略図が示されている。
このアンプは、負入力端１１４と正入力端１１２を有する従来のオペアンプ２１
０を含む。このオペアンプ２１０の出力はｎｐｎトランジスタ２２１とｐｎｐト
ランジスタ２２２から成る電流ステアリング回路２２０に結合されている。トラ
ンジスタ２２１および２２２は、極めて小さい値のポンピング電流ＩＰが必要と
なる際に、最小で、かつ必要な量の作動バイアス電流が電流複製回路２２０を流
れるようにダイオード２２６および２２７、電流発生器２３１および２３２によ
り、更にバイアス電圧ＶＢＩＡＳにより静止的にバイアスされている。負荷へ電
流をソーシングするのに、ポンピング電流ＩＰが必要である場合、オペアンプ２
１０の正入力１１２は負入力１１４よりも若干低く低下する。オペアンプ２１０
は出力２１８を負方向に変化させることにより応答する。この結果、出力端２１
８の電圧が低下し、これによりソーシング電流ミラー２４０に電流を供給してい
るトランジスタ２２１のコレクタを流れる電流が増加する。ソーシング電流ミラ
ー２４０とシンキング電流ミラー２５０とを含む電流ミラーは、従来の精密電流
ミラー技術を利用している。
トランジスタ２２１のコレクタ電流は２つのソーシング電流と、ポンピング電
流ＩＰと、複製ポンピング電流ＩＰＲＥＰとに変換される。ポンピングセル１０
１を通って働くポンピング電流ＩＰは、オペアンプ２１０の正入力端をＶＣＡＬ
＋０．０４５ボルトのバイアスオフセット電圧にする。電圧をシンクするのにポ
ンピング電圧が必要であれば、トランジスタ２２２のコレクタ電流が増加し、シ
ンキング電流ミラー２５０がポンピング電流ＩＰおよび複製ポンピング電流ＩＰ
ＲＥＰを発生する。
ある電流ミラー利用法とは異なり、本実施例では、出力電流ＩＰまたはＩＰＲ
ＥＰがどのように良好に入力電流に比例しているかは重要ではなく、むしろ複製
されたポンピング電流ＩＰＲＥＰがどのように良好に元のポンピング電流ＩＰを
トラッキングしているかが重要である。本実施例は、ソーシング電流ミラー２４
０の電流利得とシンキング電流ミラー２５０の電流利得とが大きく不一致状態と
なることを認めている。この理由は、ポンピング電流が実質的に０に等しくなっ
た時に流れる小休止電流を除き、所定時に電流ミラーの一方だけが電流を流すこ
とができるからである。しかしながらＩＰおよびＩＰＲＥＰの双方の休止電流が
良好に一致していることが重要である。
本発明の第１の好ましい実施例では、選択的電圧利得または選択的電圧利得と
称される特徴をオプションとして利用できる。理想的な空燃比近くの作動領域で
はポンピング電流ＩＰは極めて小さい。このような当該領域において、複製ポン
ピング電流ＩＰＲＥＰがポンピング電流ＩＰの増幅された変形電流となる場合、
エンジン排気制御を向上させるため、理想的空燃比を測定する際に、より良好な
精度が得られる。
第４図はＩＰとＩＰＲＥＰの間のいくつかの異なる電流利得を有するデジタル
式に制御された実施例の理想化された略図を示す。ＩＰとＩＰＲＥＰを等しくし
たい場合、電子エンジン制御システムへ送られる制御信号により、電流シンクＩ
ＣＯＮ２６０をオンにする。電流シンクＩＣＯＮ２６０がオンにされると、抵抗
器２６４の両端に十分な電圧が発生するので、抵抗器２６１およびダイオード２
６５の両側にて適当に予想されるバイアスに対してトランジスタ２６８がオフに
される。これら条件下では最も良好な場合に、数パーセント内に限りＩＰとＩＰ
ＲＥＰとが一致できるような十分なデバイス整合エラーが発生し得る。次に、こ
のような。不整合エラーの効果をキャンセルするためのコミュテーション（転流
）方法について説明する。
トランジスタ２６２、２６３および２６４の値は理想的には等しく、トランジ
スタ２６６、２６７および２６８も理想的に同一であるので、トランジスタ２６
６のコレクタ電流（ＩＰ）とトランジスタ２６７のコレクタ電流（ＩＰＲＥＰ）
は等しい。従って、ポンピング電流ＩＰは複製ポンピング電流ＩＰＲＥＰに等し
くなる。複製ポンピング電流ＩＰＲＥＰをポンピング電流ＩＰの２倍大きくした
い場合、デジタル制御により電流シンクＩＣＯＮ２６０をオフにする。このよう
にすると、ＩＰＲＥＰはトランジスタ２６６からのコレクタ電流の２倍に等しい
トランジスタ２６７および２６８からのコレクタ電流の双方の合計に等しくなる
。当業者であれば、電界効果トランジスタ、バイポーラトランジスタまたは双方
の組み合わせを使って、これらの所望する機能を実現できることは明らかであろ
う。
部品の温度ドリフトおよび不整合の作用を除くことにより、好ましい実施例の
モノリシック集積回路の実現例の作動精度をより高めることができる。この精度
は、固定されたデューティサイクル、例えば好ましい実施例では５０％のデュー
ティサイクルで２つの電流レベルＩＰおよびＩＰＲＥＰをコミュテート（転流）
することにより、大幅に高めることができる。ＩＰおよびＩＰＲＥＰのこのよう
なスイッチングまたは置換は、単一出力における２つの電流を平均化する作用を
有する。このような出力における電流の平均値は、ｔ１をＩＰ１のオン時間とし
、ｔ２とＩＰ２のオン時間とした次の式に従う。
ＩＰ＝（ＩＰ１＊ｔ１＋ＩＰ２＊ｔ２）／（ｔ１＋ｔ２）
ＩＰＲＥＰ＝（ＩＰ２＊ｔ１＋ＩＰ１＊ｔ２）／（ｔ１＋ｔ２）
低速クロック信号で達成できる５０％のデューティサイクルで、ｔ１がｔ２に等
しくなれば、２つの電流はＩＰ＝ＩＰＲＥＰ＝（ＩＰ１＋ＩＰ２）／２まで減少
する。このようなコミュテーションは電流、ドリフトおよびオフセットバイアス
を解消するので、精度を大幅に改善する。残っているエラーは、クロックの切り
換え過渡現象およびスイッチ自体の電流不整合エラーに関連するものであるので
、
ＭＯＳまたはバイポーラ形ダーリントンスイッチを使用すれば、過渡現象および
電流不整合エラーは無視できるものとなる。
第５図は、上記説明に従ったコミュテータ回路の簡略化された略図を示す。第
３図におけるトランジスタ２２１の出力は、並列接続されたトランジスタ３１０
および３２０、およびダイオード３０２を通って２対のコミュテーティングスイ
ッチ３１１／３１２および３２１／３２２に送られ、これらコミュテーティング
スイッチは反転アンプ３０１によって制御されている。これらスイッチは約５０
０Ｈｚのクロックレートでコミュテートされるので、トランジスタ３１０からの
出力（ＩＰ２として示されている）は、まずスイッチ３１１を通ってＩＰ出力へ
スイッチングされ、次にスイッチ３１２を通ってＩＰＲＥＰ出力へスイッチング
される。同様にトランジスタ３２０からの出力電流（ＩＰ１として示されている
）は、スイッチ３２１および３２２によりＩＰとＩＰＲＥＰとにコミュテートさ
れる。
第６図には、第５図に示された略図のバイポーラトランジスタの実施例が示さ
れている。ベース電流としてコミュテータからクロックへエスケープした電流を
減少するため、２つのダーリントン対３６０および３７０としてｐｎｐバイポー
ラトランジスタが配置されている。これらエスケープ電流が十分には一致してい
ない場合、コミュテータは自己のエラーを提供する。不一致があっても絶対電流
が小さくなるように、ダーリントン対３６０および３７０を使用することにより
これらエスケープ電流は十分小さくされる。図６において、５０％のデューティ
サイクルとされるクロック電流は、反転アンプ３０１を駆動しデューティサイク
ルの一部でダーリントン対３６０がＩＰ１からＩＰ２となるように電流を流し、
一方、デューティサイクルの他の部分でダーリントン対３７０により、電流ＩＰ
１が出力ＩＰＲＥＰまで流すようにする。第６図は、ソーシング電流コミュテー
タを示しているが、ｎ形トランジスタ（例えばｎチャンネルＭＯＳＦＥＴまたは
ｎｐｎトランジスタ）を使用することによりシンキング電流形コミュテータを製
造できることは明らかである。
本明細書で使用した「コミュテーション」なる用語は、２つの信号の相対比を
決定するデューティサイクルに従って、一方の信号（電圧または電流のいずれか
）
を他方の信号に置換することを意味するものである。Detailed Description of the Invention
Current replication circuit and oxygen monitoring in exhaust
The present invention provides an air-fuel ratio control system for an internal combustion engine provided in an exhaust system of the internal combustion engine.
A circuit for use with an oxygen ion concentration proportional sensor coupled to a stem.
Oxygen ion concentration proportional sensors are well known in the prior art. This sensor is
It includes a first element and a second element that converge at a common wall to form a body. The body is internal
A reference gas chamber, which communicates with the ambient air source.
And the exhaust system connected to the exhaust system of the internal combustion engine through the gas flow slit.
It communicates with the air chamber.
The body and wall elements are formed from a solid electrolyte material having oxygen ionic conductivity.
The solid electrolyte material can be manufactured, for example, from zirconium dioxide. Pompi
Electrodes are formed on both sides of the common wall to form a sensing cell.
Electrodes are formed on both sides of the body element to form. Whole structure up to about 800 ℃
An electric heater element is placed on the surface of the body element to heat it and energize the entire oxygen sensor.
Are combined.
In such a state, a constant voltage is applied across the electrodes of the detection cell.
Case, the pumping current flowing through the cell is proportional to the oxygen concentration of the adjacent gas
It will be. Under operating conditions, the oxygen concentration of the adjacent gas is generated by the internal combustion engine.
Changes with the amount of oxygen in the exhaust gas, the pumping cell current changes to the detection cell voltage.
It is adjusted by the control electronics to keep it constant.
Thus, the resulting pumping cell current is dependent on the oxygen in the exhaust being monitored.
The concentration is displayed directly.
FIG. 1 shows a circuit for use with the conventional EGO sensor described above. High gain
The differential amplifier 10 includes a negative input end 12, a positive input end 14, and an output end 16. Negative input
The end 12 is a terminal of the detection cell 100 in the exhaust gas oxygen sensor (EGO sensor) 100.
It is connected to null C. The positive input terminal 14 of the high gain differential amplifier 10 has a calibration voltage VC.
Output 16 is coupled to a bias voltage of AL + 0.45 volts
Through the input end a of the pumping cell 101 of the EGO cell 100.
A 10 ohm series precision resistor 20 has a pumping cell 101 terminator at one end.
And the other end of the detection cell 112 in the EGO sensor 100.
Bound to null d. A differential amplifier having a gain of 50 times is provided at both ends of the resistor 20.
The two input terminals 32 and 34 of the differential amplifier 30 are coupled to each other.
The output terminal 36 is an output voltage EGO indicating the amount of oxygen detected by the EGO sensor.
Output out. This output voltage is output via the analog / digital converter 40.
It is sent to the electronic engine control system 42 of the vehicle.
The terminal a of the pumping cell 101 of the EGO sensor 100 is connected via the lead wire 18.
The output 16 from the high gain differential amplifier 10 recoupled to
The electrical feedback loop from the pumping cell 101 to the pumping cell 101 is closed. This
The feedback loop provides a high gain to provide the necessary oxygen diffusion to the detector cell 112.
By adjusting the pumping current (IP) from the output 16 of the differential amplifier 10.
Maintain the detection cell voltage (equal to 0.45 volts in this example). Working normally
During operation, the high gain differential amplifier 16 has two input terminals of the high gain differential amplifier 10.
Same voltage at 12 and 14 (VCAL + 0.45 volts in the preferred embodiment)
The required pumping current through conductor 18 so as to maintain
For example, if the amount of oxygen in the exhaust is too high (this is because the internal combustion engine is overly lean
(Corresponding to the case where the differential amplifier 10 is operated at
At the input end 12 to. The second input terminal 14 to the differential amplifier 10 is kept at a constant voltage.
As a result of the drop in voltage level at the first input end 12, the output end 1
The voltage at 6 is higher and the pumping current in conductor 18 increases in the positive direction
. This causes the pumping cell 101 to remove oxygen from the detection cell 112.
To the output terminal c of the detection cell 112 and the differential amplifier 10.
The voltage at input 12 will drop to VCAL + 0.45 volts.
The conventional example shown in FIG. 1 will be continuously referred to. Pumping current IP is pumping
10 ohms exiting terminal b of cell 101 and terminating terminal b of detection cell 112
Flow through series precision resistor 20. The differential amplifier 30 is provided at both ends of the resistor 20.
The applied voltage is multiplied by a linear multiplication factor of 50. EGO output voltage at output 36
Is an input terminal of the analog-digital converter 40 and the engine control system 42.
Is being monitored by.
When the amount of oxygen in the engine exhaust falls below the calibration level, the EGO sensor 100
From the pumping cell 101 to maintain the 0.45 volt bias characteristic of
More oxygen is pumped into the cell 112. Oxygen in exhaust is above calibration level
Also becomes higher, the pumping cell 101 seems to maintain a 0.45 volt bias.
Then, oxygen is removed from the detection cell 112. Pumping in either the positive or negative direction
The rate depends on the magnitude of the pumping current. Also, the direction of oxygen pumping
Is controlled by the direction of the pumping current flowing through conductor 18.
In the prior art embodiment as shown in FIG. 1, the output of the differential amplifier 30 is
At the output end 36, the EGO output voltage changes from 0 to 5 volts.
And the calibration voltage at the terminal d of the detection cell 112 is equal to 2.5 volts.
If not, the output 3 of the differential amplifier 30 for a pumping current equal to 0
The EGO output from 6 equals 2.5 volts. In such an example, resistor 2
0 is a 10 ohm resistor and the gain of the differential amplifier 30 is set to about 50.
I think that is.
To operate under conditions that correspond to the lowest possible emissions of the internal combustion engine, the
It should be very close to the voltage at the input terminal (VS-) of terminal b of terminal 112.
The output voltage from the terminal b of the pumping cell 101 (hereinafter referred to as VP-)
The EGO sensor needs to be activated. Voltage drop between VP- and VS- (ideal
The resistance value of the resistor 20 is extremely small.
Must be reduced by. In the prior art, the maximum voltage across resistor 20 is 5
Indicates that it should be lower than 0 millivolts (0.005 amps x 10 ohms)
However, the analog-to-digital converter (ADC) should be operated optimally.
The resulting full-scale signal excursion requires that the resulting resistor 20
It is necessary to amplify the small signal voltage at both ends by 50 times. ADC has a voltage of 5-10 millivolts
The system detects small changes in the oxygen content of the exhaust as it can only be decomposed to the extent of
In order to maximize the signal at the output end 36 of the differential amplifier 30,
I won't. Amplifying the voltage developed across the sense resistor 20 by a factor of 50 is
Prone to errors and errors. The reason is that the input terminal 32 of the differential amplifier 30 and
The noise at 34 and the offset voltage that may be present at these input terminals
, Because it is amplified 50 times together with the signal. Integrated amplifiers 10 and 30
In monolithic integrated circuits and EGO heater control circuits, the differential amplifiers of these circuits
It is impossible to completely separate the noise generated from the inputs 32 and 34 of the loop 30
Is. The solution presented in the prior art is based on the difference amplifier 30
Noise and error, and the voltage difference across the sensing resistor 20
A compromise between how many errors to allow by admitting
It is to plan.
Another problem that leads to degraded detection system performance is that the pumping current is near zero.
It is related to a non-linear current and voltage characteristic (IV curve) centered on a region. This
Operating range of the engine occurs when the engine is controlled within the minimum exhaust emission level.
, This operating area is critical. Pompin as used in the prior art
In the voltage driving method for the cell, the output terminal 16 of the amplifier 10 is a controlled voltage source.
It has become. When the pumping cell passes through this nonlinear region, the pumping current is
To change it, it is necessary to change the voltage suddenly. Therefore, the output terminal 16
The amplifier 10 must operate very quickly to change the voltage at
I have to. In reality, such output voltage changes are driven by the amplifier.
Due to the constant slew rate of the internal amplifier node in the signal path
Takes time. During this delay time, the pumping current goes into error state.
, Engine performance is reduced. The pumping cell is driven by an amplifier with a current output.
, Within current range decoupled from full load effect of pumping and sensing cells
If the pumping current can be duplicated with, the critical low exhaust region of the engine operating curve
Makes it possible to more accurately track the replication of the pumping current.
Therefore, the main object of the present invention is to reduce noise and noise by the amplification factor of the differential amplifier 30.
By not amplifying the fset component, the noise of the EGO output signal is
And to reduce unnecessary offset voltage.
Detection cell in an oxygen ion concentration proportional sensor provided in an exhaust system of an internal combustion engine
Pumping required to equalize the oxygen concentration in the pumping cell with the oxygen concentration in the pumping cell
Methods and circuits are provided for generating an output signal indicative of current. This one
Method, the pumping current is adjusted so as to remove the offset component without amplifying unnecessary noise.
Show, but the replica current isolated from this pumping current
Including the step of generating. This duplicate current is sufficient to produce the desired value of output signal.
Through a load with a resistance of any value.
This circuit includes a calibration signal generator for generating a reference voltage. Input end detected
A working amplifier coupled to the output of the cell and to the calibration voltage exits the sensing cell.
Output voltage that compares the input voltage with the reference voltage and displays the pumping current in response to the comparison result.
Generate a force voltage. The first output of the differential amplifier is sent to the input of the pumping cell,
A pumping current is generated to energize the pumping cell. Pumping cell out
The force is sent to the input of the sensing cell and the calibration means without the use of a series sensing resistor.
It The replica current generator is coupled to the differential amplifier and is either the first output of this amplifier or
Isolated from the pumping current IP at the isolated output
To generate a duplicated current. Duplicate current generator output and calibration generation
A series load resistor is coupled to the device and responds to the flow of duplicate current through the load.
And generate an output signal across it, pumping the output voltage across the series load resistor.
It is designed to display current.
Hereinafter, the present invention will be described by way of examples with reference to the accompanying drawings.
FIG. 1 is a schematic block diagram showing a circuit used in combination with a conventional EGO sensor.
It is a diagram.
Figure 2 does not use a series sense resistor between the pumping cell and the sensing cell
Figure 3 shows a schematic block diagram of a first preferred embodiment of the present invention thus constructed.
FIG. 3 shows a simplified current mirror according to the first preferred embodiment shown in FIG.
FIG. 3 shows a simplified block diagram.
FIG. 4 is a simplified schematic diagram of a current mirror according to the circuit shown in FIG.
It
FIG. 5 is a simplified schematic block diagram of the commutator circuit according to the present invention.
Fig.
FIG. 6 is a simplified diagram of the commutator circuit shown in the block diagram of FIG.
Shows a simplified diagram.
A first preferred embodiment of the invention is shown in FIG. This figure has the following exception
The block diagram is almost the same as the block diagram shown in FIG. First of all,
The series detection resistor 20 in FIG.
That is, it is designed not to use a vessel. By such substitution, VP-
It becomes almost equal to VS− and is induced by the pumping current IP flowing through the series resistor 20.
The main source of error is eliminated in that there is no induced brownout. Second
The difference is that the high gain differential amplifier 10 having the single output terminal 12 is
The positive input terminal 1 of the conventional differential amplifier 10 has the negative input terminal 112 corresponding to the input terminal 12.
Replaced with a high gain differential amplifier 110 having a positive input 114 corresponding to 4
That is. The differential amplifier 110 is the first output terminal 16 of the conventional differential amplifier 10.
Corresponding to the first output 116, but the new amplifier 110 has a second output 118.
Also includes. The output pumping current IP from the first output terminal 116 is used in the related art.
Is equivalent to the pumping current IP from the differential amplifier 10
The output current from 118 is a replica of the original pumping current from the first output 116 (
IPREP that is a replica) is displayed. This replicated pumping current
IPREP is a pumping cell 101, a detection cell 112, a high gain differential amplifier.
A faithful replica of the pumping current generated in the feedback loop consisting of 110 and
Is.
Since the second differential amplifier 30 shown in the prior art of FIG.
The current made IPREP is a series precision resistor 120 with a resistance of 500 ohms.
Can flow The other end of this series resistor 120 is approximately 2.5 volts.
Connected to VCAL. The new series resistor 120 is a conventional series resistor.
50 times larger than 20 (500 ohms: 10 ohms), so duplicate pumping power
Current IPREP does not require the additional amplification as used in the prior art,
The EGO output voltage is generated directly across the resistor 120. Therefore, by the amplifier 30
The generated noise and offset components are increased as in the conventional example shown in FIG.
It will not be widened.
When the duplicate pumping current IPREP is 0, the output terminal 11 of the differential amplifier 110 is
The EGO output at 8 is conventional because resistor 120 is terminated to VCAL.
It goes to 2.5 volts (equal to VCAL) as in the technology. Like this digital
Analog converter circuit and EGO heater control circuit are monolithic integrated circuits
Can be more easily integrated, because the noise generated in these circuits is
It is not amplified as in the prior art solutions. Thus, the required EG
The ability to integrate all of the O functions in a single monolithic integrated circuit is relatively expensive
Helps to minimize the cost of various emission control circuits.
The preferred embodiment of the present invention includes a pumping current IP and a replica pumping current IPR.
We need the accuracy of how well the EPs match. IP is greater than 0
A certain level of current gain accuracy is required in the lean burn (lean burn) operating region
Is. In the vicinity of the ideal air-fuel ratio when the pumping current IP becomes almost 0, the condition
Is the strictest. Under such a precise condition, the pump at the first output end 116 is
Occurs at the output 118 of the differential amplifier 110 when the ringing current IP becomes equal to 0.
The offset current error, defined as the copy current IPREP, must be extremely small.
I have to.
FIG. 3 shows a simplified schematic diagram of the differential amplifier 110 of FIG.
This amplifier is a conventional operational amplifier 21 having a negative input 114 and a positive input 112.
Including 0. The output of this operational amplifier 210 is the npn transistor 221 and the pnp transistor.
It is coupled to a current steering circuit 220 consisting of a transistor 222. Tiger
The transistors 221 and 222 require a very small value of the pumping current IP.
Then, the minimum and required amount of actuation bias current flows through the current replication circuit 220.
Diodes 226 and 227 and current generators 231 and 232
In addition, it is statically biased by the bias voltage VBIAS. Power to load
If a pumping current IP is needed to source the current, the operational amplifier 2
The positive input 112 of 10 drops slightly lower than the negative input 114. Operational amplifier 210
Responds by changing the output 218 in the negative direction. As a result, the output terminal 21
The voltage at 8 drops, which supplies current to the sourcing current mirror 240.
The current flowing through the collector of the transistor 221 is increased. Sourcing current mirror
-240 and sinking current mirror 250 include conventional precision current mirrors.
Utilizes mirror technology.
The collector current of the transistor 221 consists of two sourcing currents and a pumping current.
It is converted into a current IP and a duplicate pumping current IPREP. Pumping cell 10
The pumping current IP that flows through 1 is applied to the positive input terminal of the operational amplifier 210 by VCAL.
Apply a bias offset voltage of +0.045 volts. To sink the voltage
If a pumping voltage is needed, the collector current of transistor 222 will increase and
The mirroring current mirror 250 has a pumping current IP and a replica pumping current IP.
Generate REP.
Unlike some current mirror applications, in this embodiment the output current IP or IPR
It does not matter how well the EP is proportional to the input current, but rather the replication
How well the pumping current IPREP has taken the original pumping current IP
What you are tracking is important. In this embodiment, the sourcing current mirror 24 is used.
The current gain of 0 and the current gain of the sinking current mirror 250 are largely inconsistent with each other.
I admit that it will be. The reason for this is that the pumping current is substantially equal to zero.
Except for a small quiescent current that flows when the
This is because you can However, the rest current of both IP and IPREP
Good agreement is important.
In a first preferred embodiment of the present invention, a selective voltage gain or
The feature called is available as an option. In the operating range near the ideal air-fuel ratio
The pumping current IP is extremely small. In such an area, the replication
When the ping current IPREP becomes an amplified deformation current of the pumping current IP,
To improve engine exhaust control, it is better to measure the ideal air-fuel ratio.
Accuracy can be obtained.
FIG. 4 shows a digital with several different current gains between IP and IPREP.
Figure 3 shows an idealized schematic diagram of the equation controlled embodiment. Equalize IP and IPREP
If desired, the current sink I can be controlled by a control signal sent to the electronic engine control system.
Turn on the CON 260. When the current sink ICON260 is turned on, the resistance
Since sufficient voltage is developed across resistor 264, resistor 261 and diode 2
Transistor 268 turns off for properly expected bias on both sides of 65
To be done. Under the best conditions of these conditions, IP and IP within a few percent
Sufficient device matching errors can occur that can match REP. Then this
like. Commutation (commutation) to cancel the effects of mismatch errors
) Explain the method.
The values of transistors 262, 263 and 264 are ideally equal and
The transistors 266, 267 and 268 are also ideally identical, so that the transistor 26
6 collector current (IP) and transistor 267 collector current (IPREP)
Are equal. Therefore, the pumping current IP is equal to the duplicate pumping current IPREP.
It becomes. The replication pumping current IPREP is made twice as large as the pumping current IP.
If not, the current sink ICON 260 is turned off by digital control. like this
Makes IPREP equal to twice the collector current from transistor 266
Equals the sum of both collector currents from transistors 267 and 268
. Those skilled in the art will appreciate that field effect transistors, bipolar transistors, or both.
It is clear that any combination of can be used to achieve these desired functions.
U
By eliminating the effects of component temperature drift and mismatch, the preferred embodiment
The operating accuracy of the implementation of the monolithic integrated circuit can be further increased. This precision
Is a fixed duty cycle, for example 50% duty cycle in the preferred embodiment.
Commute two current levels IP and IPREP in a tee cycle
By doing so, it can be significantly increased. This way of IP and IPREP
Switching or permutation has the effect of averaging two currents at a single output.
Have. The average value of the current at such an output is t1 when the on-time of IP1 is
, T2 and the on-time of IP2 according to the following formula.
IP = (IP1 * t1 + IP2 * t2) / (t1 + t2)
IPREP = (IP2 * t1 + IP1 * t2) / (t1 + t2)
At 50% duty cycle achievable with slow clock signals, t1 equals t2
If it gets worse, the two currents will decrease to IP = IPREP = (IP1 + IP2) / 2
To do. Such commutations can be caused by current, drift and offset bias.
Therefore, the accuracy is greatly improved. The remaining errors are clock cut
Switching transients and current mismatch errors in the switch itself.
,
Using a MOS or bipolar Darlington switch, transients and
The current mismatch error is negligible.
FIG. 5 shows a simplified schematic of the commutator circuit according to the above description. First
The output of the transistor 221 in FIG. 3 is the transistor 310 connected in parallel.
And 320, and two pairs of commutating switches through diode 302.
Switches 311/312 and 321/322 for commutation
The switch is controlled by the inverting amplifier 301. These switches are about 50
Since it is commutated at a clock rate of 0 Hz,
The output (shown as IP2) first goes through switch 311 to the IP output.
Switched and then through switch 312 to the IPREP output
To be done. Similarly, the output current from transistor 320 (shown as IP1)
) Is commutated to IP and IPREP by switches 321 and 322.
Be done.
FIG. 6 shows an embodiment of the bipolar transistor of the schematic shown in FIG.
Have been. The current escaped from the commutator to the clock is used as the base current.
Pnp bipo as two Darlington vs 360 and 370 to reduce
A rat transistor is arranged. These escape currents are well matched
If not, the commutator provides its own error. Absolute current even if there is a mismatch
By using Darlington pair 360 and 370 so that
These escape currents are made sufficiently small. In Figure 6, the duty of 50%
The cycled clock current drives the inverting amplifier 301 to drive the duty cycle.
In a part of the le, Darlington pair 360 sends an electric current from IP1 to IP2,
On the other hand, due to the Darlington pair 370 in the other part of the duty cycle, the current IP
1 to the output IPREP. Figure 6 shows the sourcing current commutator.
However, an n-type transistor (for example, an n-channel MOSFET or
A sinking current type commutator is manufactured by using an npn transistor).
It is clear that it can be built.
The term "commutation" as used herein refers to the relative ratio of two signals.
Depending on the duty cycle it determines, one signal (either voltage or current)
)
Is replaced with the other signal.
【手続補正書】特許法第１８４条の８
【提出日】１９９５年２月２日
【補正内容】
欧州特許出願第１２１９０５号からは、固体電解質の表面に形成され、周辺空
間からアイソレートされた気密チャンバを有する固体電解質を備えた酸素センサ
を提供することも知られている。チャンバ内の酸素をイオン化し、これを固体電
解質に通過させるよう、チャンバから酸素をポンプアウトするように固体電解質
にポンピング電流が供給される。検出すべき排気からの酸素はイオン化を行う電
解質を囲む空間へ供給され、固体電解質を通過する。ポンピング電流をもとに酸
素濃度を検出する。しかしながらポンピング電流が抵抗器を通過するようにし、
抵抗器の両端の電圧を検出し、検出された抵抗器の電圧を増幅することによりポ
ンピング電圧を検出する。従って、本発明の主たる目的はノイズおよびオフセッ
ト成分を差動アンプ３０の増幅率だけ増幅することなくＥＧＯ出力信号のうちの
ノイズおよび不要なオフセット電圧を減少することにある。
請求の範囲
１．較正手段により基準電圧を発生する工程と、
入力端が検出セル（１１２）および前記較正手段の出力端に結合されており、
結合セル（１１２）からの出力電圧と前記基準電圧とを比較するための差動アン
プ（１１０）によりエラー電圧を検出する工程と、差動アンプ（１１０）の出力
端においてポンピング電流を発生する工程を備えた、
内燃機関の排気システムに設けられた酸素イオン濃度比例センサ（１００）の
うちの検出セル（１１２）とポンピングセル（１０１）との間で酸素拡散を等し
くするのに必要な、ポンピングセル電流を表示する出力信号を発生するための方
法であって、
ポンピング電流検出用直列抵抗を使用することなく、検出セル（１１２）、ポ
ンピングセル（１０１）および差動アンプ（１１０）に結合された電気接続手段
（２１）を通してポンピング電流を循環し、
前記差動アンプに結合された電流複製手段（２２０）によりポンピングセル電
流を表示するが、ポンピングセル電流とアイソレートされている複製電流を発生
し、
出力信号が直列抵抗を通る複製電流の流れに応答し、ポンピング電流を表示す
るように電流複製手段の出力端に結合された直列抵抗の両端に出力信号を発生す
ることを特徴とする、出力信号を発生するための方法。
２．複製電流を発生する工程は、電流ミラー（２２０）のアイソレートされた
出力端にてポンピング電流と前記複製電流とを同時に発生する工程を含む、請求
項１記載の方法。
３．ポンピング電流および複製電流を発生する工程は、ポンピング電流の振幅
が所定の最小レベルよりも低下した際に、ポンピング電流を表示するが、ポンピ
ング電流に関して増幅された複製電流を発生し、よって、ポンピング電流が低排
出量動作を表示する前記所定の最小レベルよりも低下した際に、出力信号のため
に利得を大きくした制御を行う工程も含む、請求項２記載の方法。
４．複製電流は振幅および極性がポンピング電流に等しく、前記複製電流に対
してポンピング電流を周期的に置換することにより、前記複製電流を発生する際
のエラーを減少するように、複製電流と前記負荷抵抗を通過するためのポンピン
グ電流とをコミュテートすることを含む、請求項１記載の方法。
５．前記複製電流とポンピング電流とをコミュテートする工程は、コミュテー
トサイクルを５０％のデューティサイクルに調節する工程を含む、請求項４記載
の方法。
６．内燃機関の排気システムに設けられた酸素イオン濃度比例センサ（１００
）のうちの検出セル（１１２）とポンピングセル（１０１）との間で酸素拡散を
等しくするのに必要な、ポンピングセル電流を表示する出力信号を発生するため
の回路であって、
基準電圧を発生するための較正手段と、
検出セル（１１２）からの出力電圧と前記基準電圧とを比較することによりエ
ラー電圧を検出し、このエラー電圧に応答して出力端にてポンピング電流を発生
するための、入力端が検出セル（１１２）の出力端および前記較正手段に結合さ
れた差動アンプ手段（１１０）と、
ポンピング電流を検出するために直列検出抵抗を使用することなく、ポンピン
グ電流を循環するための、検出セル（１１２）、ポンピングセル（１０１）およ
び前記差動アンプ手段（１１０）に結合された電気接続手段（２１）と、
前記差動アンプ手段（１１０）に結合されており、前記第１出力端からアイソ
レートされた出力端においてポンピング電流を表示するが、ポンピング電流から
アイソレートされた複製電流を発生するための電流複製手段（２２０）と、
直列抵抗の両端の出力電圧がポンピング電流を表示するように、内部を通過す
る前記複製電流の流れに応答して両端に前記出力信号を発生するための前記電流
複製手段の前記出力端に結合された直列抵抗を備えた、ポンピング電流を表示す
る出力信号を発生するための回路。
７．前記電流複製手段（２２０）は、ポンピング電流に応答して前記複製電流
を発生するための電流ミラー手段を含む、請求項６記載の回路。
８．前記複製電流は、振幅および極性がポンピング電流に等しい、請求項６記
載の回路。
９．前記電流複製手段（２２０）は、ポンピング電流が極めて小さい条件下で
前記複製電流の振幅を大きくして、ポンピング電流の測定時の精度を更に高める
よう、前記電流複製手段の利得を調節するための手段を含む、請求項６記載の回
路。
10． 前記電流複製手段（２２０）は、前記複製電流の発生時のエラーの作用
を解消するように、前記複製電流とポンピング電流とを周期的に相互に交換する
ためのコミュテーション手段を含む、請求項６記載の回路。[Procedure Amendment] Patent Act Article 184-8
[Submission date] February 2, 1995
[Correction content]
From European patent application No. 121905, a solid electrolyte is formed on the surface and
Oxygen sensor with solid electrolyte with airtight chamber isolated from space
Is also known to provide. Ionize the oxygen in the chamber and
Solid electrolyte to pump oxygen out of the chamber to pass through to the electrolyte
Is supplied with pumping current. The oxygen from the exhaust to be detected is the ionizing ion.
It is supplied to the space surrounding the electrolyte and passes through the solid electrolyte. Acid based on pumping current
Detect elementary concentration. However, let the pumping current pass through the resistor,
By detecting the voltage across the resistor and amplifying the detected voltage across the resistor,
Detect the pumping voltage. Therefore, the main object of the present invention is to reduce noise and offset.
Of the EGO output signal without amplifying the input component by the amplification factor of the differential amplifier 30.
The purpose is to reduce noise and unnecessary offset voltage.
The scope of the claims
1. Generating a reference voltage by the calibration means,
An input is coupled to the detection cell (112) and an output of the calibration means,
A differential amplifier for comparing the output voltage from the coupling cell (112) with the reference voltage.
Of detecting the error voltage by the amplifier (110) and the output of the differential amplifier (110)
With a step of generating a pumping current at the end,
Of the oxygen ion concentration proportional sensor (100) provided in the exhaust system of the internal combustion engine
Equalize oxygen diffusion between our detection cell (112) and pumping cell (101)
To generate an output signal that is indicative of the pumping cell current needed to drive
The law,
Without using a series resistor for pumping current detection, the detection cell (112)
Electrical connection means coupled to the pumping cell (101) and the differential amplifier (110)
Circulating pumping current through (21),
The current duplication means (220) coupled to the differential amplifier is used for pumping cell power.
Display current, but generate duplicate current that is isolated from pumping cell current
Then
The output signal responds to the flow of duplicate current through the series resistor and displays the pumping current.
Generate an output signal across a series resistor coupled to the output of the current replication means
A method for generating an output signal, comprising:
2. The process of generating the duplicate current is isolated from the current mirror (220).
A step of simultaneously generating a pumping current and the duplicated current at an output.
The method according to item 1.
3. The step of generating the pumping current and the replicating current depends on the amplitude of the pumping current.
Pumping current is displayed when the voltage drops below a predetermined minimum level,
Generates an amplified replica current with respect to the ringing current, which results in low pumping current.
Output signal when the output falls below the specified minimum level for displaying the output operation
3. The method according to claim 2, further comprising the step of performing control with increased gain.
4. The replica current has the same amplitude and polarity as the pumping current, and
To generate the duplicate current by periodically replacing the pumping current by
Pomping to pass the duplication current and the load resistance to reduce the error of
2. The method of claim 1, comprising commutating with a fault current.
5. The step of commutating the duplication current and the pumping current comprises commutating.
5. Adjusting the duty cycle to 50% duty cycle.
the method of.
6. An oxygen ion concentration proportional sensor provided in an exhaust system of an internal combustion engine (100
Oxygen) between the detection cell (112) and the pumping cell (101).
To generate an output signal that is representative of the pumping cell current needed to equalize
Circuit of
Calibration means for generating a reference voltage,
By comparing the output voltage from the detection cell (112) with the reference voltage,
Error voltage is detected and a pumping current is generated at the output end in response to this error voltage
The input end is coupled to the output end of the detection cell (112) and the calibration means.
Differential amplifier means (110)
Without using a series sense resistor to detect the pumping current,
A detection cell (112), a pumping cell (101) and a
And electrical connection means (21) coupled to the differential amplifier means (110),
Is coupled to the differential amplifier means (110) and is isolated from the first output end.
Display the pumping current at the rated output, but from the pumping current
Current duplication means (220) for generating an isolated duplication current;
The output voltage across the series resistor passes internally so that it represents the pumping current.
The current for generating the output signal across the responsive to the flow of the duplicate current
Displaying a pumping current with a series resistance coupled to the output of the replication means
A circuit for generating the output signal.
7. The current duplication unit (220) is responsive to the pumping current to generate the duplication current.
7. The circuit of claim 6 including current mirror means for generating.
8. 7. The replica current as claimed in claim 6, wherein the amplitude and polarity are equal to the pumping current.
The circuit shown.
9. The current duplication means (220) is provided under conditions where the pumping current is extremely small.
The amplitude of the duplicate current is increased to further improve the accuracy when measuring the pumping current.
7. The circuit of claim 6 including means for adjusting the gain of said current duplication means.
Road.
Ten. The current duplication means (220) acts as an error when the duplication current occurs.
The duplication current and the pumping current are periodically exchanged with each other so as to eliminate
7. The circuit of claim 6 including commutation means for: