JPH08507430A - 調整可能な帯域幅フィルターを有する受信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 無線受信機はより低い周波数に変化する第一の受動フィルター（５０、５１、５２）を含む周波数逓降変換段（２８）を有する。電圧／電流変換器（５４）として機能する増幅器（５６、５８）は対称に配置されたスイッチデバイス（７２、７３）の動作に応答する第二の受動フィルター（７０、７１、７４）によりシャントされうる抵抗（６０）からなる。第二の受動フィルターが抵抗をシャントするときに全体の通過帯域はより高い周波数に上げられる。付加的に増幅器は第二の受動フィルターが相互導通体をシャントするときにより低い雑音指数を有する。

Description

【発明の詳細な説明】 調整可能な帯域幅フィルターを有する受信機 本発明の分野 本発明は無線周波数受信機に関し、より詳細には非限定的にデジタル信号を受 信する無線周波数受信機で用いられる調整可能な帯域幅のフィルターに関する。 本発明の背景 例えばデジタル化された会話のようなデジタル信号を受信する通信用の受信機 は良く知られており、受信された信号が中間周波数（ｉ．ｆ．）を発生する第一 の周波数逓降変換段に先立つ調整可能なゲイン無線周波数（ｒ．ｆ．）増幅器に 印加されるアーキテクチャーをしばしば有する。中間周波数はいわゆるＳＡＷフ ィルターでフィルターされ、濾波された信号は、ｉ．ｆ．信号が直交混合器に名 目上印加される他の周波数逓降変換段に印加され、その出力は低域通過フィルタ ーされ、それからデジタル信号処理器（ＤＳＰ）に印加される。図１に典型的な 低域通過フィルターの入出力特性を示し、ここで縦軸は振幅をｄｂで表し、横軸 は周波数ｆを表す。所望の信号帯域はｆ_wで表され不要なより高い周波数の帯域 はｆ_uwで表される。受信機ノイズレベルは水平の破線ＲＮＬにより表される。当 業者に知られているようにデジタル信号の正確な値を決定し得るように入力信号 の振幅は最小識別可能信号（ＭＤＳ）と呼ばれるレベルより数ｄｂｓ大きいこと が必要なだけである。従って非常に多くの電流を消費する結果となる場合には、 更により大きな信号を扱うようフィルターを設計するのにほとんど問題がない。 低域通過フィルターに印加された入力信号がこのＭＤＳレベルを顕著に越えね ばならない場合にはフィルターはオーバードライブされる。この問題を除去する ことは実際に必要なよりも更により大き な入力信号のダイナミックレンジに合うよう設計されねばならないフィルターに より電流消費の望ましくない増加を導く。一般にこの問題は自動利得制御信号を 利得調整可能無線周波数増幅器にＤＳＰ印加することにより生ずる。 電流節約のために低域通過フィルターは一般に所望の信号の限定されたダイナ ミックレンジを扱い、低出力を消費するように設計される。しかしながらＤＳＰ により印加されるＡＧＣがないので、強い不要信号がフィルターにより阻止され る必要があるときに問題が生じる。フィルターはそのような不要な信号に線形な 方法で対処できなければならない。フィルターが大きな不要信号を扱うことがで きるよう設計されている場合には、これは例えばちょうどそのレベルのすぐ上の 信号に対するより２３ｄｂだけＭＤＳレベルより大きな不要信号を扱うよう要求 されうるパワーより１４１倍大きな電力消費に顕著な増加を導きうる。 そのような低域通過フィルターは普通でない電圧駆動相互導通体フィルターで はない。しかしながらそのようなフィルターが電流駆動相互導通体フィルターか らなる場合には例えばガウシアンの場合には６ｄｂフィルターに対してより大き い１４．５ｄｂがフィルターが非線形になることなしに所望の帯域内よりもむし ろ阻止帯域で生じうる。この改善がなされたとしても例えばフィルターが非線形 になることなしに阻止帯域で２３ｄｂまでのより大きな信号に対抗し、例えば汎 ヨーロッパ又はＧＭＳセルラー電話システム及びデジタルヨーロッパコードレス 電話（ＤＥＣＴ）システム内で生じるより広帯域の信号に対する狭帯域の信号を 選択的に通過することを可能にするための調節可能な帯域幅を有するフィルター を作るという要望がなおある。 本発明の要約 本発明によれば第一のカットオフ周波数を有する第一の受動フィルター手段を 含む周波数逓降変換段と、周波数逓降変換段からの第 一と第二の出力と、それぞれ第一と第二の出力に結合し、それぞれの電流出力を 有する第一と第二の能動デバイスを有する増幅器と、第一と第二の能動デバイス の対応する電極の間を結ぶ抵抗手段と、該第一と第二の能動デバイスからの電流 出力を受ける入力を有するフィルター手段とからなり、該フィルター手段は該入 力に接続された相互導通手段と該第一の抵抗手段に並列に接続可能な第二の受動 フィルター手段とを含み、それにより、該第二の受動フィルター手段が第一の抵 抗手段に並列に接続されないときに狭帯域信号がフィルター手段に印加され、該 第二の受動フィルター手段が第一の抵抗手段に並列に接続されるときに広帯域信 号がフィルター手段に印加される無線周波数受信機が提供される。 周波数逓降変換段及び電流駆動相互導通体フィルター手段内に第一の受動フィ ルター手段を設けることにより、フィルターが非線形になることなしに扱われう る阻止帯域内の信号のレベルは電流消費を増加させずに１４．５乃至２３ｄｂ増 加される。 第二の受動フィルター手段は第二と第三の抵抗値の実質的に等しい抵抗手段か らなり、第二と第三の抵抗手段はそれぞれ第一と第二の端を有し、第一の端は第 一の抵抗手段と、容量手段と、第二と第三の抵抗手段の第二の端と容量手段との 間に結合夫々された第一と第二の切替手段とのそれぞれのはしに結合され、それ により該第一と第二の切替手段が導通している時には第二の受動フィルター手段 は第一の抵抗手段をシャントし、該第一と第二の切替手段が非導通の時には第二 の受動フィルター手段は第一の抵抗手段とは電気的に非接続とされる。第一と第 二の切替手段は電界効果トランジスタからなり、それらを第二と第三の抵抗手段 と容量手段との間に配置することによりスイッチ手段を比較的小さなｄ．ｃ．電 圧で作動させ、スイッチ手段と基板と第二のスイッチ手段と基板との間の電位の 差による非線形性を最小化しうる。また１つよりもむしろ２つのスイッチ手段を 用いることは回路の対称性を維持し、そうすることで 他の非線形性を導入する危険を回避する。より広帯域信号を選択したときに第二 の受動フィルター手段を第一の抵抗手段に並列に接続する配置の利点は狭帯域信 号が妥協により損なわれないことである。何故ならば第二と第三のスイッチ手段 はオープン（非導通状態）であり、非線形性は現れないからである。 図の説明 図１は、低域通過フィルターの特性を示すグラフである。 図２は、無線周波数受信機のブロックダイアグラムを示す図である。 図３は、混合器と低域通過フィルター配置を示す図である。 図４は、図３で示され、その中でスイッチデバイス７２、７３が電界効果トラ ンジスタからなる電圧／電流変換器５４を示す図である。 図５は、図３で示された電圧／電流変換器５４の変形例を示す図である。 図６は、５次の電流駆動相互導通フィルターの等価回路を示す図である。 図７は、種々の個別及び複合フィルター特性を示すグラフである。 図８は、電源抵抗対周波数（ｆ）の対数関数（ＬｏｇＲ_s）として電圧／電流 変換器の雑音指数を示すグラフである。 図では同じ符号は対応する特性を示すために用いられている。 本発明の実施の形態 図２を参照するに受信機は利得調整可能ｒ．ｆ．増幅器１４、１５と、カスケ ード接続される混合器１６と、混合器１６に接続される第一の局部発振器１８と からなるｒ，ｆ，入力段１２に接続されるアンテナ１０からなる。混合の出力は 中間周波数（ｉ．ｆ．）の所望の帯域を選択する帯域通過フィルター２０に供さ れる。第二の周波数逓降段２２はフィルター２０の出力に結合される。段２２は ｉ．ｆ．増幅器２４とＤＳＰ２６の入力に接続される２つの名目上 の直交関係にある信号路Ｉ及びＱからなる。Ｉ及びＱの信号路は増幅器２４の出 力と結合する入力と、それぞれ混合器２８、２９とＤＳＰ２６との間に結合する 低域通過フィルター３０、３１とを有するそれぞれ混合器２８、２９からなる。 名目上の直交関係にある信号路Ｉ及びＱは混合器２８、２９に対して名目的に直 交する局部発信器信号を供給することにより示された受信機内で得られる。これ は局部発信器３２の出力を直接混合器２８及び混合器２９に接続される出力を有 する名目上のπ／２位相シフター３４に接続することによりなされる。ＤＳＰ２ ６は信号を回復するために用いられるのみならず、１又は両方の増幅器１４、１ ５のゲインを制御するためにも用いられ、それにより所望の信号ｆ_w（図１）の 振幅はＭＤＳレベルよりも若干大きいだけである。この種の受信機の動作は一般 的に知られており、本明細書の前文でも略述した。 図３に混合器２８と切り替え可能な帯域幅を有する低域通過フィルター３０の 実施例を示す。混合器２８はそのベース電極が増幅器２４（図２）からの入力信 号を受け、そのエミッタ電極が電流源３８と共同で接続されるＮＰＮトランジス タ３６、３７により形成される第一のロングテイル対回路からなる。トランジス タ３６、３７のコレクタ電極はＮＰＮトランジスタ４０、４１及び４２、４３の 対により形成されるそれぞれ第二と第三のロングテイル対回路に接続される。ト ランジスタ４０、４１及び４２、４３の対のエミッタ電極はそれぞれトランジス タ３６、３７のコレクタ電極に接続される。トランジスタ４０、４３のベース電 極はトランジスタ４１、４２のベース電極と相互接続される。局部発信器（ＬＯ ）源はそれぞれの相互接続に結合される。トランジスタ４０、４２とトランジス タ４１、４３のコレクタ電極は接続点４４、４６でそれぞれ相互接続される。接 続点４４、４６はそれぞれ接続点４４、４６と供給ラインＶ＋とシャントコンデ ンサ５２との間で接続された実質的に等しい値の抵抗デバイス５０、５１により 形成される第一の受動フィ ルター手段４８を介して供給線路Ｖ＋に結合される。 接続点４４、４６に現れる部分的に濾波された出力電圧はＮＰＮトランジスタ ５６、５８からなる電圧／電流変換器５４からなる混合器の後段の増幅器に供給 され、該トランジスタのベース電極はそれぞれ接続点４４、４６に接続され、そ れらのエミッタ電極はエミッタ負帰還抵抗デバイス６０により相互接続され、そ れぞれ電流源６２、６４に接続され、それらのコレクタ電極は図６を参照して説 明される電流駆動相互導通体フィルター６６のそれぞれの入力６５、６７に接続 される。 第二のスイッチ可能な受動フィルター手段６８は抵抗デバイスに並列に接続可 能である。フィルター手段は２つの実質的に等しい値の抵抗デバイス７０、７１ からなり、これらはそれぞれトランジスタ５６、５８のエミッタ電極に接続され る１端と、コンデンサ素子７４と、抵抗デバイス７０、７１のそれぞれの第二の 端とコンデンサ素子７４のそれぞれのプレートとの間に接続されたスイッチデバ イス７２、７３とを有する。 図４にスイッチデバイス７２、７３が電界効果トランジスタからなり、それの ゲート電極は帯域幅制御入力７５に接続される実施例を示す。スイッチデバイス ７２、７３は第二の受動フィルター手段６８が不動作状態であるときに非導通で あり、回路全体は狭帯域フィルターとして振る舞い、第二の受動フィルター手段 ６８がより広帯域フィルターを供するために抵抗デバイス６０をシャントすると きに入力７５の信号に応答して導通となる。そのような配置の利点は狭帯域シス テムは比較的厳密な線形性要求を有する傾向にあり電界効果トランジスタが狭帯 域動作に対して非導通であることにより第一の受動フィルター手段の性能を低下 させるこれらのトランジスタのオン抵抗の危険性を回避することである。 図５は電圧／電流変換器５４の変形例であり、その中で電流源６２、６４は抵 抗６０の中央タップに接続される１つの電流源６３に 組込まれる。単一の電流源を用いる利点は、発生したどのようなノイズでもそれ がコモンモード信号である故に阻止されることである。しかしながらそのような 配置は抵抗６０のそれぞれの部品に亘るｄｃドロップのために低電圧回路には適 切ではない。 電流駆動相互導通体低域通過フィルター６６（図６）は入力６５、６７間に接 続された抵抗として構成される相互導通体７６と、２つの直列に接続されたイン ダクタンス７８、７９と３つのシャントコンデンサ素子８０、８１、８２と出力 ８５、８６に接続される抵抗として構成される相互導通体８４とからなるＬＣフ ィルターのシミュレーションとからなる。 図７に第二のスイッチ可能な受動フィルター手段がいかにしてより広いフィル ター応答に用いられ得るのかを示す。スイッチ７２、７３がオープンではフィル ター応答８８は実線で示され、第一の受動フィルター手段で形成される。応答は 所望の周波数ｆ_a以上であるが代替的な所望の広帯域信号の周波数ｆ_b以下でカッ トオフを有する狭帯域応答である。第二の切り替え可能な受動フィルター手段は 通常の電圧／電流変換器５４の周波数に依存しない応答を変更し、それによりそ れは破線で示される応答９０を有する。スイッチデバイス７２、７３をクローズ すると広帯域フィルター応答９２全体は一点鎖線で示されるようになる。抵抗及 びコンデンサー素子７０、７１、７４を第一の受動フィルターの部品を構成する ために用いられるものと同じ材料にすることにより２つのフィルター応答は相互 に追跡する。これは以下の部品に示された値を付与することにより数学的に示し うる： 抵抗５０、５１＝Ｒ_s／２ コンデンサ５２＝Ｃ_s 抵抗６０ ＝Ｒ_d 抵抗７０、７１＝Ｒ_n／２ コンデンサ７４＝Ｃ_n 周波数ｆ_aは積Ｃ_sｘ２（Ｒ_s／２）＝Ｃ_sＲ_sにより決定される。 抵抗、コンデンサ、周波数比の存在はトラッキングが生ずることを確実にする 。 上記のように２つのスイッチデバイス７２、７３は対称性を維持するために設 けられ、それ故に非線形性の導入を回避する。これらのデバイス７２、７３をコ ンデンサ素子７４の両側にあるよう配置することにより基板に関する電圧変動の 影響は非常に小さいか又は実質的にゼロである。しかしながらスイッチデバイス ７２、７３が抵抗素子７０、７１の両側に配置される場合には基板に関する電圧 変動の影響は望ましくない非常に大きなものとなる。周波数が増加するとコンデ ンサ素子７４を横切る電圧は低下し、それによりスイッチデバイス７２、７３相 互により近接させ、オン抵抗における基板の影響の差の減少させる。 図８を参照するに実線で示された曲線９４は増幅器の典型的なノイズ特性であ る。この特性は最良の雑音指数を与える電源抵抗Ｒ_s28の値を示す最小値を有す る。図３に示される回路では電圧／電流変換器５４は最適値より小さな混合器２ ８の出力抵抗（Ｒ_s28）を見る。これは通常の場合であり、抵抗デバイス６０が 電圧／電流変換器５４の線形性が適切になるよう比較的大きくなるようにする。 Ｒ_sの最適値は典型的には数百キロオームである。第二の受動フィルター手段６ ８が回路内で切り替えられ、ｆ_sよりも大きな周波数でノイズ特性は縦座標に対 してシフトされて破線で示される曲線９ ６になり、電流源抵抗Ｒ_s28に対して雑音指数は減少する時に特性の一端での動 作は利点を有する。電圧／電流変換器のノイズ性能は抵抗デバイス６０、７０、 ７１とコンデンサ７４とからなるネットワークの全体の正味の有効な抵抗に依存 する。スイッチデバイス７２、７３をクローズすることによりスイッチデバイス ７２、７３の有効なオン抵抗は抵抗デバイス６０、７０、７１とコンデンサ７４ の全体に対しては無視しうるものである。特性のシフトは例えば８０ｋＨｚの周 波数ｆ_aより大きい例えば５７６ｋＨｚの周波数ｆ_bでＲ_n（抵抗デバイス７０、 ７１）の値は上記の式（１）を参照して の比に対する値Ｒｄ（抵抗デバイス６０）より小さい。斯くして曲線は電源抵抗 を減少する方向に動かされ、結果としてＲ_s28と同じ値に対して雑音指数はより 低い。従って混合器の出力での信号の振幅はより高い周波数で減少し、雑音指数 は改善されると電圧／電流変換器５４に対する入力での信号対雑音比はなお実質 的に不変であり、言い換えれば混合器の出力の振幅及び雑音指数は相互に有効に 追跡しあう。第二の受動フィルターの特定の例としてはｆ_a＝８０ｋＨｚ、ｆ_b＝ ５７６ｋＨｚ，Ｒｄ＝２０ｋΩ，Ｒ_n＝３．２３ｋΩ，Ｒ_s＝６．６ｋΩ，Ｃ_s＝ ２１７ｐＦ、Ｃ_n＝６１．７ｐＦである。電流駆動相互導通体フィルター６６の カットオフ周波数は知られている方法でｆ_aからｆ_bへまた変えられ得る。 この明細書から他の変更は当業者にとって明白なものである。そのような変更 は無線周波数の受信機及びフィルターの設計、製造、使用で既に知られており、 ここに既に記載される特徴の代わりに用いられ得、又はこれに追加しうる他の特 徴を含みうる。請求項は特 徴の特定の組み合わせに対するこの応用で形成されているが本発明の開示の視野 はそれが現に請求されたどの請求項内の同じ発明に関係するか否か、及びそれが 本発明でなされたのと同じ技術的な問題の一部又は全部を軽減するか否か、また 内包的か明示されているか又はそれのどのような一般化がここで開示されている どのような新たな特徴及びどのような新たな特徴の組み合わせをもまた含むもの である。これにより出願人は新たな請求項が本発明又はそれから由来する更なる 出願の手続きの遂行中のそのような特徴及び／又はそのような特徴の組み合わせ に対して構成されうることに対して注意を与える。 産業上の利用 デジタルセルラー及び／又はデジタルコードレス電話に対して適切な無線受信 機。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １． 第一のカットオフ周波数を有する第一の受動フィルター手段を含む周波数 逓降変換段と、周波数逓降変換段からの第一と第二の出力と、それぞれ第一と第 二の出力に結合され、それぞれの電流出力を有する第一と第二の能動デバイスを 有する増幅器と、第一と第二の能動デバイスの対応する電極の間を結ぶ第一の抵 抗手段と、該第一と第二の能動デバイスからの電流出力を受ける入力を有するフ ィルター手段とからなり、該フィルター手段は該入力に接続された相互導通手段 と該第一の抵抗手段に並列に接続可能な第二の受動フィルター手段とを含み、そ れにより、該第二の受動フィルター手段が第一の抵抗手段に並列に接続されない ときに狭帯域信号がフィルター手段に印加され、該第二の受動フィルター手段が 第一の抵抗手段に並列に接続されるときに広帯域信号がフィルター手段に印加さ れる無線周波数受信機。 ２． 第二の受動フィルター手段は実質的に等しい抵抗値の第二と第三の抵抗手 段からなり、各第二と第三の抵抗手段は第一と第二の端を有し、第一の端は、第 一の抵抗手段と、容量手段と、それぞれ第二と第三の抵抗手段の第二の端と容量 手段との間に結合された第一と第二の切替手段とのそれぞれのはしに結合され、 それにより該第一と第二の切替手段が導通の時には第二の受動フィルター手段は 第一の抵抗手段をシャントし、該第一と第二の切替手段が非導通の時には第二の 受動フィルター手段は第一の抵抗手段とは電気的に非接続とされることを特徴と する請求項１記載の受信機。 ３． 第一と第二の切替手段は電界効果トランジスタからなることを特徴とする 請求項２記載の受信機。 ４． 第二と第三の抵抗手段の全抵抗値は該第一の抵抗手段の抵抗値よりも小さ いことを特徴とする請求項２又は３記載の受信機。 ５． 第一と第二の受動フィルター手段は同じ材料から製造されていることを特 徴とする請求項１乃至４のうちのいずれか１項記載の 受信機。 ６． 電流源は第一の抵抗手段の端と第二と第三の抵抗手段の第一の端とにより 形成される接続の各々に接続されることを特徴とする請求項１乃至５のうちのい ずれか１項記載の受信機。 ７． 第一の抵抗手段はタップを有し、電流源はタップに接続されることを特徴 とする請求項１乃至５のうちのいずれか１項記載の受信機。