JPH0856943A

JPH0856943A - 超音波診断装置

Info

Publication number: JPH0856943A
Application number: JP6215231A
Authority: JP
Inventors: Morio Nishigaki; 森雄西垣; Hiroshi Fukukita; 博福喜多; Takashi Hagiwara; 尚萩原; Yoshihiko Ito; 嘉彦伊藤; Yoshito Tosawa; 義人東沢
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1994-08-18
Filing date: 1994-08-18
Publication date: 1996-03-05

Abstract

(57)【要約】【目的】回路規模の小さい低コストの超音波診断装置
を提供する。【構成】疑似雑音信号を発生する疑似雑音発生手段６
と、受信信号に疑似雑音信号を加算する複数の加算手段
17−１〜17−４と、各加算手段の出力をディジタル信号
に変換する複数のＡ／Ｄ変換手段４−１〜４−４と、複
数のＡ／Ｄ変換手段の出力を遅延加算する遅延加算手段
５とを備えた超音波診断装置において、遅延加算手段と
して、Ａ／Ｄ変換手段の各々から入力したディジタルデ
ータを遅延させて出力する遅延手段19−１〜19−４と、
この遅延手段から入力したディジタルデータにゼロを補
間した後、フィルタ処理を施して出力する補間手段20−
１〜20−４と、複数の補間手段の出力を加算する加算手
段21とを設け、この補間手段によって疑似雑音信号の成
分を除去するように構成する。疑似雑音信号がこの補間
手段のフィルタで除去されるため、疑似雑音信号を除く
ための特別のフィルタを設ける必要がなく、回路規模を
小さくすることができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、複数の振動子によって
受信したエコー信号をディジタル処理して被検部位の画
像を表示する超音波診断装置に関し、特に、精度の高い
Ａ／Ｄ変換が実現できるように構成したものである。

【０００２】

【従来の技術】超音波診断装置は、探触子の複数のエレ
メント（振動子）から超音波を生体内に送り、内部組織
の音響インピーダンスの差異によって生ずる反射エコー
を各エレメントで受信し、このエコー信号から得られる
画像情報に基づいて被検部位についての画像を形成して
いる。

【０００３】探触子には、数十個乃至数百個のエレメン
トが設けられており、この内の複数個から成るグループ
を一斉に駆動して１本の超音波ビームを発射し、また、
このグループの左端のエレメントを外し、右側に一つの
エレメントを加えるという操作を繰り返すことによっ
て、超音波ビームを移動する。

【０００４】このグループの各エレメントの超音波発射
時刻に僅かな時間差をつけることによって、一定方向に
向かって収束する超音波ビームを得ることができ、その
時間差を変えることによって、超音波ビームの放射方向
やビームの収束する焦点域を変化させることができる。

【０００５】グループの各エレメントから発射された超
音波ビームのエコー信号は、それぞれのエレメントで受
信され、この受信されたエコー信号を、被検部位から各
エレメントまでの到達時間差に応じた補正を加えた後に
加算することにより、分解能の高い画像信号を得ること
ができる。

【０００６】この時間補正には、従来からコイルとコン
デンサによるアナログ遅延線が用いられてきたが、アナ
ログ遅延線は、高い周波数や長い遅延時間を必要とする
場合に性能確保が難しいこと、個々の部品により遅延時
間のバラツキがあること等の問題を有していた。そのた
めエコー信号をＡ／Ｄ変換器によりディジタル信号に変
換した後、遅延加算を行なう方式が考案されている（特
開昭６１−８０３９号公報）。

【０００７】この方式の超音波診断装置は、図１４に示
すように、複数のエレメントＴ１〜Ｔ４を備える探触子
１（この場合、構成を簡単にするためエレメントの数を
４としている）と、各エレメントを駆動するためのパル
スを発生し、各エレメントが受信したパルスを受け入れ
るパルサレシーバ２−１〜２−４と、受信信号を増幅す
るゲイン・コントロール・アンプ３−１〜３−４と、入
力信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器４−１
〜４−４と、入力ディジタル信号を遅延加算する遅延加
算部５と、各部の動作を制御する制御部７とを備えてい
る。また、パルスドプラやカラーフロー血流映像装置で
は、ドップラー効果を利用して血流情報を得るために、
直交する参照信号を発生する参照信号発生器10と、直交
する参照信号とエコー信号とを乗算する乗算器８、９
と、入力する信号の高調波成分を除去するフィルタ11、
12と、フィルタ11、12から出力された信号を基に速度演
算を行なう信号処理部13とを備え、また、Ｂモード（断
層像表示）のためにはディジタルビーム合成部５の出力
を検波する検波器14を備え、さらに、検波器14及び信号
処理部13から出力されたディジタル信号をテレビ方式の
スキャンニング（走査）に合わせて出力するディジタル
・スキャン・コンバータ（ＤＳＣ）15と、超音波映像を
表示する表示部16とを備えている。

【０００８】この超音波診断装置では、制御部７から、
電子集束やステアリング（扇形走査）、リニア走査等を
行なうために位相制御されたパルストリガ信号がパルサ
レシーバ２−１〜２−４に出力され、各パルサレシーバ
２−１〜２−４は、パルストリガ信号に同期して、探触
子１の各エレメント（振動子）Ｔ１〜Ｔ４を駆動するド
ライブパルスを発生する。被検体内で反射した超音波
は、同じエレメントＴ１〜Ｔ４で受信され、パルサレシ
ーバ２−１〜２−４を通過しゲイン・コントロール・ア
ンプ３−１〜３−４で適度に増幅され、Ａ／Ｄ変換器４
−１〜４−４に送られてディジタル信号に変換される。
Ａ／Ｄ変換器４−１〜４−４で変換されたディジタル信
号は、遅延加算部５で遅延加算される。

【０００９】遅延加算部５から出力されたディジタル信
号は、映像表示のための処理が行なわれる。パルスドプ
ラあるいはカラーフロー血流映像装置では、このディジ
タル出力信号に、乗算器８、９において、参照信号発生
器10より作られた参照信号が乗算され、フィルタ11、12
で高調波成分が除去された後、信号処理部13でクラッタ
信号の除去や速度演算が行なわれ、ＤＳＣ15を経て表示
部16に表示される。

【００１０】Ｂモードの場合は、遅延加算部５の出力が
検波部14で検波され、ＤＳＣ15を経て表示部16に断層像
が表示される。

【００１１】各エレメントの受信するエコー信号は、横
隔膜や血液といった反射率の異なるものからの反射波を
含んでいるため広いダイナミックレンジを有している。
そのため、エコー信号をディジタルデータに変換するＡ
／Ｄ変換器は、広いダイナミックレンジに対応できるよ
うに、ビット数の多いものを使う必要がある。しかし、
エレメントと同じ数の、数十から数百個を使用するＡ／
Ｄ変換器に、こうしたダイナミックレンジの広い、高い
Ａ／Ｄ特性を持つものを用意するとなると超音波診断装
置のコストが大幅に上昇してしまう。

【００１２】こうした点を解決するために、本発明者等
は、Ａ／Ｄ変換器そのものの高性能化を必要とせずに、
Ａ／Ｄ変換における誤差を少なくできる超音波診断装置
を考案した（特願平５−３０４２７号）。

【００１３】この装置は、図１５に示すように、Ｎケの
配列する振動子Ｔ１〜ＴＮで構成されたアレイ型の超音
波探触子１（この例では説明を簡単にするため、Ｎ＝４
としている）と、各エレメントを駆動するためのパルス
を発生し、各エレメントが受信したパルスを受け入れる
パルサレシーバ２−１〜２−４と、階段状の雑音波形
（ディザ信号）を出力する疑似雑音源６と、パルサレシ
ーバ２−１〜２−４の出力とディザ信号とを加算する加
算器17−１〜17−４と、加算器17−１〜17−４の出力を
Ａ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器４−１〜４−４と、各Ａ／
Ｄ変換器４−１〜４−４の出力を遅延加算する遅延加算
部５と、各部を制御する制御部７とを備えている。ま
た、遅延加算部５の出力を用いて映像表示信号を形成す
るための構成は、Ｂモードにおいてフィルタ18が付加さ
れている点を除いて従来の装置（図１４）と変わりがな
い。

【００１４】この超音波診断装置の基本的な動作は、図
１４に示した前記の装置と同じである。ただ、疑似雑音
源６の出力が加算器17−１〜17−４によりパルサレシー
バ２−１〜２−４で受信したエコー信号に加算される
点、及びＢモードにおいて、遅延加算部５の出力に含ま
れる疑似雑音信号がフィルタ18で除かれる点だけが異な
っている。

【００１５】疑似雑音信号を用いた動作を詳しく説明す
る。

【００１６】疑似雑音源から発生される雑音波形として
は種々のものが考えられる。いま、この疑似雑音信号Ｎ
（ｍ）が、図１３に示すように４サンプルクロックを１
周期とする振幅０．７５相当の鋸歯状波形の信号とす
る。このとき、Ｎ（ｍ）は以下のように表せる。

【００１７】Ｎ（ｍ＋０）＝−０．３７５Ｎ（ｍ＋１）＝−０．１２５Ｎ（ｍ＋２）＝０．１２５Ｎ（ｍ＋３）＝０．３７５Ａ／Ｄ変換器の１ＬＳＢが振幅１に等しく、Ａ／Ｄ変換
器に振幅１．５１の直流信号が入力し、また、Ａ／Ｄコ
ンバータのスレッシホールドレベルが１．５であるとす
ると、ディザ信号の加算がない場合には、Ａ／Ｄ変換器
から４サンプルクロック間に出力される４つの値は全て
２となり、入力する直流信号との間に０．４９の誤差が
生ずる。

【００１８】これに対して、ディザ信号を加えた場合で
は、Ａ／Ｄ変換器には、４サンプルクロック間に１．１
３５、１．３８５、１．６３５、１．８８５の値が順次
入力し、Ａ／Ｄ変換器は、これを１、１、２、２の値に
Ａ／Ｄ変換する。この変換された値の平均を取ると、平
均値は１．５であるから、入力信号との誤差は０．０１
に減少することになる。

【００１９】この例のように、疑似雑音信号を加算して
平均を取ることによって、量子化誤差を下げることがで
きる。量子化誤差の最大値で比較すると、通常の量子化
誤差の最大が±０．５であるのに比べて、疑似雑音信号
を加算して平均をとる処理を行なった場合には、その平
均値の量子化誤差の最大値は±０．１２５となり、通常
の１／４に減少する。

【００２０】この方式でＡ／Ｄ変換を行なった場合、サ
ンプリングの速度は等価的に見て低下するが量子化誤差
は小さくなる。

【００２１】疑似雑音源６はこのような目的で雑音を発
生する。疑似雑音信号には、その周波数スペクトラムが
受信信号の帯域と重ならないような周期、波形のものを
選ぶ必要がある。

【００２２】入力した受信信号は、加算器17−１〜17−
４で疑似雑音源６から出力された疑似雑音信号と加算さ
れ、加算された信号は、Ａ／Ｄ変換器４−１〜４−４で
ディジタルデータに変換され、変換されたディジタルデ
ータは、遅延加算部５において遅延加算される。遅延加
算部５では、この遅延加算に際して、それぞれのチャネ
ルにおけるＡ／Ｄ変換器４−１〜４−４の出力を４サン
プルに亙って加算（新しいサンプルデータが入力するご
とに、前３つのサンプルデータと加算）するとともに、
こうして加算された各チャネルのデータを１つに遅延加
算する。

【００２３】Ｂモードでは、遅延加算された受信信号が
ローパス特性を有するフィルタ18に通される。遅延加算
された受信信号に含まれる疑似雑音信号の成分は、元々
の受信信号（エコー）の周波数帯域とは異なり、受信信
号の周波数帯域に比べて高いところに存在しているの
で、疑似雑音信号の成分は、このフィルタ18によって除
去される。フィルタ18を通った受信信号は、検波部14で
包絡線検波され、ＤＳＣ15を経由して表示部16に表示さ
れる。

【００２４】ドプラ血流計またはドプラ映像装置におい
ては、遅延加算された受信信号が乗算器８、９に入力
し、ここで互いに直交する２つの参照信号とミキシング
され、その後、フィルタ11、12に入力する。

【００２５】このフィルタ11、12は、位相検波出力中の
高調波成分の除去を目的としているが、合わせて疑似雑
音信号を除去することも可能である。乗算器８、９での
位相検波の結果、受信信号の帯域は直流および低い周波
数帯域にシフトする。疑似雑音信号のスペクトラムも周
波数シフトするが、その帯域は受信信号のものと重なら
ないため、ローパス特性を有するフィルタ11、12により
受信信号のみが取り出される。

【００２６】信号処理部13は、フィルタ11、12により低
い周波数成分のみが抽出された受信信号から血流情報を
演算によって求め、この演算に基づいて血流を表わす画
面がＤＳＣ15を通して表示部16に表示される。

【００２７】このように、超音波診断装置のＡ／Ｄ変換
に以上のような方式を導入することによって、変換精度
を高め、Ｓ／Ｎ比の向上を図ることができる。

【００２８】

【発明が解決しようとする課題】しかし、従来の疑似雑
音信号を用いる超音波診断装置では、疑似雑音信号を除
去するためのフィルタが必要であるため、回路規模が増
大することや、ディザ信号の周波数が入力信号周波数と
ナイキスト周波数との間に入るような場合でなければＡ
／Ｄ変換特性の改善ができない、言い換えれば入力周波
数が高い場合には改善できないという問題点があった。

【００２９】さらに、Ａ／Ｄ変換器に入力する信号にノ
イズ成分が多く含まれる場合や信号振幅の大きいときに
はディザの効果が現れにくいという問題があった。

【００３０】本発明は、こうした従来の問題点を解決す
るものであり、疑似雑音信号を除くためのフィルタ機能
を他の機能で代用することによって回路規模の増加を防
ぎ、低コストの超音波診断装置を提供することを目的と
している。

【００３１】また、エコー信号の周波数が高いときでも
それを精度良く取り込むことができる超音波診断装置を
提供することを目的としている。

【００３２】また、入力信号のノイズ量や信号振幅が大
きい場合にも高画質の画像を表示できる超音波診断装置
を提供することを目的としている。

【００３３】さらに、疑似雑音源から不要ノイズの発生
を防ぐことによって高精度のＡ／Ｄ変換を実施すること
ができ、高画質の画像を表示することができる超音波診
断装置を提供することを目的としている。

【００３４】

【課題を解決するための手段】そこで、本発明では、疑
似雑音信号を発生する疑似雑音発生手段と、受信信号に
疑似雑音信号を加算する複数の加算手段と、各加算手段
の出力をディジタル信号に変換する複数のＡ／Ｄ変換手
段と、複数のＡ／Ｄ変換手段の出力を遅延加算する遅延
加算手段とを備えた超音波診断装置において、遅延加算
手段として、Ａ／Ｄ変換手段の各々から入力したディジ
タルデータを遅延させて出力する遅延手段と、この遅延
手段から入力したディジタルデータにゼロを補間した
後、フィルタ処理を施して出力する補間手段と、複数の
補間手段の出力を加算する加算手段とを設け、この補間
手段によって疑似雑音信号の成分を除去するように構成
している。

【００３５】また、この加算手段の半数に加えられる疑
似雑音信号の位相を反転する反転手段を設けている。

【００３６】また、各加算手段に加えられる疑似雑音信
号の位相を順相または逆相に切換える切換え手段と、こ
の切換え手段が順相または逆相の一方を選択していると
きの遅延加算手段の出力を記憶するメモリと、切換え手
段が順相または逆相の他方を選択しているときの遅延加
算手段の出力とメモリから読み出したデータとを加算す
る加算手段とを設けている。

【００３７】また、一つの受信信号に対する疑似雑音信
号の加算を２ｎ個の加算手段で行なうとともに、この２
ｎ個の加算手段の半数に加わえられる疑似雑音信号の位
相を反転させる反転手段を設けている。

【００３８】また、疑似雑音信号の周波数を受信信号の
周波数と重ならない低い周波数帯域に設定するととも
に、Ａ／Ｄ変換手段の出力信号の帯域を制限する帯域制
限手段を設けている。

【００３９】また、疑似雑音信号の波形を受信信号のノ
イズ量に応じて変化させている。

【００４０】また、疑似雑音信号の位相を受信信号の送
信シーケンスによって変化させている。

【００４１】また、受信信号の振幅がこの送信シーケン
スの増加に伴って微増するときは、疑似雑音信号の位相
を送信シーケンスの増加に伴って減少させ、受信信号の
振幅が送信シーケンスの増加に伴って微減するときは、
疑似雑音信号の位相を送信シーケンスの増加に伴って増
加させている。

【００４２】また、疑似雑音発生手段から、この疑似雑
音信号としてランプ波を発生させている。

【００４３】また、このランプ波のオフセットを送信シ
ーケンスごとに変化させている。

【００４４】また、このランプ波の傾きを受信信号のノ
イズ量に応じて変化させている。

【００４５】また、このランプ波の傾きを受信信号の周
波数に応じて変化させている。

【００４６】

【作用】そのため、遅延加算手段に補間手段を備える装
置では、疑似雑音信号がこの補間手段のフィルタで除去
されるため、疑似雑音信号を除くための特別のフィルタ
を設ける必要がなく、回路規模を小さくすることができ
る。

【００４７】また、加算手段の半数に順相の疑似雑音信
号を加え、残りの半数に逆相の疑似雑音信号を加えた
り、各加算手段に加える疑似雑音信号を一回ごとに反転
させた後、その遅延加算結果を足し合わせたり、或い
は、一つの受信信号を二つに分けて、一方に順相の疑似
雑音信号を加算し、他方に逆相の疑似雑音信号を加算し
たりすることによって、疑似雑音信号を相殺することが
できる。そのため、疑似雑音信号を除去するための特別
のフィルタがいらなくなる受信信号の周波数が高い場合
でも、疑似雑音信号の周波数を、受信信号の周波数帯域
と重ならないように低く設定するとともに、Ａ／Ｄ変換
後の信号を帯域制限して疑似雑音信号の成分を除くこと
により、Ｓ／Ｎ比や分機能を向上させることができる。

【００４８】また、Ａ／Ｄ変換を高精度に改善し得る疑
似雑音信号波形は、受信信号に多くのノイズが含まれる
場合には、むしろ誤差を大きくしてしまう。そのため、
疑似雑音信号波形を受信信号のノイズ量に応じて使い分
けて、ノイズが少ないときには、Ａ／Ｄ変換の改善度合
いが高い疑似雑音信号波形を用い、逆にノイズが多いと
きには、Ａ／Ｄ変換の改善度合いが低い疑似雑音信号波
形を用いることにより、それぞれの状況の下での最適の
改善を図ることができる。

【００４９】また、受信信号の振幅の時間的変動が大き
い場合には、一つの送信シーケンスの時間的に前後する
サンプリングデータに疑似雑音信号を加算しても、量子
化誤差の低減は期待できない。しかし、送信シーケンス
を繰り返し行なう場合には、各送信シーケンスにおける
同一深部からの受信信号の振幅は、ほぼ一定しているの
で、こうしたサンプリングデータに疑似雑音信号を加算
する（つまり、送信シーケンスごとに疑似雑音信号の異
なる位相レベルを加える）ことによって、Ａ／Ｄ変換の
精度を高めることができる。

【００５０】この場合、送信シーケンスが増すごとに同
一深部の受信信号の振幅が微増する場合には、これを相
殺するように、送信シーケンスが増すごとに位相が低下
する疑似雑音信号波形を使用し、逆に微減する場合に
は、位相が増加する疑似雑音信号波形を使用することに
より、効果を一層高めることができる。

【００５１】疑似雑音信号の代わりにランプ波を用いる
場合には、疑似信号発生源からの不要なノイズ発生が無
くなり、Ｓ／Ｎ比や分解能が向上する。この場合、ラン
プ波のオフセットを送信シーケンスごとに変化させるこ
とによって、前述した、送信シーケンスごとに疑似雑音
信号の異なる位相レベルを加える場合と同様の効果を得
ることができる。

【００５２】また、ランプ波の傾きを受信信号のノイズ
量に応じて変える場合は、疑似雑音信号の波形をノイズ
量に応じて変えるときと同じ効果を得ることができる。

【００５３】また、ランプ波の傾きを受信信号の周波数
に応じて変えることにより、その受信状態において求め
得る最適な形でＡ／Ｄ変換精度を高め、Ｓ／Ｎ比を向上
させることができる

【実施例】

（第１実施例）第１実施例の超音波診断装置は、遅延加
算部において、遅延加算の処理と併せて疑似雑音信号の
除去を行なう。

【００５４】この装置は、図１に示すように、疑似雑音
発生器６から発生された疑似雑音信号をエコー信号に加
算するアナログ加算器17−１〜17−４と、アナログ加算
器17−１〜17−４の出力をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器
４−１〜４−４と、変換されたディジタルデータを遅延
加算する遅延加算器５とを備え、遅延加算器５には、メ
モリへのデータの書込み時期と読出し時期とを違えるこ
とによって遅延を実現する遅延手段19−１〜19−４と、
遅延時間を更に細かい単位に設定する補間手段20−１〜
20−４と、各補間手段20−１〜20−４の出力を加算する
加算手段21とを具備している。なお、エコー信号を得る
ための手段及び遅延加算部５からの遅延加算出力を映像
表示する手段については図示を省略しているが、これら
は図１４の従来の装置と同じである。

【００５５】この装置の加算器17−１〜17−４には、各
エレメントで受信されたエコー信号が適度の振幅に増幅
されて入力する一方、疑似雑音発生器６から疑似雑音信
号が入力する。これらの信号は加算器17−１〜17−４で
加算されたあと、Ａ／Ｄ変換器４−１〜４−４でディジ
タルデータに変換され、遅延加算部５に入力する。

【００５６】入力したディジタルデータは、遅延加算部
５の遅延手段19−１〜19−４を構成するメモリに書込ま
れ、非同期に読出されることによって遅延を受ける。な
お、このとき、各遅延手段19−１〜19−４からは、それ
ぞれのチャネルに時間的に前後して入力した、疑似雑音
信号の１周期に相当する数のサンプルデータが読み出さ
れる。

【００５７】ここで重要なことは、この遅延手段19−１
〜19−４で得られる遅延単位はＡ／Ｄ変換器４−１〜４
−４のサンプリング周波数で決定されてしまうというこ
とである。一般的に用いられるＡ／Ｄ変換器はサンプリ
ング周波数が数十ＭＨｚであるから遅延時間の単位は数
十ｎｓｅｃである。しかし、遅延加算には、さらに細か
い数ｎｓｅｃの精度の遅延時間の単位が必要とされる。

【００５８】そこで、補間手段20−１〜20−４により、
遅延時間単位をさらに細かく設定する。この補間手段20
−１〜20−４は、サンプリングデータ間にゼロを挿入す
るとともに、ゼロの補間されたデータを平滑化するロー
パスフィルタによって構成され、真のサンプリングデー
タ間にゼロを挿入することにより、見かけ上のサンプリ
ング周波数を高め、遅延時間の単位を細かくする働きを
する。挿入するゼロの数を変えることによって、遅延時
間は種々の単位に設定される。

【００５９】各補間手段20−１〜20−４の出力は加算手
段21に入力し、細かい遅延時間単位の下で各チャネルの
ディジタルデータが遅延加算される。

【００６０】この補間の手法はＣＤプレーヤの再生時に
行なわれているものと同様の手法である。

【００６１】エコー信号に加算された疑似雑音信号は、
この補間手段20−１〜20−４のローパスフィルタにより
除去される。

【００６２】このように、第１実施例の装置では、遅延
加算部５の補間手段20−１〜20−４におけるフィルタを
疑似雑音除去に兼用しているため、疑似雑音信号除去用
のフィルタを別に設ける必要がない。従って、超音波診
断装置の回路規模を小さくすることができる。

【００６３】（第２実施例）第２実施例の超音波診断装
置は、エコー信号に加算された疑似雑音信号が遅延加算
により相殺されるように構成している。この装置は、図
２に示すように、４つのアナログ加算器の内の２つ（17
−３、17−４）に加算される疑似雑音信号の位相を反転
する反転増幅器22を備えている。その他の構成は第１実
施例の装置（図１）と変わりがない。

【００６４】この装置では、超音波ビームをステアリン
グしない場合、つまりリニアに走査する場合を想定して
いる。この条件においてはｃｈ１とｃｈ４、ｃｈ２とｃ
ｈ３にはそれぞれ同一の遅延時間が与えられる。

【００６５】反転増幅器22の存在により、加算器17−
３、17−４には、疑似雑音発生器６から、加算器17−
１、17−２に加えられている疑似雑音信号とは位相反転
した疑似雑音信号が加えられる。そのため、遅延加算部
３の加算手段21における加算において、ｃｈ１とｃｈ４
に含まれる疑似雑音信号は逆相になって相殺され、同様
にｃｈ２とｃｈ３に含まれる疑似雑音信号も相殺され
る。そのため疑似雑音信号を除去するためのフィルタが
不要となり、回路規模の小さな超音波診断装置を実現す
ることができる。

【００６６】（第３実施例）第３実施例の超音波診断装
置は、時間的に前後する遅延加算出力のそれぞれに順相
と逆相の疑似雑音信号が含まれるように構成し、それら
を加算することによって疑似雑音信号を相殺している。
この装置は、図３に示すように、疑似雑音信号の位相を
切り換えるスイッチ23と、送信シーケンス１回分の受信
信号における遅延加算部５の出力を記憶するメモリ24
と、遅延加算部５の新たな出力とメモリ24から読み出し
た出力とを加算する加算器25とを備えている。その他の
構成は第１実施例の装置（図１）と変わりがない。

【００６７】この装置は、その使い方として、同じ方向
へ２回ビームフォーミングを行なう場合を想定してい
る。このときの受信時の遅延時間設定は変化されない。
まず１度目のシーケンスでは、疑似雑音発生器６から発
生された疑似雑音信号が反転増幅器22を通さずに各加算
器17−１〜17−４に加わるように、スイッチ23を切り換
え、そのときに得られた遅延加算信号をメモリ24に記憶
させる。次に２度目のシーケンスでは、疑似雑音信号が
反転増幅器22を通して各加算器17−１〜17−４に加わる
ように、スイッチ23を切り換える。そして、そのときに
得られた遅延加算信号と、１度目のシーケンスにおける
遅延加算信号をメモリ24より読みだして加算器25で加算
する。

【００６８】このとき加算器25において１度目のシーケ
ンスと２度目のシーケンスとに含まれる疑似雑音信号の
位相は逆になるため、加算によって相殺される。これに
より疑似雑音信号を除去するフィルタが不要となり回路
規模の小さな超音波診断装置を実現できる。

【００６９】この例では２回のシーケンスを加算する場
合について述べたが、メモリ24や加算器25の構成により
３回以上の加算においても同様の効果が得られることは
明白である。

【００７０】（第４実施例）第４実施例の超音波診断装
置は、疑似雑音信号を相殺するために、１つのチャンネ
ルの受信信号に対して、順相の疑似雑音信号の加算と逆
相の疑似雑音信号の加算とを行なっている。また、この
装置では、深い部位のエコーを取り込む場合と浅い部位
のエコーを取り込む場合とでチャンネル数を切り換えて
おり、浅い部位のエコーを取り込む場合にだけ上述した
方式により疑似雑音信号の加算を行なっている。

【００７１】この装置は、図４に示すように、８チャン
ネルのビームフォーミングに対応して、８つの加算器17
−１〜17−８と、８つのＡ／Ｄ変換器４−１〜４−８
と、各Ａ／Ｄ変換器４−１〜４−８から出力されるディ
ジタルデータを遅延加算する遅延加算部５とを備え、ま
た、疑似雑音発生器６の出力する疑似雑音信号をＯＮ／
ＯＦＦするスイッチ26と、加算器17−１、17−２、17−
７、17−８に加える疑似雑音信号を反転する反転増幅器
22と、ｃｈ１とｃｈ３、ｃｈ２とｃｈ４、ｃｈ５とｃｈ
７及びｃｈ６とｃｈ８とをそれぞれ切り換えるスイッチ
27−１、27−２、27−３、27−４とを備えている。

【００７２】この装置で深い部位のエコーを取り込む場
合には、スイッチ26をＯＦＦに、またスイッチ27−１〜
27−４をそれぞれａ側に接続して、８チャンネルを使っ
て、疑似雑音信号を用いない従来の動作を行なう。

【００７３】浅い部位のエコーを取り込む場合には、ス
イッチ26をＯＮにし、スイッチ27−１〜27−４をそれぞ
れｂ側に接続する。この結果、使用するチャンネルは、
ｃｈ３、ｃｈ４、ｃｈ５及びｃｈ６の４つに減少する
が、各チャンネルの信号はそれぞれ２系統の回路に、つ
まり、ｃｈ３のエコー信号は加算器17−１と17−３に、
ｃｈ４のエコー信号は加算器17−２と17−４に、ｃｈ５
のエコー信号は加算器17−５と17−７に、また、ｃｈ６
のエコー信号は加算器17−６と17−８に入力される。こ
れは、チャンネルの減少に伴ってＡ／Ｄ変換器の使用数
を減らすと、遅延加算時のダイナミックレンジの増加が
少なくなるので、１つのチャンネルのエコーデータを複
数のＡ／Ｄ変換器に入力することでダイナミックレンジ
の低下を防ごうとするものである。

【００７４】スイッチ26を通過した疑似雑音信号は、加
算器17−３〜17−６には順相で、加算器17−１、17−
２、17−７、17−８には、反転増幅器22を経由して逆相
で入力する。そのため、例えばｃｈ３のエコー信号に対
しては、加算器17−１では順相の疑似雑音信号が加算さ
れ、他方、加算器17−３では逆相の疑似雑音信号が加算
される。これらの加算値のディジタルデータは同一のエ
コーデータに基づくものであるから、遅延加算部５にお
いては同一の遅延が掛けられて遅延加算される。従っ
て、疑似雑音信号は相殺されることになる。これは他の
チャンネルのエコー信号についても同様である。

【００７５】このように、第４実施例の超音波診断装置
では、疑似雑音信号を加算する場合に、その疑似雑音信
号は全て相殺されるため、疑似雑音信号を除去するため
の手段を必要としない。

【００７６】（第５実施例）第５実施例の超音波診断装
置は、周波数が高いエコー信号のディジタルデータを精
度良く得るために、エコー信号に対して低い周波数成分
を持つ疑似雑音信号を加算する。この装置では、疑似雑
音発生器が周波数の低い疑似雑音信号を発生する。ま
た、Ａ／Ｄ変換された後の出力信号に対して、低周波数
の疑似雑音信号を除去するための帯域制限手段が設けら
れる。その他の構成は、これまでの実施例の装置と変わ
るところがない。

【００７７】この装置の動作原理を図５を用いて説明す
る。図５において（ａ）は入力する高周波のエコー信号
波形を表わしている。この入力信号の振幅が１ＬＳＢｐ
ｐ以下である場合には、Ａ／Ｄ変換器内部のしきい値を
横切ることがないため、入力信号の変化に関わらずＡ／
Ｄ変換出力は一定となる。

【００７８】このとき従来例では疑似雑音信号を用いて
解決を図ることになるが、入力信号の周波数が高く、疑
似雑音信号の周波数成分と近い場合には、Ａ／Ｄ変換後
のフィルタによる疑似雑音信号の分離が困難となり、ノ
イズ量が却って増大するという問題が発生する。

【００７９】この実施例の装置では、（ｂ）のように、
入力信号より低い周波数成分を持つ疑似雑音信号を用い
ることによりこの問題を解決する。（ｃ）は、入力信号
（ａ）と疑似雑音信号（ｂ）とを加算したものであり、
これをＡ／Ｄ変換すると（ｄ）のようになる。（ｄ）は
疑似雑音信号成分を含んでいるため、それを除くための
帯域制限を行なうことで所望の信号（ｅ）を得ることが
できる。

【００８０】（第６実施例）第６実施例の超音波診断装
置は、エコー信号のノイズ量によって、そのエコー信号
と加算する疑似雑音信号の波形を使い分けることによ
り、最適のＳ／Ｎ比を引き出す。この装置では、疑似雑
音発生器が、受信信号のノイズ量に応じて異なる波形の
疑似雑音信号を発生する。その他の構成は、これまでの
実施例の装置と変わりがない。

【００８１】受信信号のノイズ量と疑似雑音信号波形と
の関係がＡ／Ｄ変換精度に影響を及ぼす点を図６に基づ
いて説明する。

【００８２】図６の（ａ）は振幅が０．７５ＬＳＢｐｐ
の疑似雑音信号を示している。この疑似雑音信号を入力
信号に印加し、Ａ／Ｄ変換後にフィルタにより帯域制限
する場合には、前述したように、理論的には１／４ＬＳ
Ｂの分解能を得ることが可能である。それに対し（ｂ）
の疑似雑音信号を印加した場合には、０．５ＬＳＢｐｐ
までの分解能しか期待できない。しかし、ここで留意す
べきことは現実の回路では様々な雑音が存在するという
点である。雑音下の動作を考えたとき、理論的に優れた
（ａ）の波形が有効な雑音の範囲は、（ｂ）の波形が有
効な範囲に較べて狭く、従って（ａ）の波形はより低雑
音を要求する。

【００８３】そこで、この実施例の超音波診断装置で
は、回路におけるノイズ量により入力信号に印加する疑
似雑音信号の波形を変える。例えば、（ａ）（ｂ）の２
種類の波形が用意されている場合には、ノイズが少ない
ときには（ａ）の波形、ノイズが多いときには（ｂ）の
波形というように使い分けることで、それぞれの状態の
下での最適なＳ／Ｎ比を引き出すことができる。

【００８４】（第７実施例）第７実施例の超音波診断装
置は、超音波ビームの送受信を複数回行なう場合に、各
送信シーケンスのエコー信号に対して疑似雑音信号を位
相レベルを変えて加算することによりＡ／Ｄ変換精度を
高めている。この装置では、疑似雑音発生器が、送信シ
ーケンスごとに異なる位相レベルの疑似雑音信号を出力
するように構成され、また、遅延加算部が、各々の送信
シーケンスの時間的に前後するサンプリングデータを加
算する代わりに、各送信シーケンスから同一深度のサン
プリングデータを集めて加算する。その他の構成は、こ
れまでの実施例の装置と変わりがない。

【００８５】この実施例の装置は、パルスドプラなど、
同一方向に複数回の送受信を行なう装置を想定してい
る。図７は、こうした送受信で捉えられるエコー信号の
波形を示している。

【００８６】図７においてｘ軸は送信パルス発生からの
時間、ｙ軸は送信の回数、ｚはエコー信号の振幅をそれ
ぞれ表している。太線がエコー信号の波形、ｄｉｊが各
回の送信後におけるサンプル点を表わす。添え字のｉは
送信の回数を、またｊはサンプリング時間の順序を表わ
している。例えば、１番目の送信におけるエコー信号の
サンプリングデータはｄ１１、ｄ１２、ｄ１３、‥であ
る。

【００８７】これまでの実施例の装置では、疑似雑音信
号のＮ（ｍ＋０）をｄ１１に加算し、Ｎ（ｍ＋１）をｄ
１２に加算し、Ｎ（ｍ＋２）をｄ１３に加算する、とい
うように、１つの送信シーケンスの時間的に前後するサ
ンプリングデータに疑似雑音信号の異なる位相レベルを
加算しているが、この図に示すように、サンプリング周
波数がエコー周波数の数倍程度である場合には、量子化
雑音の成分がホワイトノイズとなるので、疑似雑音信号
を印加することによる精度の向上はほとんど期待できな
い。

【００８８】しかし、エコー信号の大部分が血管壁や臓
器によるもので血流のエコーが小さいとすると、異なる
送信シーケンスの同一の深さにおけるエコー信号、例え
ば、ｄ１３、ｄ２３、ｄ３３、‥の変化は緩やかであ
る。

【００８９】そこで、各送信シーケンスのサンプリング
データに、送信シーケンスごとに位相レベルを変えた疑
似雑音信号を加算することによって、各送信シーケンス
の同じ深さのエコー信号に対して、疑似雑音信号の異な
る位相レベルが加わるようにする、つまり、Ｎ（ｍ＋
０）をｄ１３に、Ｎ（ｍ＋１）をｄ２３に、Ｎ（ｍ＋
２）をｄ３３に、‥というような加算を行なうことによ
りＡ／Ｄ変換時の精度を向上させることができる。

【００９０】この場合の疑似雑音信号成分は、位相検波
後に積分器を設けることによって除去することができ
る。

【００９１】（第８実施例）先に説明した第７実施例の
超音波診断装置では、送信シーケンスごとにエコー信号
に加算する疑似雑音信号の位相を変化させているが、第
８実施例の超音波診断装置では、このときの同一深度の
エコー信号が、送信シーケンスの回数が増えたときに増
加するのかどうかに合わせて、疑似雑音信号の方向性
（送信シーケンスの回数が増えるごとに疑似雑音信号の
位相レベルを上げていくのか、下げていくのか）を選択
し、それによりＡ／Ｄ変換精度を高めている。

【００９２】疑似雑音信号の波形は、図８に示すように
方向性があり、また、入力信号にも、送信シーケンスが
増えたときに、同一深度のエコー信号が微増する場合と
微減する場合との方向性がある。この疑似雑音信号の波
形の方向性と入力信号の方向性とは、互いに相殺するよ
うに組み合わせることによって、Ａ／Ｄ変換精度を高め
ることができる。例えばこの図８のように送信シーケン
スの回数が増えるごとに位相レベルが上がる疑似雑音信
号の波形は、微増の方向性を持つ入力信号よりも、微減
の方向性を持つ入力信号に対して、より高いＡ／Ｄ変換
精度を与えることができる。

【００９３】そこで、各部位におけるクラッタ信号の増
加減少を検出し、疑似雑音発生器から、それに適合する
方向性を備えた疑似雑音信号を発生させることにより、
高精度のＡ／Ｄ変換を行なうことができる。

【００９４】（第９実施例）第９実施例の超音波診断装
置は、エコー信号に対してランプ波を加算する。この装
置は、図９に示すように、従来の装置（図１５）の疑似
雑音源に代えてランプ波発生器28を備えており、また、
パルスドプラモードに使用するため、Ｂモードの構成が
除かれている。

【００９５】受信信号に疑似雑音信号を加算する方法
は、疑似雑音信号の印加によって量子化雑音を広い周波
数に拡散させ、帯域制限を行なうことによって精度の向
上を図るものであるが、それに使用される疑似雑音信号
発生回路は、高速なディジタル回路であり、その出力信
号には高い周波数成分を含むため、本来印加するべき疑
似雑音信号以外の雑音成分を印加してしまい、Ｓ／Ｎ比
が逆に悪くなる場合も発生する。これに対し、この実施
例の装置では、疑似雑音信号としてランプ波を用いてい
るため、こうした雑音の発生を防ぐことができる。

【００９６】Ｂモードでは浅い部位から深い部位まで広
い範囲の信号を取り込む必要があるため、疑似雑音信号
としてランプ波を用いると、ランプ波の変化の範囲が広
くなり、ダイナミックレンジの低下やＡ／Ｄ変換器の飽
和を引き起こすことが懸念される。

【００９７】しかし、パルスドプラは、所望の部位から
の反射波が戻るときにだけ受信増幅器のゲートを開き、
所望の深さの反射波のみを計測する方式であるため、デ
ータを得るためのゲート区間はごく短い時間であり、ゲ
ート始点から終点までの間に生じるランプ波の変化は小
さい。従って、パルスドプラでは前述した懸念が無用で
あり、パルスドプラの場合には、ランプ波を用いるこの
実施例の方法が極めて有効である。

【００９８】（第１０実施例）第１０実施例の超音波診
断装置は、超音波ビームの送受信を複数回行なう場合の
エコー信号に対して、Ａ／Ｄ変換精度を高め得る形でラ
ンプ波を印加することができる。この装置では、ランプ
波発生器が、送信シーケンスごとに異なるオフセットの
ランプ波を発生する。その他の構成は、第９実施例の装
置（図９）と変わりがない。

【００９９】第９実施例で述べたように、パルスドプラ
モード時には、疑似雑音信号に代えてランプ波をエコー
信号に印加することにより、雑音の混入を防ぎながらＡ
／Ｄ変換精度を高めることができるが、しかし、第７実
施例の場合と同様に、エコー信号の振幅が時間的に大き
く変化し、エコー周波数とサンプリング周波数との差が
少ない場合には、ランプ波を印加しても大きな効果を得
ることはできない。

【０１００】そこで、この実施例の装置では、送信シー
ケンスごとにランプ波のオフセットを変化させることに
よって第７実施例の場合と同様の効果を得る。

【０１０１】図１０には、この装置のランプ波発生器か
ら発生させるランプ波の波形を例示している。このＤＣ
オフセットの異なる４通りのランプ波を、送信シーケン
スが替わる度に順番に繰り返し選び、その送信シーケン
スにおけるサンプリングデータに加算することで、Ａ／
Ｄ変換における精度を高めることができる。

【０１０２】（第１１実施例）第１１実施例の超音波診
断装置は、入力信号の雑音レベルによってランプ波の傾
きを変え、Ａ／Ｄ変換精度を高めている。この装置で
は、ランプ波発生器が、受信信号のノイズ量に応じて傾
きを変化させたランプ波を発生する。その他の構成は、
第９実施例の装置（図９）と変わりがない。

【０１０３】第９実施例で述べたように、パルスドプラ
モード時には、疑似雑音信号としてランプ波をエコー信
号に印加することにより、雑音の混入を防ぎながらＡ／
Ｄ変換精度を高めることができるが、しかし、第６実施
例の場合と同じように、この効果の程度は、疑似雑音信
号の波形が入力信号のノイズ量に適合しているかどうか
によって違ってくる。

【０１０４】この疑似雑音信号の波形を変えることは、
ランプ波ではその傾きを変えることと等価である。

【０１０５】図１４には、この装置のランプ波発生器か
ら発生されるランプ波の波形を例示している。図１４の
（Ａ）は図６の波形（ａ）に相当し、図１４の（Ｂ）は
図６の波形（ｂ）に相当する。従って、ノイズの少ない
ときには、傾きの小さいランプ波（Ａ）、ノイズの多い
ときには、傾きの大きいランプ波（Ｂ）というように使
い分けることによって、Ｓ／Ｎ比の向上が期待できる。

【０１０６】（第１２実施例）第１２実施例の超音波診
断装置は、受信信号に含まれる周波数成分に応じてラン
プ波の傾きを変えることにより、Ａ／Ｄ変換精度を高め
ている。この装置では、ランプ波発生器が、受信信号に
含まれる周波数成分に応じて、発生するランプ波の傾き
を変更する。その他の構成は、第９実施例の装置（図
９）と変わりがない。

【０１０７】受信信号に加算するランプ波の傾きを変え
た場合には、量子化誤差の変化の周期が変わってくる。
図１２はそれを示しており、ランプ波の傾きが小さい図
１２（Ａ）の波形の場合には、量子化誤差が、同図１２
の下方の図に○で示すように４サンプリング周期で変化
する。これに対して、ランプ波の傾きが大きい図１２
（Ｂ）の波形の場合には、量子化誤差が、×で示すよう
に、２サンプリング周期で変化する。

【０１０８】つまり、ランプ波（Ａ）の場合には、疑似
雑音の周波数がサンプリング周波数の１／４となり、ラ
ンプ波（Ｂ）の場合には、サンプリング周波数の１／２
となる。

【０１０９】これまでの説明から明らかなように、エコ
ー信号の振幅の時間的変動が少ない場合には、疑似雑音
信号の周波数が小さい程、Ａ／Ｄ変換精度が改善され
る。しかし、エコー信号の振幅がサンプリング周期の間
に大きく変動したのでは、Ａ／Ｄ変換精度の改善は期待
できない。従って、エコー信号に含まれる周波数成分が
高い場合には、その周波数帯域と重ならないように、で
きるだけ周波数の高い疑似雑音波形を使用する必要があ
り、エコー信号に含まれる周波数成分が低い場合には、
変換精度を高めるために、できるだけ周波数が低い疑似
雑音波形を使用することが望ましい。

【０１１０】そのため、この実施例の装置では、受信信
号が高い周波数まで含んでいる場合には、傾きの大きい
（Ｂ）のランプ波を使用し、低い周波数成分しか含んで
いない場合には、傾きの小さい（Ａ）のランプ波を使用
して受信信号への加算を行なう。

【０１１１】このように、受信信号に含まれる周波数成
分に応じてランプ波を使い分けることによりＡ／Ｄ変換
精度を高め、Ｓ／Ｎ比を向上させることができる。

【０１１２】

【発明の効果】以上の実施例の説明から明らかなよう
に、本発明の超音波診断装置は、受信信号に印加した疑
似雑音信号を、遅延加算部のフィルタを代用して除去す
ることにより、回路規模の小さい、低コストの超音波診
断装置を実現することが可能となる。

【０１１３】また、この疑似雑音信号を相殺する構成を
取ることによって、小さい回路規模で疑似雑音信号を完
全に取り去ることができる。

【０１１４】また、高い周波数を有する受信信号に対し
ては、低い周波数成分を有する疑似雑音信号を加算して
Ａ／Ｄ変換した後、帯域制限を行なうことにより、Ａ／
Ｄ変換の精度を向上させることができる。

【０１１５】また、受信信号のノイズ量に応じて、受信
信号に加算する疑似雑音信号の波形を変えることによ
り、そのノイズ状態における最適の精度でＡ／Ｄ変換を
実施することができる。

【０１１６】また、受信信号の振幅が大きく、その周波
数がナイキスト周波数に近い場合でも、受信信号に対し
て加算する疑似雑音信号の位相レベルを送信シーケンス
ごとに変えることによって、パルスドプラモードにおけ
るＡ／Ｄ変換精度を高めることができる。

【０１１７】また、このパルスドプラモードにおいて、
送信シーケンスごとの受信信号の増減傾向に合わせて疑
似雑音信号の方向性を選択することにより、精度の高い
Ａ／Ｄ変換を実現することができる。

【０１１８】また、パルスドプラモードにおいて、疑似
雑音信号としてランプ波を受信信号に印加することによ
り、雑音の発生を伴わずにＡ／Ｄ変換精度を高めること
ができる。

【０１１９】また、受信信号の振幅が大きく、その周波
数がナイキスト周波数に近い場合でも、このランプ波の
オフセット量を送信シーケンスごとに変化させることに
より、Ａ／Ｄ変換精度を高めることができる。

【０１２０】さらに、このランプ波の傾きを、受信信号
におけるノイズ量や受信信号の周波数に応じて変えるこ
とにより、パルスドプラモードにおけるＡ／Ｄ変換を高
精度で実施することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１実施例における超音波診断装置の
構成を示すブロック図、

【図２】本発明の第２実施例における超音波診断装置の
構成を示すブロック図、

【図３】本発明の第３実施例における超音波診断装置の
構成を示すブロック図、

【図４】本発明の第４実施例における超音波診断装置の
構成を示すブロック図、

【図５】本発明の第５実施例の超音波診断装置に入出力
する信号の波形図、

【図６】本発明の第６実施例の超音波診断装置に使用す
る疑似雑音信号の波形図、

【図７】本発明の第７実施例の超音波診断装置における
受信信号を説明する説明図、

【図８】本発明の第８実施例の超音波診断装置に使用す
る疑似雑音信号の波形図、

【図９】本発明の第９実施例における超音波診断装置の
構成を示すブロック図、

【図１０】本発明の第１０実施例の超音波診断装置に使
用するランプ波の波形図、

【図１１】本発明の第１１実施例の超音波診断装置に使
用するランプ波の波形図、

【図１２】本発明の第１２実施例の超音波診断装置に使
用するランプ波の波形図と疑似雑音周期を示す図、

【図１３】従来の超音波診断装置に使用する疑似雑音信
号の波形図、

【図１４】従来の超音波診断装置の構成を示すブロック
図、

【図１５】従来の他の超音波診断装置の構成を示すブロ
ック図である。

【符号の説明】

１探触子２−１〜２−４パルサレシーバ３−１〜３−４ゲインコントロールアンプ４−１〜４−８Ａ／Ｄ変換器５遅延加算部６疑似雑音発生器７制御部８、９乗算器 10 参照信号発生器 11、12 フィルタ 13 信号処理部 13−１〜13−２、23、26、27−１〜27−４スイッチ 14 検波器 15 ＤＳＣ 16 表示部 17−１〜17−８、25 加算器 19−１〜19−４遅延手段（メモリ） 20−１〜20−４補間手段 21 加算手段 22 反転増幅器 24 メモリ 28 ランプ波発生回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号庁内整理番号ＦＩ技術表示箇所Ｇ０１Ｓ 7/527 7/536 (72)発明者伊藤嘉彦神奈川県横浜市港北区綱島東四丁目３番１号松下通信工業株式会社内 (72)発明者東沢義人石川県金沢市彦三町二丁目１番45号株式会社松下通信金沢研究所内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】疑似雑音信号を発生する疑似雑音発生手
段と、受信信号に前記疑似雑音信号を加算する複数の加
算手段と、各加算手段の出力をディジタル信号に変換す
る複数のＡ／Ｄ変換手段と、複数のＡ／Ｄ変換手段の出
力を遅延加算する遅延加算手段とを備えた超音波診断装
置において、前記遅延加算手段として、前記Ａ／Ｄ変換手段の各々から入力したディジタルデー
タを遅延させて出力する遅延手段と、前記遅延手段から入力したディジタルデータにゼロを補
間した後、フィルタ処理を施して出力する補間手段と、複数の前記補間手段の出力を加算する加算手段とを設
け、前記補間手段により前記疑似雑音信号の成分を除去
することを特徴とする超音波診断装置。
【請求項２】疑似雑音信号を発生する疑似雑音発生手
段と、受信信号に前記疑似雑音信号を加算する複数の加
算手段と、各加算手段の出力をディジタル信号に変換す
る複数のＡ／Ｄ変換手段と、複数のＡ／Ｄ変換手段の出
力を遅延加算する遅延加算手段とを備えた超音波診断装
置において、前記加算手段の半数に加えられる前記疑似雑音信号の位
相を反転する反転手段を設けたことを特徴とする超音波
診断装置。
【請求項３】疑似雑音信号を発生する疑似雑音発生手
段と、受信信号に前記疑似雑音信号を加算する複数の加
算手段と、各加算手段の出力をディジタル信号に変換す
る複数のＡ／Ｄ変換手段と、複数のＡ／Ｄ変換手段の出
力を遅延加算する遅延加算手段とを備えた超音波診断装
置において、前記各加算手段に加えられる前記疑似雑音信号の位相を
順相または逆相に切換える切換え手段と、前記切換え手段が順相または逆相の一方を選択している
ときの前記遅延加算手段の出力を記憶するメモリと、前記切換え手段が順相または逆相の他方を選択している
ときの前記遅延加算手段の出力と前記メモリから読み出
したデータとを加算する加算手段とを設けたことを特徴
とする超音波診断装置。
【請求項４】疑似雑音信号を発生する疑似雑音発生手
段と、受信信号に前記疑似雑音信号を加算する複数の加
算手段と、各加算手段の出力をディジタル信号に変換す
る複数のＡ／Ｄ変換手段と、複数のＡ／Ｄ変換手段の出
力を遅延加算する遅延加算手段とを備えた超音波診断装
置において、一つの受信信号に対する前記疑似雑音信号の加算を２ｎ
個の前記加算手段で行なうとともに、前記２ｎ個の加算
手段の半数に加わる前記疑似雑音信号の位相を反転する
反転手段を設けたことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項５】疑似雑音信号を発生する疑似雑音発生手
段と、受信信号に前記疑似雑音信号を加算する複数の加
算手段と、各加算手段の出力をディジタル信号に変換す
る複数のＡ／Ｄ変換手段と、複数のＡ／Ｄ変換手段の出
力を遅延加算する遅延加算手段とを備えた超音波診断装
置において、前記疑似雑音信号の周波数を前記受信信号の周波数と重
ならない低い周波数帯域に設定するとともに、前記Ａ／
Ｄ変換手段の出力信号の帯域を制限する帯域制限手段を
設けたことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項６】疑似雑音信号を発生する疑似雑音発生手
段と、受信信号に前記疑似雑音信号を加算する複数の加
算手段と、各加算手段の出力をディジタル信号に変換す
る複数のＡ／Ｄ変換手段と、複数のＡ／Ｄ変換手段の出
力を遅延加算する遅延加算手段とを備えた超音波診断装
置において、前記疑似雑音信号の波形を受信信号のノイズ量に応じて
変化させることを特徴とする超音波診断装置。
【請求項７】疑似雑音信号を発生する疑似雑音発生手
段と、受信信号に前記疑似雑音信号を加算する複数の加
算手段と、各加算手段の出力をディジタル信号に変換す
る複数のＡ／Ｄ変換手段と、複数のＡ／Ｄ変換手段の出
力を遅延加算する遅延加算手段とを備えた超音波診断装
置において、前記疑似雑音信号の位相を受信信号の送信シーケンスに
よって変化させることを特徴とする超音波診断装置。
【請求項８】前記受信信号の振幅が送信シーケンスの
増加に伴って微増するときは、前記疑似雑音信号の位相
を送信シーケンスの増加に伴って減少させ、前記受信信
号の振幅が送信シーケンスの増加に伴って微減するとき
は、前記疑似雑音信号の位相を送信シーケンスの増加に
伴って増加させることを特徴とする請求項７に記載の超
音波診断装置。
【請求項９】疑似雑音信号を発生する疑似雑音発生手
段と、受信信号に前記疑似雑音信号を加算する複数の加
算手段と、各加算手段の出力をディジタル信号に変換す
る複数のＡ／Ｄ変換手段と、複数のＡ／Ｄ変換手段の出
力を遅延加算する遅延加算手段とを備えた超音波診断装
置において、前記疑似雑音発生手段から、疑似雑音信号としてランプ
波を発生させることを特徴とする超音波診断装置。
【請求項１０】前記ランプ波のオフセットを送信シー
ケンスごとに変化させることを特徴とする請求項９に記
載の超音波診断装置。
【請求項１１】前記ランプ波の傾きを受信信号のノイ
ズ量に応じて変化させることを特徴とする請求項９に記
載の超音波診断装置。
【請求項１２】前記ランプ波の傾きを受信信号の周波
数に応じて変化させることを特徴とする請求項９に記載
の超音波診断装置。