JPH0866040A - 交直流パワーコンバータ - Google Patents

交直流パワーコンバータ

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JPH0866040A
JPH0866040A JP7167073A JP16707395A JPH0866040A JP H0866040 A JPH0866040 A JP H0866040A JP 7167073 A JP7167073 A JP 7167073A JP 16707395 A JP16707395 A JP 16707395A JP H0866040 A JPH0866040 A JP H0866040A
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input
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voltage
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JP7167073A
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Mark E Jacobs
エリオット ジャコブズ マーク
Richard W Farrington
ウィリアム ファーリントン リチャード
Jr Robert J Murphy
ジェイムズ マーフィー，ジュニア． ロバート
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AT&T Inc
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Publication date
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Abstract

(57)【要約】 【目的】 高力率整流器の隔離した入力電流の検知方法
を提供する。 【構成】力率を高めるためには、コンバータは、高い力
率パワーコンバータの入力における線インダクタにかけ
る電圧を検知することと磁性的に結合した線感知巻きを
用いる。本発明の実施例における線感知巻きは一般的に
は一巻回である。この巻きは線電流の導関数（時間に関
して）の測定を提供し、特に、この巻きに連結された特
別に設計された積分器は線電流の推定を提供する。積分
器は、誤測定を防ぐためにこの電流の既知の性質を用い
てこの電流を精密に推定するよう動作する。誤測定は積
分定数の再構築、及び他の通常誤差を引き起こす小さい
バイアスに起因する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は高力率のパワーコンバー
タに関する。特に、パワーコンバータへの入力電流を測
定する装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】高力率のパワーコンバータにおいては、
力率は入力電流の波形を入力電圧の波形と一致させる、
またはそれを複製するよう制約することにより強化され
る。これには、入力電流の波形を高精度で測定すること
が必要である。最も簡単な方法は、電流測定抵抗を用
い、それを入力電流のパスに接続することである。しか
しながら、これは電流の測定にノイズを与え、測定した
電流からの金属性隔離を提供しない。別の方法として、
電流変圧器を用いて入力電流波形を測定し、隔離を実現
する。この方法は、変圧器のＤＣ阻止特性により付加さ
れる電流波形の人工ＤＣ回復を必要とし、さらに大きな
回路ボード空間を要求する。電流変圧器は、ＤＣ回復が
必要なため、単方向性を有する。そのため、双反対極変
圧器は全双方向波形を得るために用いられる。さらに、
双方向パワースイッチが回路に使われると、変圧器コア
のコアリセットが必要となり、さらにマルチ変圧器が必
要となる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】従って、本発明の目的
は、高い力率整流器の隔離した電流検知方法を提供する
ことである。
【０００４】
【課題を解決するための手段】前記課題を解決するため
に、本発明は請求項１に記述した隔離した電流検知手段
を提供する。力率を高めるコンバータは、高力率パワー
コンバータの入力における線インダクタにかける電圧を
検知するために、磁性的に結合した線感知巻きを用い
る。本発明の実施例における線感知巻きは一般的には一
巻回である。この巻きは線電流の導関数（時間に関し
て）の測定を提供し、この巻きに連結された特別に設計
された積分器は線電流の推定を提供する。
【０００５】新しい積分器は、この電流の既知の性質を
用いてこの電流を精密に推定するよう動作し、これによ
って誤測定を防ぐ。誤測定は積分定数の再構築、及び他
の通常誤差を引き起こす小さいバイアスに起因する。高
力率パワーコンバータが正しく動作しているとき、入力
電流は零電流点に対して対称であり（すなわち、入力電
流は基本的に正負周期の等値を維持する）、ダイオード
ブリッジによる整流の後、各半分の周期ごとに零に戻
る。整流された入力電流が零へ周期的に戻る性質は、積
分プロセスからのバイアスを評価、除去するために積分
器によって用いられると同時に、積分定数を決定する。
【０００６】このような積分器の特定の実施例では、演
算増幅器積分器の出力は、その出力の周期的な最少値を
決定するために測定される。これらの最少値を表してい
る電圧は、「積分定数」とオフセットバイアス電圧を補
償するため、演算増幅器の入力が合計されるようフィー
ドバックされる。他の実施例では、回路の極性を逆にし
て、この演算増幅器の出力を用いてその出力のピークを
検知して、この値を用いて「積分定数」とオフセットバ
イアス電圧を補償する方法を利用できる。
【０００７】
【実施例】図１は、力率を強化するために高力率整流器
の入力に使用される典型的なブーストパワーコンバータ
１００を示す。高力率切り替え整流器に使用される代表
的なブースト切り替え調整器の基本要素には入力インダ
クタ１０２とパワースイッチ１０３と出力整流ダイオー
ド１０４を含む。その動作は当業者に周知である。パワ
ースイッチ１０３は、インダクタに電流を引き起こすた
めに周期的に導通する。このインダクタには、インダク
タ端子１０６に印加されたＤＣ電圧として、整流器１２
０により提供される整流ＡＣ入力電圧が作用される。パ
ワースイッチは非導通するようバイアスされ、入力イン
ダクタ１０２のバック起電力は出力整流ダイオード１０
４を電流と接触させる。整流されたＡＣラインに直列に
接続されたインダクタを用いたＳＥＰＩＣまたは他の切
り替え位相は、力率強化コンバータに用いることができ
る。
【０００８】パワースイッチ１０３の制御は、リード１
１１を介して出力電圧をモニタするＰＷＭコントローラ
１１０と、電流センサー１１２を介して瞬時整流電流と
に応答する。ＰＷＭコントローラ１１０はパワースイッ
チを高周波数（入力ＡＣ電圧の周波数よりはるかに高
い）で導通、非導通の状態に切り替えさせる駆動電流を
提供し、電流センサー１１２により感知された電流値
が、適切なローパスフィルタにより、入力端子１２１と
１２２に印加した入力ＡＣ電圧の整流された波形を複製
した波形を有するようにする。
【０００９】入力インダクタ１０２における電流は、図
２に示したように、入力インダクタ１０２に磁気的に接
続した第２電流感知巻き２０１を用いてモニタされる。
第２電流感知巻き２０１の電圧は、入力電流を表示する
信号を生成するために、積分回路に印加される。図２は
新しい積分器の回路を示す。この積分器の回路には、第
２電流感知巻き２０１と演算増幅器２０５と積分キャパ
シタ２０６とを有するとともに、演算増幅器２０５の出
力に接続された波谷検知器２１０と、演算増幅器２０５
の出力と波谷検知器２１０とに接続された微分演算増幅
器２１１とを有する。微分演算増幅器２１１の出力はＰ
ＷＭコントローラ（図１）に接続され、整流線電流の推
定を行う。
【００１０】この波谷検知器２１０は演算増幅器２０５
の出力の周期最小値を検知、保持する。これらの値の出
力は、オフセット及び積分定数の値を補償するために、
増幅器２０５の逆転入力２２１にフィードバックされ
る。さらなる理解のために回路の動作を記述する。この
切り替え調整器入力インダクタ１０２は第２の電流感知
巻き２０１に接続され、この第２電流感知巻き２０１は
入力電流の導関数を次のように感知する。 ｅL＝（−Ｌ／ｎ）・（ｄｉ／ｄｔ） ここで、Ｌは入力インダクタ１０２のインダクタンス
で、ｎはインダクタの巻回数と第２電流感知巻き２０１
の巻回数の比で、ｄｉ／ｄｔは入力インダクタ１０２を
流れる電流ｉLの導関数で、ｅLはそのインダクタの第２
電流感知巻き２０１にかかる電圧である。
【００１１】入力電流の導関数を表す電圧ｅLは抵抗２
２２を介して演算増幅器２０５からなる積分器の逆転入
力と積分キャパシタ２０６とにかける。演算増幅器２０
５の出力電圧は高周波数切り替え調整器の切り替え操作
による高周波数波紋と複合された整流正弦波形となる。
一般的には、演算増幅器２０５の出力は小さな入力オフ
セットバイアス及び実際の回路設計に固有な他の小さな
不均一性によりドリフトする。これらのバイアスは通常
入力電流を推定するためにこのような回路の使用を避け
る。これらの小さなバイアスは、図２に示すように、概
念的に非逆転入力の接地点に含まれたバッテリ電圧Ｅ
offsetにより表示される。Ｅoffsetの一般的な値はミリ
ボルト程度で、演算増幅器の選択に依存する。
【００１２】波谷検知器２１０（負ピーク検知器）は演
算増幅器２０５から周期出力電圧の最小値を検知、保持
する。この演算増幅器２０５は５０ないし６０ＨｚのＡ
Ｃライン周波数に対して１００ないし１２０Ｈｚの速度
で周期的に動作している。波谷検知器２１０の出力電圧
は約０．５Ｖ／ｓｅｃの速度で上流へドリフトし、回路
を各８−１０ｍｓｅｃの間に生じる新たな電圧最小値を
検知させるよう設計される。それにより、波谷検知器２
１０からの出力電圧Ｖvalleyは積分器からの電圧最小値
の基準であり、上流へのドリフトの小さな付加によって
増幅器において数ミリボルトののこぎり状誤差波形が付
加される。
【００１３】波谷検知器２１０から出力電圧は抵抗２３
３と２３５からなる電圧分割器の手法により積分器の逆
転入力にフィードバックされる。抵抗２３４はこの電圧
を演算増幅器２０５の逆転入力で合計させる。このフィ
ードバックプロセスは演算増幅器２０５に対してオフセ
ット電圧を生じさせ、前述した積分プロセスにおけるバ
イアスを補償する。
【００１４】演算増幅器２０５におけるオフセットはフ
ィードバックプロセスにより補償されるが、その出力
は、部分的に波谷検知器２１０からのフィードバックプ
ロセスの有限のゲイン及びバンド幅に起因した出力オフ
セットバイアスを小さく変動させる。微分演算増幅器２
１１及びそれに関連した抵抗２３６、２３７、２３８、
２３９は演算増幅器２０５からの出力オフセットバイア
スの残りの微小変動を除去する。この微分演算増幅器２
１１の抵抗２３６、２３７、２３８、２３９は次の比例
関係を満足するよう選択される。 Ｒ238／Ｒ236＝Ｒ239／Ｒ237 このようにして、微分演算増幅器２１１は演算増幅器２
０５の出力電圧から波谷検知器２１０の出力電圧（Ｖ
valley）を引いて、出力リード２３０における入力ライ
ン電流の推定を精密に且つ安定的に行わせる。
【００１５】この電流感知回路の適切な動作のために、
演算増幅器２０５はその逆転入力上に非常に高い入力イ
ンピーダンスを有するだけではなく、入力ＡＣ波形の少
なくとも幾つかの周期において積分キャパシタ２０６の
サイズに対する測定に際して、その入力バイアス電流の
少量の変動は重要でなくなる。これは一般的にＦＥＴ
（演算増幅器２０５のための入力演算増幅器、例えばＬ
Ｍ６０８２）、バイポーラトランジスタ（入力バイアス
電流が入力電圧の変化に依存する特性を有する入力演算
増幅器）の使用を必要としながら、通常適切ではない。
【００１６】出力リード２３０における出力電圧ｅ230
と測定されようとする入力インダクタを流れる電流ｉL
との関係は次式で与えられる。 ｉest＝（Ｌ／ｎＲ1Ｃ1）・（Ｒ238／Ｒ236）・ｉL
【００１７】図３には、電流感知回路とともに使用され
る波谷検知器を示す。波谷検知器はダイオードによって
極性が逆転されたピーク検知であることを意味する。図
３の波谷検知器は二つの演算増幅器３０１と３０２を有
する。この演算増幅器３０１は、キャパシタ３０３の電
圧をリード３１１上の入力電圧の最小値に等しくするよ
う接続される。このリード３１１は演算増幅器３０１の
非逆転入力に接続される。
【００１８】第２の演算増幅器３０２はキャパシタ３０
３上の電圧を感知するために高いインピーダンスを有す
る。非常に高いインピーダンスの抵抗３０９は正のバイ
アス電圧ソースを演算増幅器３０２の非逆転入力に接続
させ、キャパシタ３０３上の電圧はリード３１１上の電
圧の最小値の検知の間上流へゆっくりドリフトする。
【００１９】演算増幅器３０１の出力は、直列に接続さ
れたダイオード３１２と３１３を介して演算増幅器３０
２の非逆転入力に接続される。抵抗性インピーダンス３
１４は二つのダイオード３１２と３１３の連結点を演算
増幅器３０２の出力リード３０７に接続させる。このダ
イオード３１３と抵抗性インピーダンス３１４はダイオ
ード３１２の温度感受性リバースリークの効果を補償す
るよう動作する。このダイオード３１２のリバースリー
クはキャパシタ３０３に蓄積されたチャージを不適当に
増加させる。ピーク検知器の使用は、波谷検知のために
図２の感知巻きの極性を変えることにより代用できる。
【００２１】
【発明の効果】以上述べたように、本発明のＡＣからＤ
Ｃへのパワーコンバータにより、入力電流との隔離を保
証しながら、精密にその電流を測定することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】高い力率切り替えパワーコンバータに使用され
る典型的なブースト切り替え調整器の基本要素を表す
図。
【図２】感知巻きからの電流を測定する本発明の積分器
の回路を表す図。
【図３】図２の積分器に使われる波谷検知器回路を表す
図。
【符号の説明】
１００ ブーストパワーコンバータ １０２ 入力インダクタ １０３ パワースイッチ １０４ 出力整流ダイオード １０６ インダクタ端子 １１０ ＰＷＭコントローラ １１１ リード １１２ 電流センサー １２０ 整流器 １２１、１２２ 入力端子 ２０１ 第２電流感知巻き ２０５ 演算増幅器 ２０６ 積分キャパシタ ２１０ 波谷検知器 ２１１ 微分演算増幅器 ２２１ 逆転入力 ２２２ 抵抗 ２３０ 出力リード ２３３、２３４、２３５、２３６、２３７、２３８、２
３９ 抵抗 ３０１、３０２ 演算増幅器 ３０３ キャパシタ ３０７ 出力リード ３０９ 抵抗 ３１１ リード ３１２、３１３ ダイオード ３１４ 抵抗性インピーダンス
フロントページの続き (72)発明者 リチャード ウィリアム ファーリントン アメリカ合衆国，75149 テキサス，マス クイート，サミュエル ブルヴァード 4725，ナンバー 100 (72)発明者 ロバート ジェイムズ マーフィー，ジュ ニア. アメリカ合衆国，75150 テキサス，マス クイート，モトリー ドライブ 4318

Claims (13)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 ＡＣラインに接続された入力整流器（１
    ２０）と、 入力インダクタ（１０２）を介して、入力整流器から整
    流されたＡＣを受け取るために接続された切り替え調整
    器（１００）と、 入力インダクタを介して整流器と切り替え調整器の間の
    電流をモニタするための感知手段（１１２）と、を有す
    るＡＣラインに接続された交直流パワーコンバータにお
    いて、 前記入力インダクタと磁気的に接続された感知巻き（２
    ０１）と、 前記感知巻きの出力電圧を入力上で受け取るために接続
    された積分回路（２０５、２０６）と、 前記積分回路の出力に接続され、前記積分回路の出力の
    最小電圧値を検知、蓄積するための回路を含む波谷検知
    器（２１０）と、 前記波谷検知器の電圧出力を前記積分回路の入力に接続
    させるフィードバック接続（２３３、２３４）とを有す
    ることを特徴とする交直流パワーコンバータ。
  2. 【請求項２】 前記波谷検知器の電圧出力を制御された
    速度でドリフトするためのドリフト回路（３０９、３０
    ２）をさらに有することを特徴とする請求項１の交直流
    パワーコンバータ。
  3. 【請求項３】 積分手段の出力に応答する前記切り替え
    調整器のパワースイッチの断続的な切り替えを制御する
    ために接続された制御手段（１１０）をさらに有するこ
    とを特徴とする請求項１の交直流パワーコンバータ。
  4. 【請求項４】 前記切り替え調整器はブーストコンバー
    タであることを特徴とする請求項１の交直流パワーコン
    バータ。
  5. 【請求項５】 前記切り替え調整器はＳＥＰＩＣコンバ
    ータであることを特徴とする請求項１の交直流パワーコ
    ンバータ。
  6. 【請求項６】 前記切り替え調整器にはＩＧＢＴパワー
    切り替え装置（１０３）を含むことを特徴とする請求項
    １の交直流パワーコンバータ。
  7. 【請求項７】 前記切り替え調整器にはＦＥＴパワー切
    り替え装置（１０３）を含むことを特徴とする請求項１
    の交直流パワーコンバータ。
  8. 【請求項８】 コンバータ回路は、チャージ中のキャパ
    シタの電圧は出力における電圧レベルのドリフト速度を
    制御するために接続されるＲＣ回路（３０９、３０３）
    を含む上流へ、電圧がドリフトする回路であることを特
    徴とする請求項１の交直流パワーコンバータ。
  9. 【請求項９】 前記整流器（１２０）は全波ブリッジ整
    流器であることを特徴とする請求項１のＡＣからＤＣへ
    のパワーコンバータ。
  10. 【請求項１０】 前記積分回路には積分演算増幅器（２
    ０５）を含むことを特徴とする請求項１の交直流パワー
    コンバータ。
  11. 【請求項１１】 出力と、入力インダクタを出力に接続
    させるダイオード（１０４）とをさらに有することを特
    徴とする請求項１のＡＣからＤＣへのパワーコンバー
    タ。
  12. 【請求項１２】 前記出力に接続されるフィルタキャパ
    シタをさらに有することを特徴とする請求項１１の交直
    流パワーコンバータ。
  13. 【請求項１３】 前記制御手段は、短い間隔で、ＡＣラ
    インの周波数よりも大きい周波数でパワースイッチの導
    通を制御するためのＰＷＭコントローラ（１１０）を有
    する制御手段であることを特徴とする請求項３の交直流
    パワーコンバータ。
JP7167073A 1994-06-09 1995-06-09 交直流パワーコンバータ Pending JPH0866040A (ja)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US255624 1994-06-09
US08/255,624 US5572416A (en) 1994-06-09 1994-06-09 Isolated input current sense means for high power factor rectifier

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Publication Number Publication Date
JPH0866040A true JPH0866040A (ja) 1996-03-08

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ID=22969174

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JP7167073A Pending JPH0866040A (ja) 1994-06-09 1995-06-09 交直流パワーコンバータ

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US (1) US5572416A (ja)
EP (1) EP0687057A1 (ja)
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