JPH08509341A - 任意のインピーダンス変換比を有する共振バラン回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 第１誘導性手段の両端へ接続され且つ後で第１容量性手段へ接続された第１信号源を具えているバラン回路である。その回路網へは第２信号源と、第２誘導性手段、及び前記信号源へ整合されるべき負荷が接続される。共振条件を作り出すための構成要素値の正しい選択により、不平衡シングルエンド型負荷へ２個の平衡信号源をインターフェースするバラン回路は、標準Ｌ及びＣ構成要素のみが必要であるので、低挿入損失と、任意のインピーダンス変換比と、回路内電力監視及び回路特徴化のための５０オームの形での可試験性と、Ｅ級動作、及び容易な実行が可能となる。この回路は信号源を平衡負荷へ接続することのために可逆である。

Description

【発明の詳細な説明】 任意のインピーダンス変換比を有する共振バラン回路 本発明は、変換手段へ結合されている出力インピーダンスを有する少なくとも １個の信号源と、前記変換手段へ結合されている負荷インピーダンスと、前記出 力インピーダンスとほぼ等しい前記変換手段の入力インピーダンス、及び前記負 荷インピーダンスとほぼ等しい前記変換手段の出力インピーダンスを具えている バラン回路に関するものである。 そんなバラン回路はアメリカ無線中継連盟（American Radio Relay League） により発行された無線愛好家ハンドブック（the radio amateurs handbook）198 0のベージ３−12及び２−13から既知である。負荷へラインをインターフェース する間にこの機能を実行する既知のバラン回路は、典型的にラインから負荷へ一 定のインピーダンス変換を与える（１：１及び４：１が普通である）フェライト コア上に変圧器結合された巻線を具えている。しかしながら、なるべく低い挿入 損失により、任意のインピーダンス変換を達成することが望ましい応用がある。 出願人の知っているかぎりでは、これらの能力を有するバラン回路は現在は入手 できない。 本発明の目的はラインと負荷との間で任意のインピーダンス変換比のできるバ ラン回路である。 それ故に前記のバラン回路は、変換手段が少なくとも１個のインダクタと少な くとも１個のコンデンサとを有するＬＣ回路を具え、前記のＬＣ回路は信号源と 負荷インピーダンスとへ結合されていることを特徴としている。 このバラン回路の動作は入力信号に対して逆位相を有する信号を発生するＬＣ 回路の可能性に基づいている。この特性を用いて、不平衡信号から平衡信号を発 生すること、あるいはそれの逆が可能である。ＬＣ回路の素子の正しい値を選択 することにより、任意のインピーダンス変換比を得ることができる。 好適な実施例においては、構成要素の値が動作周波数において共振の条件を満 たすように選ばれる。 この回路は源泉がシングルエンド型であり得て且つ出力が差動出力であり得る ことで可逆的である。 本発明の回路は標準バラン回路として多くの方法で用いられ得て、位相外れ信 号分離あるいは結合を与えるための増幅器又はミクサのようなプッシュプル回路 において特に有益である。 本発明を特徴付ける新規性の種々の特徴は、本開示に添付され且つ本開示の一 部を形成する請求の範囲内に詳細に指摘されている。本発明と、本発明の動作す る利点、及び本発明の使用により達成される特定の目的をより良く理解するため に、本発明の好適な実施例を図解され且つ説明されている添付の図面と説明事項 とを参照されるべきである。 図１は本発明に従ったバラン回路を組み込んだ結合された増幅器−ミクサ回路 の部分の回路図である。 図２は共振結合原理を示す本発明に従ったバラン回路の一つの形の概略図であ る。 図２Ａは一定の条件のもとでの図２の等価回路である。 図３は電力分割器回路を示す概略図である。 図４は図２及び３の共振コンバイナと電力分割器とを組み込んだ本発明による 回路である。 図４Ａは図４回路の書換え版である。 図５は図１に組み込まれるバラン回路の交流等価回路である。 図６は図５回路の変形である。 図６Ａは低インピーダンス源とともに用いるための本発明の回路のモデルであ り、且つ図６Ｂは図６Ａモデルの書換え版である。 図７及び８は不平衡信号源が平衡負荷へ結合される本発明のバラン回路実施例 の交流等価回路である。 図９及び１０は本発明によるバラン回路の幾つかの利益を論証するグラフであ る。 図１は８００〜１２００ＭＨｚ領域での通信システムのための前端部として、 例えば、既知のシステムのため、無線周波数データリンクのため、ポータブルラ ジオのため、及び広帯域受信機のための細胞状前端部に対して用いられ得る回路 の部分を示す。中心片は、集積回路１０、例えば、フィリップスのＳＡ６０１の 形での普通の低雑音増幅器（low-noise-amplifier;LNA）／ミクサ結合である。 この目的に対しては、本発明の利益を認識するために、ミクサ部分を説明するこ とだけが必要であり、そのミクサ部分はＭＩＸＥＲ ＩＮのラベルを付けられた 入力端子１２からの無線周波数信号とＥＸＴ ＬＯのラベルを付けられた入力端 子１３からの局部発振器ＬＯ信号とが入力される普通の乗算器１１を含んでいる 。それぞれＭＩＸＥＲ ＯＵＴ Ａ及びＭＩＸＥＲ ＯＵＴ Ｂのラベルを付け られた２個のシングルエンド型出力１８，１９を供給する差動対出力１５，１６ が発生される。与えられた例に対して、無線周波数信号入力は９００ＭＨｚであ って、且つ局部発振器信号が８１７ＭＨｚであると仮定すると、その時二つの出 力周波数は８３ＭＨｚとなるであろう。しかしながら、一方の出力１８は５０オ ームの出力インピーダンスを有するのに対して、他方の出力は１Ｋオームの出力 インピーダンスを有する。 本発明のバラン回路は差動対出力１５，１６を異なるインピーダンスでシング ルエンド型出力の各々へ結合する。その回路は、Ｌ１及びＬ２のラベルを付けら れた２個のインダクタ２１，２２と、Ｃ１のラベルを付けられたコンデンサ２４ と、ミクサ出力の各々への、Ｃ６及びＣ７とラベルを付けられた直列コンデンサ ２６，２７、及び破線で示され且つＲ１及びＲ２のラベルを付けられた２個の抵 抗２８，２９を具えている。実際の使用においては、１個の抵抗だけが存在する 必要がある。かくして、ＭＩＸＥＲ ＯＵＴ Ａが用いられる場合は、抵抗２８ が省略され得る。逆に、ＭＩＸＥＲ ＯＵＴ Ｂが用いられる場合は、抵抗２９ が省略され得る。双方の出力が用いられる場合には、双方の抵抗が省略されねば ならない。これは本発明の柔軟性と整合力とにおける本発明の重要な利益を示し ている。 図１のバラン回路の動作は、本発明の多くの異なる実施例のうちの交流等価回 路を説明することにより最もよく理解されるであろう。 図２はインダクタＬ１及びＬ２とコンデンサＣ１とのＰｉ回路網の反対端に２ 個の位相外れ電流源Ｉ１，Ｉ２を具えている、本発明の基本的共振システムを示 している。破線でこのＰｉ回路網の両側の理想化されない電流源とインダクタと からの寄生抵抗を表現する抵抗Ｒ３及びＲ４が示されている。共振条件 ω＝１／〔（Ｌ１）２（Ｃ１）〕^1/2， （１） 及び高Ｑ条件 （Ｒ３）＞＞ω（Ｌ１）， （２） のもとでは、この回路は図２Ａに示されたように、丁度図１における差動対に対 応するが同相の２個の電流源Ｉ１，Ｉ２と、同じ２個の抵抗Ｒ３及びＲ４とへ分 解され得ることが示され得る。 図３はインダクタ５８とコンデンザ２６とを介して抵抗５６と抵抗５７とへ電 力を供給するシングルエンド型電流源３１を示している。低い値の抵抗負荷５７ がインダクタとコンデンサとを介して高い値の抵抗源５６へ実質的に整合される 場合には、抵抗５７と５６とを横切って等しい電力消失をかくして生じる。 図４は、条件 Ｒ（５６）＞＞（Ｒ３）／２ （３） のもとで、共通回路内に図２の２個の電流源の共振コンバイナと図３の電力分割 器とを結合する回路である。同じ参照符号とラベルとがこの図と他の図との中の 類似の部分に対して用いられている。インダクタ３５′と５８とは並列であるか ら、それらは図５に示されたように単一のインダクタＬ２に結合され得る。 図５は本発明の基本的回路態様を示している。その回路は図１の差動対１５， １６に対応する回路への無線周波数入力を表現している反対位相の２個の電流源 ３０，３１と、図１におけるＬ１に対応し且つ同じラベルを付けられているイン ダクタ３２と、Ｃ１に対応し且つ同じくラベルを付けられているコンデンサ３４ と、Ｌ２に対応し且つ同じラベルを付けられているインダクタ３５と、Ｃ６に対 応する一つの出力端子におけるコンデンサ４６と、図１におけるＲ２に対応する 抵抗３７と、及び図１におけるＲ１に対応する抵抗３８を具えている。所望する 場合にには、Ｃ７に対応する（図示されない）コンデンサが抵抗３８と直列に設 けられ得る。抵抗３７，３８は、それらの抵抗のいずれもの値を変えることが対 応する出力端子におけるインピーダンスを変え得ることを図解するために、図１ 内に破線で示されている。 図５に示された回路は上に目録化された５個の利点を現すだろう。抵抗３８の 値は端子３９における出力インピーダンスを決定し、且つかくして圧電フィルタ のような、任意の負荷のインピーダンスと等しく選ばれ得る。その時コンデンサ ４６とインダクタ３５の一部とが、負荷３７のインピーダンスを抵抗３８と実質 的に整合させるために用いられる。それ故に、抵抗３７は結局出力インピーダン スを同じレベルに規定し、抵抗３８はそれの負荷値を変えねばならない。例えば 図１において、５０オーム出力に対して対応する抵抗２８は５１オームであり、 また１キロオーム出力に対して対応する抵抗２９は１キロオームであることは注 意されたい。電流源３０，３１により表される反対位相又は差動入力は、入力が 平衡であり且つ負荷が不平衡であってさえも、３８により表現される負荷へ、シ ングルエンド型出力３９を介して電力を効率よく転送するであろう。抵抗３７に おける等しい電力は５０オームの図１の例では、異なる出力インピーダンスを有 する第２出力５１を表す。この５０オーム出力５１は入力信号を与える回路網を 監視するために便利なポートをそれが与えるので有益である。５０オーム負荷を 基礎として特徴付けられることも回路に対するこの分野では慣習的であり、且つ ポート５１はこの目的のために用いられ得る。 本発明の利益を達成するために、インダクタ３２（Ｌ１）及びコンデンサ３４ （Ｃ１）の値が、ωがその回路網の動作周波数、特に、電流源３０，３１の周波 数である、式（１）の共振条件を満足させることが重要である。実際には、周波 数は普通は回路網により固定されており、且つＬ１及びＣ１が式（１）を満足さ せるように選択される。 実際の電流源とインダクタとは損失を生じるので、それらは分流寄生抵抗Ｒ３ （図２及び６）により一緒に模せられ得て、その場合には図５におけるインダク タＬ１の値が下に繰り返される式（２） （Ｒ３）＞＞ω（Ｌ１） （２） が満足されるように選ばれることが重要である。また、負荷インピーダンスＲ１ は式（３）が満足されるように選ばれねばならず、それが損失のある整合と呼ば れる。図５の回路が図４から引き出され得ることはそれで示され得る。 式（３）の満足が達成できない場合には、抵抗３８（図５）は省略され、本質 的抵抗（Ｒ３）／２により置き換えられ得て、それが無損失整合と呼ばれ得る。 この条件のもとでは、図６に示されるように、唯一の出力が利用できるが、二つ の出力が存在した場合の６ｄＢではなくて３ｄＢだけ、電力利得がまだ増大され る。 しかしながら、マイクロ波回路又は大電力回路に対しては、抵抗Ｒ３の値がそ もそも極めて低いので、式（２）の条件に合致することはしばしば困難となる。 それ故に、修正された高Ｑ回路は図２におけるように並列にではなくて、電流源 と直列にインダクタＬを挿入することにより（図６Ａ）実施され得る。その時、 ωＬ＞＞（Ｒ３） （４） の場合に高Ｑ条件が合致される。図６Ｂへ変換され得る図６Ａモデルに基づいて 図５〜８が従って引き出され得る。また電力利得増加も３ｄＢである。 本発明のバラン回路は、シングルエンド型入力が位相外れ電力分割を与え得る という意味で可逆である。これは図７に図解されており、その場合には電流源が ２個のインダクタ３２，３５を横切って取られる出力電圧により置き換えられ、 且つこの場合には出力負荷が不平衡信号入力を表現する電流源６３により置き換 えられ、自然に位相外れであるインダクタ３２，３５における電圧を分割する平 衡出力へその回路により変換される。抵抗３８の値が式（３）の条件のもとで負 荷インピーダンスを決定する。 式（３）の条件が合致され得ない場合には、図８の回路が使用され得て、その 回路では本質的抵抗Ｒ３とＲ４とが実質的に整合される。インダクタとコンデン サとの双対性により、この回路はインダクタとコンデンサとがそれらの位置を交 換した後に同じ結果を作りだすであろう。例えば、図４はコンデンサＣ６を置き 換えるインダクタＬ５と、インダクタＬ３を置き換えるコンデンサＣ７、及びイ ンダクタ３５′を置き換えるコンデンサＣ３により、図４Ａとして書換えられ得 る。 本発明が好適な値を表す所定の構成要素値に制限されないこと、及び記載され た原理内で且つ記載された利益を達成するであろう構成要素の他の配置も本発明 の範囲内で考えられることは、今までの記載から明らかであろう。 図９及び１０は本発明の幾つかの利点を論証する。図９は度で位相を表現する 縦座標とＭＨｚで周波数を表現ずる横座標とにより図１のバラン回路の伝達関数 をプロットしているグラフである。位相は二つの条件に対する周波数に対してプ ロットされており、曲線６０は１２対５０オームの伝達比に対するもので、曲線 ６１は１１対５０オームの伝達比に対するものである。双方の伝達関数はそれら の曲線が図示された全周波数範囲上で完全に重なっているほど類似していた。図 １０には、ｄＢでの振幅が三つの条件に対して同じ周波数領域に対してプロット されており、上の曲線６２は、１１対５０オームと１２対５０オームとの伝達比 に対する活性すなわちＯＮである図５における双方の電流源３０，３１（図１に おける双方のミクサ出力）による重複されたプロットを表現しており、下に６３ で示された対の下側の曲線は１１対５０オームの伝達比に対してであるが、ＯＮ である電流源３０（図５）とＯＦＦである電流源３１とによるものであり、下に ６４で示された対の上側の曲線は１２対５０オームの伝達比に対してであるが、 ＯＦＦである電流源３０（図５）とＯＮである電流源３１とによるものである。 図９における曲線６０，６１と図１０における曲線６２とは完全な位相伝達と等 しい振幅とを示しており、図１０における曲線６３及び６４は唯一の使用される 電流源と同等の出力が得られるが、それらが本発明による共振回路内で結合され た場合には、曲線６２により表される６ｄＢと同じだけ非常に増大された出力が 得られることを図解している。 図１は本発明のバラン回路の構成要素に適した値の例を与えるが、本発明がそ れらの値を有する回路に制限されず、且つここに記載された原理を追求すること によりこの技術に熟達した人々が本発明の利益を現す回路を得るために他の構成 要素値を選択することが可能であろうことは理解されねばならない。 本発明は好適な実施例と関連して記載されてきたが、上に概説された原理内で それの修正がこの技術に熟達した人々には明らかであり、且つ従って本発明はそ れらの好適な実施例に制限されないで、そのような修正を包含するように企図さ れていることは理解されるであろう。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．変換手段へ結合されている出力インピーダンスを有する少なくとも１個の信 号源と、前記変換手段へ結合されている負荷インピーダンスと、前記出力インピ ーダンスとほぼ等しい前記変換手段の入カインピーダンス、及び前記負荷インピ ーダンスとほぼ等しい前記変換手段の出力インピーダンスを具えているバラン回 路において、 前記変換手段が少なくとも１個のインダクタと少なくとも１個のコンデンサ とによるＬＣ回路を具え、前記のＬＣ回路は信号源と負荷インピーダンスとへ結 合されていることを特徴とするバラン回路。 ２．請求項１記載のバラン回路において、前記信号源が平衡であり且つ負荷が不 平衡であることを特徴とするバラン回路。 ３．請求項１記載のバラン回路において、前記信号源が不平衡であり且つ負荷が 平衡であることを特徴とするバラン回路。 ４．請求項２記載のバラン回路であって、 （ａ）所定の周波数ωでの第１信号源と、 （ｂ）前記第１信号源の両端へ接続された値Ｌ１を有する第１誘導性手段と、 Ｒ３＞＞ωＬ１である値Ｒ３を有する前記第１信号源と第１誘導性手段との結合 された分流抵抗と、 （ｃ）値Ｃ１を有し且つ前記第１信号源と前記第１誘導性手段との接合点へ接 続された第１端子を有し且つ第２端子を有する第１容量性手段と、 （ｄ）前記第１容量性手段の前記第２端子へ接続さた値Ｌ２を有する第２誘導 性手段と、 （ｅ）前記所定の周波数ωではあるが前記第１信号源の位相と反対の位相であ り且つ前記第１容量性手段の前記第２端子へ接続された第２信号源と、 値Ｒ４を有する前記第２信号源と第２誘導性手段との結合された分流抵抗 と、 （ｆ）前記第１容量性手段の前記第２端子又は前記第１端子へ接続された第１ インピーダンスを有する第１出力と、 を具えているバラン回路。 ５．請求項４記載のバラン回路において、Ｌ１及びＣ１が式 ω＝１／（２ＬＣ）^1/2 を満たす値を有し、ここでωは前記第１及び第２信号源の動作周波数であるこ とを特徴とするバラン回路。 ６．請求項２記載のバラン回路であって、 （ａ）所定の周波数ωでの第１信号源と、 （ｂ）前記第１信号源と直列に接続された値Ｌ１を有する第１誘導性手段と、 Ｒ３＜＜ωＬ１である値Ｒ３を有する前記第１信号源と第１誘導性手段との結合 された分流抵抗と、 （ｃ）値Ｃ１を有し且つ前記第１誘導性手段へ接続された第１端子を有し且つ 第２端子を有する第１容量性手段と、 （ｄ）前記第１容量性手段の前記第２端子へ接続された値Ｌ２を有する第２誘 導性手段と、 （ｅ）前記所定の周波数ωではあるが前記第１信号源の位相と反対の位相であ り且つ前記第２誘導性手段の第２端子と直列に接続された第２信号源と、 値Ｒ４を有する前記第２信号源と第２誘導性手段との結合された分流抵 抗と、 （ｆ）前記第１容量性手段の前記第２端子へ接続された第１インピーダンスを 有する第１出力と、 を具えているバラン回路。 ７．請求項２記載のバラン回路において、 （ａ）所定の周波数ωでの第１信号源と、 （ｂ）前記第１信号源の両端へ接続された値Ｌ１を有する第１誘導性手段と、 Ｒ３＞＞ωＬ１である値Ｒ３を有する前記第１信号源と第１誘導性手段 との結合された分流抵抗と、 （ｃ）値Ｃ１を有し且つ前記第１信号源と前記第１誘導性手段との接合点へ接 続された第１端子を有し且つ第２端子を有する第１容量性手段と、 （ｄ）前記第１容量性手段の前記第２端子へ接続された値Ｌ２を有する第２誘 導性手段と、 （ｅ）前記所定の周波数ωであるが前記第１信号源の位相と反対の位相であり 且つ前記第１容量性手段の前記第２端子へ接続された第２信号源と、 （ｆ）前記第１容量性手段の前記第２端子へ接続された第１インピーダンスを 有する第１出力と、 を具えているバラン回路。 ８．請求項７記載のバラン回路において、Ｌ１とＣ１とが式 ω＝１／（２ＬＣ）^1/2 を満たす値を有し、ここでωは前記第１及び第２信号源の動作周波数であるこ とを特徴とするバラン回路。 ９．請求項３記載のバラン回路であって、 （ａ）所定の周波数ωでの信号源と、 （ｂ）前記第１信号源の両端へ接続された第１抵抗Ｒ２と、 （ｃ）前記第１信号源の両端へ接続された値Ｌ１を有する第１誘導性手段と、 （ｄ）値Ｃ１を有し且つ前記第１信号源と前記第１誘導性手段との接合点へ接 続された第１端子を有し且つ第２端子を有する第１容量性手段と、 （ｅ）前記第１容量性手段の前記第２端子へ接続された値Ｌ２を有する第２誘 導性手段と、 （ｆ）反対の位相であり且つ該回路の２個の出力を表す前記の第１及び第２誘 導性手段の両端の電圧と を具えているバラン回路。 １０．請求項３記載のバラン回路であって、 （ａ）所定の周波数ωでの第１信号源と、 （ｂ）値Ｃ１を有し且つ前記第１信号源の両端へ接続された第１容量性手段と 、 （ｃ）値Ｌ１を有し且つ前記第１信号源と前記第１容量性手段との接合点へ接 続された第１端子を有し且つ第２端子を有する第１誘導性手段と、 Ｒ３＞＞ωＣ１である値Ｒ３を有する前記第１信号源と第１容量性手段 との結合された分流抵抗と、 （ｄ）前記第１誘導性手段の前記第２端子へ接続された第２容量性手段と、 （ｅ）前記所定の周波数ωであるが前記第１信号源の位相と反対の位相であり 且つ前記第１誘導性手段の前記第２端子へ接続された第２信号源と、 値Ｒ４を有する前記第２信号源と第２容量性手段との結合された分流抵 抗と、 （ｆ）前記第１誘導性手段の前記第２端子へ接続された第１インピーダンスを 有する第１出力と、 を具えているバラン回路。