JPH0851463A - Ｄｐｓｋ波線形予測遅延検波方法 - Google Patents
Ｄｐｓｋ波線形予測遅延検波方法Info
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- JPH0851463A JPH0851463A JP18609894A JP18609894A JPH0851463A JP H0851463 A JPH0851463 A JP H0851463A JP 18609894 A JP18609894 A JP 18609894A JP 18609894 A JP18609894 A JP 18609894A JP H0851463 A JPH0851463 A JP H0851463A
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- time
- state
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- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Error Detection And Correction (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 フェージング下でも優れた誤り率特性が得ら
れるようにする。 【構成】 参照信号適応予測部２０で、時点ｎ−２の受
信波標本ｚn-2 を、時点ｎ−１のＭ個の状態Δφn-1 だ
け位相回転させ、これとｚn-1 とから予測した時点ｎで
のフェージング変動を含む時点ｎ−１の受信標本の線形
予測値ｚ＾n-1 ＝（１＋λ）ｚn-1 −λｚn-2 ｅｘｐ
（ｊΔφn-1 ）（λ：予測係数）を求め、このｚn-1 を
Δφn だけ位相回転したものとｚn との２乗誤差μ（Δ
φn-1 →Δφ n ）をブランチメトリック演算部１５でブ
ランチメトリックとして求め、このブランチメトリック
を用いてビタビ復号部１６でビタビアルゴリズムで復号
する。
れるようにする。 【構成】 参照信号適応予測部２０で、時点ｎ−２の受
信波標本ｚn-2 を、時点ｎ−１のＭ個の状態Δφn-1 だ
け位相回転させ、これとｚn-1 とから予測した時点ｎで
のフェージング変動を含む時点ｎ−１の受信標本の線形
予測値ｚ＾n-1 ＝（１＋λ）ｚn-1 −λｚn-2 ｅｘｐ
（ｊΔφn-1 ）（λ：予測係数）を求め、このｚn-1 を
Δφn だけ位相回転したものとｚn との２乗誤差μ（Δ
φn-1 →Δφ n ）をブランチメトリック演算部１５でブ
ランチメトリックとして求め、このブランチメトリック
を用いてビタビ復号部１６でビタビアルゴリズムで復号
する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は例えば移動通信に利用
され、Ｍレベル差動位相変調方式、いわゆるＭ相ＤＰＳ
Ｋ（Ｍは正整数）によるディジタル信号伝送において、
過去の復調系列から最も確からしい状態を推定しながら
復調する遅延検波方法に関する。移動通信では電波が建
物などで反射されて受信されるため、移動しながら送受
信すると、受信波にはマルチパスフェージングが発生
し、これが伝送誤りの原因になる。遅延検波では同期検
波に比較して、このようなフェージングチャネルで優れ
た誤り率特性が得られるが、それでも、フェージングが
速くなると、受信波に現われる不規則位相回転のために
誤りが発生する。
され、Ｍレベル差動位相変調方式、いわゆるＭ相ＤＰＳ
Ｋ（Ｍは正整数）によるディジタル信号伝送において、
過去の復調系列から最も確からしい状態を推定しながら
復調する遅延検波方法に関する。移動通信では電波が建
物などで反射されて受信されるため、移動しながら送受
信すると、受信波にはマルチパスフェージングが発生
し、これが伝送誤りの原因になる。遅延検波では同期検
波に比較して、このようなフェージングチャネルで優れ
た誤り率特性が得られるが、それでも、フェージングが
速くなると、受信波に現われる不規則位相回転のために
誤りが発生する。
【０００２】さて、１シンボル時間前の受信波ｚn-1 を
参照波としてＲｅ［ｚn ｚ* n-1 ｅｘｐ−ｊΔφn ］を
最大とするΔφ⌒n を送信シンボルと判定するのが従来
の遅延検波である。ここで、ｚn は受信波の複素数表現
であり、Ｒｅ［．］は実数部、＊は複素共役である。フ
ェージングによって不規則な位相回転があると、ｚnと
ｚn-1 との位相角が送信位相差と異なった値となるため
に、誤りが発生しやすくなる。
参照波としてＲｅ［ｚn ｚ* n-1 ｅｘｐ−ｊΔφn ］を
最大とするΔφ⌒n を送信シンボルと判定するのが従来
の遅延検波である。ここで、ｚn は受信波の複素数表現
であり、Ｒｅ［．］は実数部、＊は複素共役である。フ
ェージングによって不規則な位相回転があると、ｚnと
ｚn-1 との位相角が送信位相差と異なった値となるため
に、誤りが発生しやすくなる。
【０００３】一方ビタビアルゴリズムを用いて逐次的最
大系列推定を行う遅延検波により、同期検波差動復号に
誤り率を近ずけることが直交遅延検波を対象として
「Ｄ．Ｍａｋｒａｋｉｓ ａｎｄ Ｋ．Ｆｅｈｅｒ，
“Ｏｐｔｉｍａｌ ｎｏｎ ｃｏｈｅｒｅｎｔ ｄｅｔ
ｅｃｔｉｏｎ ｏｆ ＰＳＫ ｓｉｇｎａｌｓ，”Ｅｌ
ｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｌｅｔｔｅｒｓ，ｖｏｌ．２６，
ｐｐ．３９８−４００，Ｍａｒｃｈ １９９０」で提案
されている。
大系列推定を行う遅延検波により、同期検波差動復号に
誤り率を近ずけることが直交遅延検波を対象として
「Ｄ．Ｍａｋｒａｋｉｓ ａｎｄ Ｋ．Ｆｅｈｅｒ，
“Ｏｐｔｉｍａｌ ｎｏｎ ｃｏｈｅｒｅｎｔ ｄｅｔ
ｅｃｔｉｏｎ ｏｆ ＰＳＫ ｓｉｇｎａｌｓ，”Ｅｌ
ｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｌｅｔｔｅｒｓ，ｖｏｌ．２６，
ｐｐ．３９８−４００，Ｍａｒｃｈ １９９０」で提案
されている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかし、この提案され
ている方法によると、フェージングが速くなると、受信
波に現われる不規則位相回転のため、誤り率がかえって
劣化するという問題があった。
ている方法によると、フェージングが速くなると、受信
波に現われる不規則位相回転のため、誤り率がかえって
劣化するという問題があった。
【０００５】
【課題を解決するための手段】請求項１の発明は以下の
ステップで構成される。 （１）各時点にはその時点の送信位相差を表すＭ個の状
態Δφn がある。時点（ｎ−１）におけるＭ個の位相差
状態Δφn-1 の中から、時点ｎの状態Δφn の一つに到
達する最も確からしい状態遷移を選択するときに、時点
（ｎ−２）における受信波標本ｚn-2 をΔφn-1 だけ位
相回転させ、これと時点（ｎ−１）の受信波標本ｚn-1
とから、予測された時点ｎにおけるフェージング変動を
含む時点（ｎ−１）の受信波標本ｚn-1 の線形予測値ｚ
＾n-1 を、予測係数λを実数として ｚ＾n-1 ＝（１＋
λ）ｚn-1 −λｚn-2 ｅｘｐ（ｊΔφn-1 ） …(1) により求める。
ステップで構成される。 （１）各時点にはその時点の送信位相差を表すＭ個の状
態Δφn がある。時点（ｎ−１）におけるＭ個の位相差
状態Δφn-1 の中から、時点ｎの状態Δφn の一つに到
達する最も確からしい状態遷移を選択するときに、時点
（ｎ−２）における受信波標本ｚn-2 をΔφn-1 だけ位
相回転させ、これと時点（ｎ−１）の受信波標本ｚn-1
とから、予測された時点ｎにおけるフェージング変動を
含む時点（ｎ−１）の受信波標本ｚn-1 の線形予測値ｚ
＾n-1 を、予測係数λを実数として ｚ＾n-1 ＝（１＋
λ）ｚn-1 −λｚn-2 ｅｘｐ（ｊΔφn-1 ） …(1) により求める。
【０００６】（２）次に、この線形予測値ｚ＾n-1 をΔ
φn だけ位相回転したものを時点ｎにおける受信波の候
補信号として、これと時点ｎの受信波標本ｚn との２乗
誤差 μ（Δφn-1 →Δφn ）＝｜ｚn −ｚ＾n-1 ｅｘｐｊΔφn ｜2 …(2) を、時点（ｎ−１）の状態Δφn-1 から時点ｎの状態Δ
φn への遷移の確からしさを表すブランチメトリックμ
（Δφn-1 →Δφn ）とする。
φn だけ位相回転したものを時点ｎにおける受信波の候
補信号として、これと時点ｎの受信波標本ｚn との２乗
誤差 μ（Δφn-1 →Δφn ）＝｜ｚn −ｚ＾n-1 ｅｘｐｊΔφn ｜2 …(2) を、時点（ｎ−１）の状態Δφn-1 から時点ｎの状態Δ
φn への遷移の確からしさを表すブランチメトリックμ
（Δφn-1 →Δφn ）とする。
【０００７】（３）ブランチメトリックμ（Δφn-1 →
Δφn ）を時点（ｎ−１）の状態Δφn-1 におけるパス
メトリックＭ（Δφn-1 ）に加算して、状態Δφn-1 を
経由する候補系列のパスメトリックＨ（Δφn ｜Δφ
n-1 ）を求める。 （４）以上のステップ（１）〜（３）を、時点（ｎ−
１）のＭ個の状態Δφn- 1 の全てに対し、時点ｎの１つ
の状態Δφn について行ってＭ個の候補系列に対するパ
スメトリックを求め、それらＭ個のパスメトリックの大
小を比較して最小値を与える状態Δφn-1 ′を求めて、
これを、時点ｎの状態Δφn に至る生き残り系列（パ
ス）の時点（ｎ−１）の状態としてパスメモリに記憶す
るとともに、そのパスメトリックＨ（Δφn ｜Δ
φn-1 ′）を時点ｎの状態Δφn におけるパスメトリッ
クＨ（Δφn ）としてパスメトリックメモリに記憶す
る。
Δφn ）を時点（ｎ−１）の状態Δφn-1 におけるパス
メトリックＭ（Δφn-1 ）に加算して、状態Δφn-1 を
経由する候補系列のパスメトリックＨ（Δφn ｜Δφ
n-1 ）を求める。 （４）以上のステップ（１）〜（３）を、時点（ｎ−
１）のＭ個の状態Δφn- 1 の全てに対し、時点ｎの１つ
の状態Δφn について行ってＭ個の候補系列に対するパ
スメトリックを求め、それらＭ個のパスメトリックの大
小を比較して最小値を与える状態Δφn-1 ′を求めて、
これを、時点ｎの状態Δφn に至る生き残り系列（パ
ス）の時点（ｎ−１）の状態としてパスメモリに記憶す
るとともに、そのパスメトリックＨ（Δφn ｜Δ
φn-1 ′）を時点ｎの状態Δφn におけるパスメトリッ
クＨ（Δφn ）としてパスメトリックメモリに記憶す
る。
【０００８】（５）以上のステップ（１）〜（４）を時
点ｎのＭ個の全ての状態Δφn のそれぞれについて行な
ってＭ個のパスメトリックＨ（Δφn ）を求め、これら
Ｍ個のパスメトリックの大小を比較し、最小値を与える
状態Δφn ′を求め、この状態Δφn ′を出発点として
パスメモリを一定時点Ｋだけトレースバックし、到達し
た状態を復号シンボルΔφ⌒n-K として出力する。
点ｎのＭ個の全ての状態Δφn のそれぞれについて行な
ってＭ個のパスメトリックＨ（Δφn ）を求め、これら
Ｍ個のパスメトリックの大小を比較し、最小値を与える
状態Δφn ′を求め、この状態Δφn ′を出発点として
パスメモリを一定時点Ｋだけトレースバックし、到達し
た状態を復号シンボルΔφ⌒n-K として出力する。
【０００９】請求項２の発明では請求項１の発明におい
て、時点ｎにおけるＭ個の生き残り系列を求めた後に各
系列を過去に遡って、逐次誤差最小アルゴリズムにより
受信波標本とその線形予測値との誤差を最小とするよう
予測係数λを適応設定する。従って、時点ｎの各状態に
対応して１個の予測係数があることになる。時点ｎにお
ける状態Δφn に至るパス上の系列をΔφn-i としたと
き（ただし、ｉ＝０，１，…，ｎ−１）、次の時点（ｎ
＋１）の参照波を予測するための予測係数λ（Δφn ）
を、次式で与えられる指数重み２乗平均誤差 Ｊ＝Σβi ｜ｚn-i −ｚ＾n-i ′ｅｘｐ（ｊΔφn-i ）｜2 …(3) Σはｉ＝０からｎ−１まで を最小とするように選ぶ。ここでβは１以下の忘却係数
である。ｚ＾n-i ′は、過去全ての時点において等しい
予測係数λ（Δφn ）を用いて予測したとしたときの時
点（ｎ−ｉ）における予測参照波であり、次式で与えら
れる。
て、時点ｎにおけるＭ個の生き残り系列を求めた後に各
系列を過去に遡って、逐次誤差最小アルゴリズムにより
受信波標本とその線形予測値との誤差を最小とするよう
予測係数λを適応設定する。従って、時点ｎの各状態に
対応して１個の予測係数があることになる。時点ｎにお
ける状態Δφn に至るパス上の系列をΔφn-i としたと
き（ただし、ｉ＝０，１，…，ｎ−１）、次の時点（ｎ
＋１）の参照波を予測するための予測係数λ（Δφn ）
を、次式で与えられる指数重み２乗平均誤差 Ｊ＝Σβi ｜ｚn-i −ｚ＾n-i ′ｅｘｐ（ｊΔφn-i ）｜2 …(3) Σはｉ＝０からｎ−１まで を最小とするように選ぶ。ここでβは１以下の忘却係数
である。ｚ＾n-i ′は、過去全ての時点において等しい
予測係数λ（Δφn ）を用いて予測したとしたときの時
点（ｎ−ｉ）における予測参照波であり、次式で与えら
れる。
【００１０】 ｚ＾n-i ′＝（１＋λ（Δφn ））ｚn-1-i −λ（Δφn ）ｚn-2-i ｅｘｐ（ｊΔφn-1-i ） …(4) 式（３）を最小とするλ（Δφn ）を求めると
【００１１】
【数１】 となる。これを逐次的に得ることができる。すなわち、 λ（Δφn ）＝Θn （Δφn ）／Ωn （Δφ） Ωn （Δφn ）＝｜ｚn-1 −ｚn-2 ｅｘｐ（ｊΔφn-1 ）｜2 ＋βΩn-1 （Δφn-1 ） Θn （Δφn ）＝Ｒｅ［（ｚn −ｚn-1 ｅｘｐ（ｊΔφn ）（ｚn-1 −ｚn-2 ｅｘｐ（ｊΔφn-1 ））* ］＋βΘn-1 （Δφn-1 ） Ω0 （Δφ0 ）＝δ（小さな正実数），Θ0 （Δφ0 ）＝０，ｚ-1＝０，Δφ 0 ＝０ …(6) である。
【００１２】請求項１の発明では、時点毎に生き残りパ
スがＭ個あるが、請求項３の発明では常に１個だけとす
ることにより系列推定アルゴリズムを簡略化したもの
で、ビタビアルゴリズムの代わりに判定帰還を用いる。
請求項３の発明では以下のステップで構成される。 （１）時点（ｎ−１）で判定された位相差状態Δφ⌒
n-1 から、時点ｎのＭ個の状態Δφn のどれに到達する
のが最も確からしいかを判定するときに、時点（ｎ−
２）における受信波標本ｚn-2 をΔφ⌒n-1 だけ位相回
転させ、これと受信波標本ｚn-1 とから、予測した時点
ｎにおけるフェージング変動を含む時点（ｎ−１）の受
信波標本ｚn-1 の線形予測値ｚn-1 を、λを実数として ｚ＾n-1 ＝（１＋λ）ｚn-1 −λｚn-2 ｅｘｐ（ｊΔφ⌒n-1 ） …(7) により求める。
スがＭ個あるが、請求項３の発明では常に１個だけとす
ることにより系列推定アルゴリズムを簡略化したもの
で、ビタビアルゴリズムの代わりに判定帰還を用いる。
請求項３の発明では以下のステップで構成される。 （１）時点（ｎ−１）で判定された位相差状態Δφ⌒
n-1 から、時点ｎのＭ個の状態Δφn のどれに到達する
のが最も確からしいかを判定するときに、時点（ｎ−
２）における受信波標本ｚn-2 をΔφ⌒n-1 だけ位相回
転させ、これと受信波標本ｚn-1 とから、予測した時点
ｎにおけるフェージング変動を含む時点（ｎ−１）の受
信波標本ｚn-1 の線形予測値ｚn-1 を、λを実数として ｚ＾n-1 ＝（１＋λ）ｚn-1 −λｚn-2 ｅｘｐ（ｊΔφ⌒n-1 ） …(7) により求める。
【００１３】（２）この線形予測値ｚ＾n-1 をΔφn だ
け位相回転させて時点ｎにおける受信波の候補とし、こ
れと受信波標本ｚn との内積の実数値を、時点（ｎ−
１）の状態Δφ⌒n-1 から時点ｎの状態Δφn への遷移
の確からしさを表すブランチメトリックμ（Δφn ）と
する。 （３）以上のステップ（１）及び（２）を時点ｎにおけ
るＭ個の状態Δφn の全てに対して行い、得られたＭ個
のブランチメトリックの大小を比較して最大のブランチ
メトリックを与える状態Δφ⌒n を求め、これを、復号
シンボルΔφ⌒ n として出力する。
け位相回転させて時点ｎにおける受信波の候補とし、こ
れと受信波標本ｚn との内積の実数値を、時点（ｎ−
１）の状態Δφ⌒n-1 から時点ｎの状態Δφn への遷移
の確からしさを表すブランチメトリックμ（Δφn ）と
する。 （３）以上のステップ（１）及び（２）を時点ｎにおけ
るＭ個の状態Δφn の全てに対して行い、得られたＭ個
のブランチメトリックの大小を比較して最大のブランチ
メトリックを与える状態Δφ⌒n を求め、これを、復号
シンボルΔφ⌒ n として出力する。
【００１４】請求項４の発明では請求項３の発明で時点
ｎにおける復号シンボルΔφ⌒n を求めた後、受信波標
本とその線形予測値との誤差を最小とする予測係数λ
を、復号系列を遡って逐次誤差最小アルゴリズムにより
求める。これは請求項２の発明と同様に求められるが、
請求項４の発明では、生き残りパスが一つしかなく、Δ
φn の代りにΔφ⌒n を用いる点が異なるだけである。
ｎにおける復号シンボルΔφ⌒n を求めた後、受信波標
本とその線形予測値との誤差を最小とする予測係数λ
を、復号系列を遡って逐次誤差最小アルゴリズムにより
求める。これは請求項２の発明と同様に求められるが、
請求項４の発明では、生き残りパスが一つしかなく、Δ
φn の代りにΔφ⌒n を用いる点が異なるだけである。
【００１５】
【作用】時点（ｎ−２）における受信波標本ｚn-2 をΔ
φn-1 だけ位相回転させれば、時点（ｎ−１）における
受信信号が得られるはずであるが、時点（ｎ−２）にお
けるフェージングの影響が残っている。そこで請求項１
の発明では時点（ｎ−１）でのフェージングの影響を含
む受信波標本ｚn-1 と、時点（ｎ−２）におけるフェー
ジングの影響を含むΔφn-1 だけ位相回転させたｚn-2
とから式（１）により時点ｎでのフェージング変動を線
形予測した不規則回転位相と、時点（ｎ−１）の信号位
相Δφn-1 との和の位相をもつ、時点（ｎ−１）の受信
信号の予測値ｚ＾n-1 が求められ、従って、ｚ＾n-1 を
Δφn だけ位相回転したものとｚnとの差は、Δφn が
正しければ、時点ｎでのフェージング変動の影響を受け
ないものとなる。
φn-1 だけ位相回転させれば、時点（ｎ−１）における
受信信号が得られるはずであるが、時点（ｎ−２）にお
けるフェージングの影響が残っている。そこで請求項１
の発明では時点（ｎ−１）でのフェージングの影響を含
む受信波標本ｚn-1 と、時点（ｎ−２）におけるフェー
ジングの影響を含むΔφn-1 だけ位相回転させたｚn-2
とから式（１）により時点ｎでのフェージング変動を線
形予測した不規則回転位相と、時点（ｎ−１）の信号位
相Δφn-1 との和の位相をもつ、時点（ｎ−１）の受信
信号の予測値ｚ＾n-1 が求められ、従って、ｚ＾n-1 を
Δφn だけ位相回転したものとｚnとの差は、Δφn が
正しければ、時点ｎでのフェージング変動の影響を受け
ないものとなる。
【００１６】同様にして請求項３の発明においても、フ
ェージング変動の影響を受けないものとなる。
ェージング変動の影響を受けないものとなる。
【００１７】
【実施例】図１Ａに請求項１の発明の実施例を示す。入
力端子１１からのＭ相ＤＰＳＫの受信信号ｒ（ｔ）は、
局部発振器１２からの局部信号により準同期検波器１３
でベースバンド信号ｚ（ｔ）に周波数変換される。この
ベースバンド信号ｚ（ｔ）は送信シンボル周期Ｔごとの
時点ｔ＝ｎＴで標本化回路１４において標本化されて標
本値ｚn が得られる。この発明の説明では、便宜上、信
号の複素表現を用いる。すなわち、受信信号ｒ（ｔ）の
搬送周波数がｆc で、受信波位相がη（ｔ）のとき、受
信信号ｒ（ｔ）はＲ（ｔ）ｃｏｓ（２πｆc ｔ＋η
（ｔ））となるが、複素表現ではｒ（ｔ）＝Ｒ（ｔ）ｅ
ｘｐｊ［２πｆc ｔ＋η（ｔ）］である。準同期検波出
力の複素表現はｚ（ｔ）＝Ｒ（ｔ）ｅｘｐｊη（ｔ）と
なり、標本値はｚn ＝Ｒn ｅｘｐｊηn となる。Ｍレベ
ル差動位相変調波（Ｍ相ＤＰＳＫ波）の遅延検波では、
各時点毎にＭ個の位相差状態｛２ｍπ／Ｍ；ｍ＝０，
１，…，Ｍ−１｝を構成する。Ｍ＝４のときの状態遷移
を表すトレリス線図を図１Ｂに示す（時点（ｎ−１）ま
では生き残りパス（系列）が決定されていて、時点ｎに
おける生き残りパスを決定するときのパスを示してい
る）。ブランチメトリック演算部１５では、一つ前の時
点（ｎ−１）の状態から時点ｎの状態への遷移の確から
しさを表すブランチメトリックを前記式（２）により計
算する。ビタビ複号部１６では、ビタビアルゴリズムに
より逐次的に送信位相差系列を推定する、つまり前記請
求項１の発明におけるステップ（３）でブランチメトリ
ックをもとに、時点ｎの各状態毎にそれに到達する系列
の確からしさを表すパスメトリックを計算しステップ
（４）で時点ｎの各状態へ到達する最も確からしいパス
が一つ手前の時点（ｎ−１）のどの状態から出発してい
るかを選択し、各状態毎にパス履歴とパスメトリックと
をそれぞれ、パスメモリ１７とパスメトリックメモリ１
８とに記憶する。ステップ（５）で時点ｎのＭ個の状態
の中で最小のパスメトリックを持つパスを、一定時点だ
け遡って、復号シンボルを出力端子１９に出力する。参
照信号適応予測部２０では、式（１）を演算してフェー
ジングによる受信波の変動を加味した参照信号を予測し
てブランチメトリック演算部１５へ供給する。
力端子１１からのＭ相ＤＰＳＫの受信信号ｒ（ｔ）は、
局部発振器１２からの局部信号により準同期検波器１３
でベースバンド信号ｚ（ｔ）に周波数変換される。この
ベースバンド信号ｚ（ｔ）は送信シンボル周期Ｔごとの
時点ｔ＝ｎＴで標本化回路１４において標本化されて標
本値ｚn が得られる。この発明の説明では、便宜上、信
号の複素表現を用いる。すなわち、受信信号ｒ（ｔ）の
搬送周波数がｆc で、受信波位相がη（ｔ）のとき、受
信信号ｒ（ｔ）はＲ（ｔ）ｃｏｓ（２πｆc ｔ＋η
（ｔ））となるが、複素表現ではｒ（ｔ）＝Ｒ（ｔ）ｅ
ｘｐｊ［２πｆc ｔ＋η（ｔ）］である。準同期検波出
力の複素表現はｚ（ｔ）＝Ｒ（ｔ）ｅｘｐｊη（ｔ）と
なり、標本値はｚn ＝Ｒn ｅｘｐｊηn となる。Ｍレベ
ル差動位相変調波（Ｍ相ＤＰＳＫ波）の遅延検波では、
各時点毎にＭ個の位相差状態｛２ｍπ／Ｍ；ｍ＝０，
１，…，Ｍ−１｝を構成する。Ｍ＝４のときの状態遷移
を表すトレリス線図を図１Ｂに示す（時点（ｎ−１）ま
では生き残りパス（系列）が決定されていて、時点ｎに
おける生き残りパスを決定するときのパスを示してい
る）。ブランチメトリック演算部１５では、一つ前の時
点（ｎ−１）の状態から時点ｎの状態への遷移の確から
しさを表すブランチメトリックを前記式（２）により計
算する。ビタビ複号部１６では、ビタビアルゴリズムに
より逐次的に送信位相差系列を推定する、つまり前記請
求項１の発明におけるステップ（３）でブランチメトリ
ックをもとに、時点ｎの各状態毎にそれに到達する系列
の確からしさを表すパスメトリックを計算しステップ
（４）で時点ｎの各状態へ到達する最も確からしいパス
が一つ手前の時点（ｎ−１）のどの状態から出発してい
るかを選択し、各状態毎にパス履歴とパスメトリックと
をそれぞれ、パスメモリ１７とパスメトリックメモリ１
８とに記憶する。ステップ（５）で時点ｎのＭ個の状態
の中で最小のパスメトリックを持つパスを、一定時点だ
け遡って、復号シンボルを出力端子１９に出力する。参
照信号適応予測部２０では、式（１）を演算してフェー
ジングによる受信波の変動を加味した参照信号を予測し
てブランチメトリック演算部１５へ供給する。
【００１８】請求項２の発明の実施例では参照信号適応
予測部２０で式（６）の演算により、予測係数λ（Δφ
n ）を適応的に設定する。請求項３の発明の実施例を図
１Ｃに図１Ａと対応する部分に同一符号を付けて示す。
受信波標本ｚn はブランチメトリック演算部２１におい
て前記請求項３の発明のステップ（２）でブランチメト
リックμ（Δφn ）が演算され、判定帰還復号部２２で
はステップ（３）でそのＭ個のブランチメトリックμ
（Δφn ）の最大を与える状態Δφ⌒n が求められて復
号シンボルとして出力される。参照信号適応予測部２３
では式（６）を演算してフェージングによる受信波の変
動を加味した参照信号を予測してブランチメトリック演
算部２１へ供給する。
予測部２０で式（６）の演算により、予測係数λ（Δφ
n ）を適応的に設定する。請求項３の発明の実施例を図
１Ｃに図１Ａと対応する部分に同一符号を付けて示す。
受信波標本ｚn はブランチメトリック演算部２１におい
て前記請求項３の発明のステップ（２）でブランチメト
リックμ（Δφn ）が演算され、判定帰還復号部２２で
はステップ（３）でそのＭ個のブランチメトリックμ
（Δφn ）の最大を与える状態Δφ⌒n が求められて復
号シンボルとして出力される。参照信号適応予測部２３
では式（６）を演算してフェージングによる受信波の変
動を加味した参照信号を予測してブランチメトリック演
算部２１へ供給する。
【００１９】請求項４の発明の実施例では参照信号適応
予測部２０で、次の逐次演算により予測係数λを適応的
に設定する。 λ＝Θn ／Ωn Ωn ＝｜（ｚn-1 −ｚn-2 ｅｘｐ（ｉΔφ⌒n-1 ）｜2
＋βΩn-1 Θn ＝Ｒｅ［（ｚn −ｚn-1 ｅｘｐ（ｉΔφ⌒n ）（ｚ
n-1 −ｚn-2 ｅｘｐ（ｊΔφ⌒n-1 ））* ］＋βΘn-1 Ω0 ＝δ（小さな正実数），Θ0 ＝０，ｚ-1＝０，Δφ
⌒0 ＝０
予測部２０で、次の逐次演算により予測係数λを適応的
に設定する。 λ＝Θn ／Ωn Ωn ＝｜（ｚn-1 −ｚn-2 ｅｘｐ（ｉΔφ⌒n-1 ）｜2
＋βΩn-1 Θn ＝Ｒｅ［（ｚn −ｚn-1 ｅｘｐ（ｉΔφ⌒n ）（ｚ
n-1 −ｚn-2 ｅｘｐ（ｊΔφ⌒n-1 ））* ］＋βΘn-1 Ω0 ＝δ（小さな正実数），Θ0 ＝０，ｚ-1＝０，Δφ
⌒0 ＝０
【００２０】
【発明の効果】請求項２の発明（β＝１を用いた）を、
４相ＤＰＳＫに適用したときの、フェージングなしのと
きの誤り率特性の計算機シミュレーション結果を図２中
の実線２５に示す。図２の横軸は１ビット当たりの信号
エネルギー対雑音電力密度の比Ｅb ／Ｎ0 である。比較
のため、従来の１シンボル遅延検波および同期検波差動
復号により誤り率のシミュレーション結果をそれぞれ曲
線２６，２７で示してある。誤り率０．１％を確保する
ための所要Ｅb ／Ｎ0 の１シンボル位相遅延検波と同期
検波差動復号との差は１．８ｄＢであるが請求項３の発
明と同期検波差動復号との差を０．６ｄＢ以内に縮める
ことができる。
４相ＤＰＳＫに適用したときの、フェージングなしのと
きの誤り率特性の計算機シミュレーション結果を図２中
の実線２５に示す。図２の横軸は１ビット当たりの信号
エネルギー対雑音電力密度の比Ｅb ／Ｎ0 である。比較
のため、従来の１シンボル遅延検波および同期検波差動
復号により誤り率のシミュレーション結果をそれぞれ曲
線２６，２７で示してある。誤り率０．１％を確保する
ための所要Ｅb ／Ｎ0 の１シンボル位相遅延検波と同期
検波差動復号との差は１．８ｄＢであるが請求項３の発
明と同期検波差動復号との差を０．６ｄＢ以内に縮める
ことができる。
【００２１】前記４相ＤＰＳＫに請求項３の発明を適用
した場合のレイリーフェージング下の特性を図３中の実
線３１，３２で示す。横軸は平均Ｅb ／Ｎ0 であり、実
線３１はｆD Ｔ＝０．０１、実線３２はｆD Ｔ＝０．０
４の場合である。ｆD Ｔはフェージング変動の速さを表
し、ｆD は最大ドップラー周波数（移動端末機の移動速
度／無線搬送波の波長）、Ｔは１シンボルの長さである
（１／Ｔは伝送速度）。ｆD Ｔ＝０．０１、０．０４の
各場合における従来の１シンボル遅延検波法の特性をそ
れぞれ曲線３３，３４で示してある。比較のためフェー
ジングが非常に緩慢であるとき（ｆD Ｔ→０）のときの
同期検波差動復号法および従来の遅延検波法の特性をそ
れぞれ曲線３５，３６で示す。従来の遅延検波法では平
均Ｅb ／Ｎ0 を大きくしても誤り率がある一定値に近づ
いてしまい、それ以下にはならない。ところが、この発
明では、平均Ｅb ／Ｎ0 を大きくすれば誤り率を小さく
できる。
した場合のレイリーフェージング下の特性を図３中の実
線３１，３２で示す。横軸は平均Ｅb ／Ｎ0 であり、実
線３１はｆD Ｔ＝０．０１、実線３２はｆD Ｔ＝０．０
４の場合である。ｆD Ｔはフェージング変動の速さを表
し、ｆD は最大ドップラー周波数（移動端末機の移動速
度／無線搬送波の波長）、Ｔは１シンボルの長さである
（１／Ｔは伝送速度）。ｆD Ｔ＝０．０１、０．０４の
各場合における従来の１シンボル遅延検波法の特性をそ
れぞれ曲線３３，３４で示してある。比較のためフェー
ジングが非常に緩慢であるとき（ｆD Ｔ→０）のときの
同期検波差動復号法および従来の遅延検波法の特性をそ
れぞれ曲線３５，３６で示す。従来の遅延検波法では平
均Ｅb ／Ｎ0 を大きくしても誤り率がある一定値に近づ
いてしまい、それ以下にはならない。ところが、この発
明では、平均Ｅb ／Ｎ0 を大きくすれば誤り率を小さく
できる。
【００２２】このように、請求項２の発明の遅延検波方
法では、予測係数を受信波のフェージング状況に適応し
て変えることができるため、フェージングのあるとき、
ないときとも従来の遅延検波法より誤り率特性が良くな
る。４相ＤＰＳＫに請求項４の発明を適用したときの誤
り率特性の計算機シミュレーション結果を図２中の曲線
３７、図３中の曲線３８，３９でそれぞれ示す。β＝１
としている。この場合は請求項２の発明より特性は若干
劣化しているが従来の遅延検波より特性が良くなってい
る。請求項３、４の各発明は請求項１、２の各発明よ
り、処理量が格段に少ないという利点がある。
法では、予測係数を受信波のフェージング状況に適応し
て変えることができるため、フェージングのあるとき、
ないときとも従来の遅延検波法より誤り率特性が良くな
る。４相ＤＰＳＫに請求項４の発明を適用したときの誤
り率特性の計算機シミュレーション結果を図２中の曲線
３７、図３中の曲線３８，３９でそれぞれ示す。β＝１
としている。この場合は請求項２の発明より特性は若干
劣化しているが従来の遅延検波より特性が良くなってい
る。請求項３、４の各発明は請求項１、２の各発明よ
り、処理量が格段に少ないという利点がある。
【図１】Ａは請求項２の発明を適用した検波器の例を示
すブロック図、Ｂは４相ＤＰＳＫ波を請求項１の発明で
検波する場合のトレリス線図、Ｃは請求項４の発明を適
用した検波器の例を示すブロック図である。
すブロック図、Ｂは４相ＤＰＳＫ波を請求項１の発明で
検波する場合のトレリス線図、Ｃは請求項４の発明を適
用した検波器の例を示すブロック図である。
【図２】４相ＤＰＳＫに請求項２、４の各発明を適用し
た場合の１ビット当りの信号エネルギー対雑音電力密度
に対する誤り率特性のシミュレーション結果と、従来の
１シンボル遅延検波及び同期検波差動復号法の各特性を
示す図。
た場合の１ビット当りの信号エネルギー対雑音電力密度
に対する誤り率特性のシミュレーション結果と、従来の
１シンボル遅延検波及び同期検波差動復号法の各特性を
示す図。
【図３】レイリーフェージング下の図２と同様の各特性
を示す図。
を示す図。
Claims (4)
- 【請求項１】 Ｍレベル差動位相変調（Ｍは３以上の正
整数）の受信波を送信シンボル周期で標本化して時点ｎ
における受信波標本ｚn を得、 各時点毎にＭ個の位相差状態Δφを構成し、一つ前の時
点（ｎ−１）のＭ個の状態Δφn-1 から時点ｎの一つの
状態Δφn への遷移の確からしさを表すブランチメトリ
ックを計算し、 そのブランチメトリックを時点（ｎ−１）の各状態Δφ
n-1 におけるパスメトリックに加算して、各状態Δφ
n-1 を経由する候補系列のパスメトリックを求め、 これら各Δφn-1 を経由するＭ個のパスメトリックの大
小を比較して最小値を与える状態Δφn-1 ′を選択し、 その選択したΔφn-1 ′を時点ｎの状態Δφn に至る生
き残り系列の時点（ｎ−１）における状態としてパスメ
モリに記憶するとともに、そのパスメトリックを時点ｎ
の状態Δφn におけるパスメトリックとしてパスメトリ
ックメモリに記憶し、これを時点ｎのＭ個の状態につい
て行って、これら記憶した時点ｎ個のパスメトリックの
大小を比較して最小値を与える１つの状態Δφn ′を求
め、その状態Δφn ′を出発点としてパスメモリを一定
時点ｋだけトレースバックし、到達した状態を復号シン
ボルΔφ⌒n-k として出力する遅延検波方法において、 上記選択時に、時点（ｎ−２）における受信波標本ｚ
n-2 をΔφn-1 だけ位相回転させ、これと受信波標本ｚ
n-1 とから時点ｎにおける予測したフェージング変動を
含む時点（ｎ−１）の受信波標本の線形予測値ｚ＾n-1
を、予測係数λを実数として ｚ＾n-1 ＝（１＋λ）ｚn-1 −λｚn-2 ｅｘｐ（ｊΔφ
n-1 ） により求め、 この線形予測値ｚ＾n-1 をΔφn だけ位相回転したもの
と受信波標本ｚn との２乗誤差を、上記ブランチメトリ
ックとすることを特徴とするＤＰＳＫ波線形予測遅延検
波方法。 - 【請求項２】 時点ｎにおける上記Ｍ個の状態Δφn に
生き残り系列を求めた後に、受信波標本とその線形予測
値との誤差を最小にする予測係数λを、各生き残り系列
を遡って逐次誤差最小アルゴリズムにより求めることを
特徴とする請求項１記載のＤＰＳＫ波線形予測遅延検波
方法。 - 【請求項３】 Ｍレベル差動位相変調（Ｍは２以上の正
整数）の受信波を送信シンボル周期で標本化して時点ｎ
における受信波標本ｚn を得、 各時点毎にＭ個の位相差状態Δφを構成し、一つ前の時
点（ｎ−１）で符号判定された位相差状態Δφ⌒n-1 か
ら、時点ｎのＭ個の状態Δφn への各遷移の確からしさ
を表すブランチレトリックを求め、 これらＭ個のブランチメトリックの大小を比較して最大
のブランチメトリックを与える状態Δφ⌒n を求め、こ
れを復号シンボルΔφ⌒n として出力する遅延検波方法
において、 時点（ｎ−２）における受信標本ｚn-2 をΔφ⌒n-1 だ
け位相回転させ、これと、受信波標本ｚn-1 とから、予
測された時点ｎにおけるフェージング変動を含む時点
（ｎ−１）の受信波標本の線形予測値ｚ＾n-1 を、λを
実数として、 ｚ＾n-1 ＝（１＋λ）ｚn-1 −λｚn-2 ｅｘｐ（ｊΔφ
⌒n-1 ） により求め、 この線形予測値ｚ＾n-1 をΔφn だけ位相回転させて時
点ｎにおける受信波の候補とし、これと受信波標本ｚn
との内積の実数値を、時点（ｎ−１）の状態Δφ⌒n-1
から時点ｎの状態Δφn への上記ブランチメトリックμ
（Δφn ）とすることを特徴とするＤＰＳＫ波線形予測
遅延検波方法。 - 【請求項４】 時点ｎにおける復号シンボルΔφ⌒n を
求めた後に、受信波標本とその線形予測値との誤差を最
小とする予測係数λを、復号系列を遡って逐次誤差最小
アルゴリズムにより求めることを特徴とする請求項３記
載のＤＰＳＫ波線形予測遅延検波方法。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06186098A JP3141916B2 (ja) | 1994-08-08 | 1994-08-08 | Ｄｐｓｋ波線形予測遅延検波方法 |
| PCT/JP1995/001517 WO1996005680A1 (en) | 1994-08-08 | 1995-08-01 | Dpsk wave linear prediction delay detection method |
| DE69532577T DE69532577T2 (de) | 1994-08-08 | 1995-08-01 | Verfahren zur verzögerungsdemodulation von dpsk-wellen mit linearer prädiktion |
| CN95190746A CN1086088C (zh) | 1994-08-08 | 1995-08-01 | 用于差分相移键控波的线性预测差分检测方法 |
| US08/600,951 US5654667A (en) | 1994-08-08 | 1995-08-01 | Linear predictive differential detection method for DPSK waves |
| EP95926525A EP0723353B1 (en) | 1994-08-08 | 1995-08-01 | Dpsk wave linear prediction delay detection method |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06186098A JP3141916B2 (ja) | 1994-08-08 | 1994-08-08 | Ｄｐｓｋ波線形予測遅延検波方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0851463A true JPH0851463A (ja) | 1996-02-20 |
| JP3141916B2 JP3141916B2 (ja) | 2001-03-07 |
Family
ID=16182337
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP06186098A Expired - Fee Related JP3141916B2 (ja) | 1994-08-08 | 1994-08-08 | Ｄｐｓｋ波線形予測遅延検波方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3141916B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004529524A (ja) | 2000-12-15 | 2004-09-24 | ブロードストーム テレコミュニケイションズ インコーポレイテッド | 適応クラスタ構成及び切替による多重キャリア通信 |
| US8891414B2 (en) | 2000-12-15 | 2014-11-18 | Adaptix, Inc. | Multi-carrier communications with adaptive cluster configuration and switching |
-
1994
- 1994-08-08 JP JP06186098A patent/JP3141916B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004529524A (ja) | 2000-12-15 | 2004-09-24 | ブロードストーム テレコミュニケイションズ インコーポレイテッド | 適応クラスタ構成及び切替による多重キャリア通信 |
| US8891414B2 (en) | 2000-12-15 | 2014-11-18 | Adaptix, Inc. | Multi-carrier communications with adaptive cluster configuration and switching |
| US8934375B2 (en) | 2000-12-15 | 2015-01-13 | Adaptix, Inc. | OFDMA with adaptive subcarrier-cluster configuration and selective loading |
| US8934445B2 (en) | 2000-12-15 | 2015-01-13 | Adaptix, Inc. | Multi-carrier communications with adaptive cluster configuration and switching |
| US8958386B2 (en) | 2000-12-15 | 2015-02-17 | Adaptix, Inc. | Multi-carrier communications with adaptive cluster configuration and switching |
| US8964719B2 (en) | 2000-12-15 | 2015-02-24 | Adaptix, Inc. | OFDMA with adaptive subcarrier-cluster configuration and selective loading |
| US9191138B2 (en) | 2000-12-15 | 2015-11-17 | Adaptix, Inc. | OFDMA with adaptive subcarrier-cluster configuration and selective loading |
| US9203553B1 (en) | 2000-12-15 | 2015-12-01 | Adaptix, Inc. | OFDMA with adaptive subcarrier-cluster configuration and selective loading |
| US9210708B1 (en) | 2000-12-15 | 2015-12-08 | Adaptix, Inc. | OFDMA with adaptive subcarrier-cluster configuration and selective loading |
| US9219572B2 (en) | 2000-12-15 | 2015-12-22 | Adaptix, Inc. | OFDMA with adaptive subcarrier-cluster configuration and selective loading |
| US9344211B2 (en) | 2000-12-15 | 2016-05-17 | Adaptix, Inc. | OFDMA with adaptive subcarrier-cluster configuration and selective loading |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3141916B2 (ja) | 2001-03-07 |
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