JPH0868809A - 電圧−抵抗合成装置 - Google Patents
電圧−抵抗合成装置Info
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- JPH0868809A JPH0868809A JP7177592A JP17759295A JPH0868809A JP H0868809 A JPH0868809 A JP H0868809A JP 7177592 A JP7177592 A JP 7177592A JP 17759295 A JP17759295 A JP 17759295A JP H0868809 A JPH0868809 A JP H0868809A
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- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R35/00—Testing or calibrating of apparatus covered by the other groups of this subclass
- G01R35/005—Calibrating; Standards or reference devices, e.g. voltage or resistance standards, "golden" references
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R31/00—Arrangements for testing electric properties; Arrangements for locating electric faults; Arrangements for electrical testing characterised by what is being tested not provided for elsewhere
- G01R31/28—Testing of electronic circuits, e.g. by signal tracer
- G01R31/2832—Specific tests of electronic circuits not provided for elsewhere
- G01R31/2836—Fault-finding or characterising
- G01R31/2839—Fault-finding or characterising using signal generators, power supplies or circuit analysers
- G01R31/2841—Signal generators
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- Control Of Voltage And Current In General (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 １つの回路から、合成された抵抗および電圧
のパラメータを与える電圧−抵抗合成装置を提供する。 【解決手段】 電圧−抵抗合成装置は、１対の端子（１
０、３６）で電圧および抵抗の値を合成するためのパル
ス幅変調器（ＰＷＭ）（２２）を含む。セレクタスイッ
チ（１６）は、抵抗値が１つの基準抵抗から合成される
抵抗合成モード、および電圧値が１つの基準電圧から合
成される電圧合成モードのいずれかを選択する。パルス
幅変調器（２２）により、１６ビット解像度で合成値を
左右するデジタル制御ワードが受取られることができ
る。ローパスフィルタ（３２）は、スイッチング周波数
の成分を遮断し、デューティサイクルと基準値との積で
あるｄ．ｃ．電圧を与える。
のパラメータを与える電圧−抵抗合成装置を提供する。 【解決手段】 電圧−抵抗合成装置は、１対の端子（１
０、３６）で電圧および抵抗の値を合成するためのパル
ス幅変調器（ＰＷＭ）（２２）を含む。セレクタスイッ
チ（１６）は、抵抗値が１つの基準抵抗から合成される
抵抗合成モード、および電圧値が１つの基準電圧から合
成される電圧合成モードのいずれかを選択する。パルス
幅変調器（２２）により、１６ビット解像度で合成値を
左右するデジタル制御ワードが受取られることができ
る。ローパスフィルタ（３２）は、スイッチング周波数
の成分を遮断し、デューティサイクルと基準値との積で
あるｄ．ｃ．電圧を与える。
Description
【０００１】
【発明の背景】本発明は一般に、能動回路を用いた電圧
および抵抗のパラメータの合成に関し、特に、デジタル
的に制御されるパルス幅変調技術を用いて幅広い範囲の
正確な電圧および抵抗のパラメータを合成することがで
きる電圧−抵抗合成装置に関する。
および抵抗のパラメータの合成に関し、特に、デジタル
的に制御されるパルス幅変調技術を用いて幅広い範囲の
正確な電圧および抵抗のパラメータを合成することがで
きる電圧−抵抗合成装置に関する。
【０００２】製造およびプロセスの産業では、温度、圧
力、流速、およびプロセスに関連する他のパラメータを
測定するためのデジタルパネルメータ、圧力変換器、温
度変換器等の種々の電子計測器が用いられている。その
ような計測器を保持し、かつある期間にわたってその正
確さおよび整合性を保証するためには、較正が必要であ
る。計測器の較正は典型的には、政府による規格条件を
満たすため、産業プロセスおよび製造された商品の均一
性を保証するため、またはますます厳しくなっている品
質管理規格に対する適合性を保証するために、通常のメ
ンテナンスおよび較正スケジュールに従って行なわれ
る。
力、流速、およびプロセスに関連する他のパラメータを
測定するためのデジタルパネルメータ、圧力変換器、温
度変換器等の種々の電子計測器が用いられている。その
ような計測器を保持し、かつある期間にわたってその正
確さおよび整合性を保証するためには、較正が必要であ
る。計測器の較正は典型的には、政府による規格条件を
満たすため、産業プロセスおよび製造された商品の均一
性を保証するため、またはますます厳しくなっている品
質管理規格に対する適合性を保証するために、通常のメ
ンテナンスおよび較正スケジュールに従って行なわれ
る。
【０００３】電子計測器の較正は通常、幅広い範囲の既
知の抵抗およびｄ．ｃ．（直流）電圧を計測器で測定
し、その測定値が既知の値と正確に一致するようにその
計測器を調整することによって行なわれる。そのような
既知の値は、ＮＩＳＴ（ナショナル・インスティテュー
ト・オブ・スタンダーズ・アンド・テクノロジー（Nati
onal Institute of Standards and Technology））に
「従う」測定規格から得られる。追随性とは、個々の測
定値が、一連の中間基準規格にわたって連続する比較連
鎖を通して、ＮＩＳＴによって維持される米国規格に関
連することを意味する。この連鎖の終わりでこれらの測
定値を与える較正装置は通常カリブレータとして既知で
ある。
知の抵抗およびｄ．ｃ．（直流）電圧を計測器で測定
し、その測定値が既知の値と正確に一致するようにその
計測器を調整することによって行なわれる。そのような
既知の値は、ＮＩＳＴ（ナショナル・インスティテュー
ト・オブ・スタンダーズ・アンド・テクノロジー（Nati
onal Institute of Standards and Technology））に
「従う」測定規格から得られる。追随性とは、個々の測
定値が、一連の中間基準規格にわたって連続する比較連
鎖を通して、ＮＩＳＴによって維持される米国規格に関
連することを意味する。この連鎖の終わりでこれらの測
定値を与える較正装置は通常カリブレータとして既知で
ある。
【０００４】計測器が異なれば、異なる較正方法と、異
なる電圧値および抵抗値とが必要である。たとえば、温
度変換器は、熱電対のバイメタル接合部によって発生さ
れたミリボルトレベルの信号を、工業規格の４〜２０ミ
リアンペアループにおける対応するｄ．ｃ．電流レベル
に変換する。その後、ｄ．ｃ．電流が測定され、別の計
測器によって対応する温度表示に変換される。温度変換
器の較正には、特定の種類の熱電対によって発生された
電圧レベルを複製する一連の既知の入力電圧を与え、複
数の較正点にわたって変換器の一連の対話的な調整を行
ない、各較正点で変換器によって発生される出力電流を
測定することが必要である。他のタイプの計測器は、較
正用にシミュレートされた抵抗を必要とし得る。たとえ
ば、ＲＴＤ（抵抗温度検出器）によって与えられる温度
依存性のある抵抗を温度測定値に変換する計測器には、
較正用にシミュレートされたＲＴＤ抵抗が必要である。
したがって、器具の較正のために十分な正確さおよび精
度で合成される、プログラム可能な抵抗および電圧のパ
ラメータを与えることが望ましいであろう。
なる電圧値および抵抗値とが必要である。たとえば、温
度変換器は、熱電対のバイメタル接合部によって発生さ
れたミリボルトレベルの信号を、工業規格の４〜２０ミ
リアンペアループにおける対応するｄ．ｃ．電流レベル
に変換する。その後、ｄ．ｃ．電流が測定され、別の計
測器によって対応する温度表示に変換される。温度変換
器の較正には、特定の種類の熱電対によって発生された
電圧レベルを複製する一連の既知の入力電圧を与え、複
数の較正点にわたって変換器の一連の対話的な調整を行
ない、各較正点で変換器によって発生される出力電流を
測定することが必要である。他のタイプの計測器は、較
正用にシミュレートされた抵抗を必要とし得る。たとえ
ば、ＲＴＤ（抵抗温度検出器）によって与えられる温度
依存性のある抵抗を温度測定値に変換する計測器には、
較正用にシミュレートされたＲＴＤ抵抗が必要である。
したがって、器具の較正のために十分な正確さおよび精
度で合成される、プログラム可能な抵抗および電圧のパ
ラメータを与えることが望ましいであろう。
【０００５】さらに、そのような計測器の較正を行なう
場合、典型的には、較正するべき計測器を計測器工場に
持っていき、そこで高性能なカリブレータを用いて較正
を行なわなければならず、したがってその較正期間の間
その計測器を用いることができない。伝統的には、サイ
ズが大きくかつ重量が大きいため計測器工場に置いてお
かなければならないベンチトップ型の計測装置により、
電圧較正および抵抗較正のために別々の規格が設けられ
ていた。したがって、抵抗および電圧の規格を１つのユ
ニットに組合せて、構成要素の数を減らし、携帯性を向
上することが望ましいであろう。
場合、典型的には、較正するべき計測器を計測器工場に
持っていき、そこで高性能なカリブレータを用いて較正
を行なわなければならず、したがってその較正期間の間
その計測器を用いることができない。伝統的には、サイ
ズが大きくかつ重量が大きいため計測器工場に置いてお
かなければならないベンチトップ型の計測装置により、
電圧較正および抵抗較正のために別々の規格が設けられ
ていた。したがって、抵抗および電圧の規格を１つのユ
ニットに組合せて、構成要素の数を減らし、携帯性を向
上することが望ましいであろう。
【０００６】能動回路を用い、かつ、制御のためにプロ
グラマブル乗算デジタル／アナログコンバータ（ＤＡ
Ｃ）を用いるインピーダンス合成装置は、本発明の譲受
人であるフルーク・コーポレイション（Fluke Corporat
ion ）に譲受される１９９３年１２月２日出願の係属中
の米国特許出願連続番号第０８／１６０，９９２号に開
示されている。この回路は、１つの基準抵抗器、キャパ
シタ、または誘導子に基づいて抵抗、キャパシタンス、
およびインダクタンスの値の合成を行なう。合成された
インピーダンス値の分解能は、回路に用いられる乗算Ｄ
ＡＣで利用可能なビット解像度の数によって左右され
る。しかしながら、この先行技術の合成装置はｄ．ｃ．
電圧の合成は行なわない。
グラマブル乗算デジタル／アナログコンバータ（ＤＡ
Ｃ）を用いるインピーダンス合成装置は、本発明の譲受
人であるフルーク・コーポレイション（Fluke Corporat
ion ）に譲受される１９９３年１２月２日出願の係属中
の米国特許出願連続番号第０８／１６０，９９２号に開
示されている。この回路は、１つの基準抵抗器、キャパ
シタ、または誘導子に基づいて抵抗、キャパシタンス、
およびインダクタンスの値の合成を行なう。合成された
インピーダンス値の分解能は、回路に用いられる乗算Ｄ
ＡＣで利用可能なビット解像度の数によって左右され
る。しかしながら、この先行技術の合成装置はｄ．ｃ．
電圧の合成は行なわない。
【０００７】現場較正では、計測器を較正のための計測
器工場のような中枢地に動かすのではなく、計測器を
「その場で」較正する必要がある。較正規格を較正する
べき計測器にとり入れることができれば、それは、計測
器工場のカリブレータの性能を僅かに下回る性能となる
が、所望の属性となるであろう。デジタル／アナログコ
ンバータのための線形制御回路は、エクレストン（Eccl
eston ）他への米国特許第４，７１６，３９８号に開示
されており、これは、デジタルタイミング法によるデュ
ーティサイクルの正確な制御によって正確な合成された
電圧を得ることができるパルス幅変調（ＰＷＭ）技術を
用いて安定性の高い合成されたｄ．ｃ．電圧を与える。
基準電圧は、デューティサイクルを正確に制御した一定
のスイッチング周波数で動作する１対のスイッチを用い
てオンおよびオフに切換えられる。クロックされた波形
はフィルタネットワークに与えられ、このフィルタネッ
トワークは、平均ｄ．ｃ．電圧を得るようにある時間に
わたってこの波形を積分する。その結果、デューティサ
イクルに基づいて、基準電圧の正確に制御された分数で
ある合成された電圧が得られる。エクレストン他は、ス
イッチ抵抗による影響を取除きかつ増幅器の線形性を向
上し、それによって生成された電圧の正確さを向上する
ために、ＰＷＭの最初の２つのスイッチと連携して動作
する２つの付加的なスイッチを用いることを教示してい
る。しかしながら、携帯用の応用では、パルス幅変調器
に必要な構成要素がより少なく、かつ、異なるタイプの
計測器を「その場で」較正する場合に十分な正確さで電
圧および抵抗のパラメータを与える電圧−抵抗合成装置
を提供することが望ましいであろう。
器工場のような中枢地に動かすのではなく、計測器を
「その場で」較正する必要がある。較正規格を較正する
べき計測器にとり入れることができれば、それは、計測
器工場のカリブレータの性能を僅かに下回る性能となる
が、所望の属性となるであろう。デジタル／アナログコ
ンバータのための線形制御回路は、エクレストン（Eccl
eston ）他への米国特許第４，７１６，３９８号に開示
されており、これは、デジタルタイミング法によるデュ
ーティサイクルの正確な制御によって正確な合成された
電圧を得ることができるパルス幅変調（ＰＷＭ）技術を
用いて安定性の高い合成されたｄ．ｃ．電圧を与える。
基準電圧は、デューティサイクルを正確に制御した一定
のスイッチング周波数で動作する１対のスイッチを用い
てオンおよびオフに切換えられる。クロックされた波形
はフィルタネットワークに与えられ、このフィルタネッ
トワークは、平均ｄ．ｃ．電圧を得るようにある時間に
わたってこの波形を積分する。その結果、デューティサ
イクルに基づいて、基準電圧の正確に制御された分数で
ある合成された電圧が得られる。エクレストン他は、ス
イッチ抵抗による影響を取除きかつ増幅器の線形性を向
上し、それによって生成された電圧の正確さを向上する
ために、ＰＷＭの最初の２つのスイッチと連携して動作
する２つの付加的なスイッチを用いることを教示してい
る。しかしながら、携帯用の応用では、パルス幅変調器
に必要な構成要素がより少なく、かつ、異なるタイプの
計測器を「その場で」較正する場合に十分な正確さで電
圧および抵抗のパラメータを与える電圧−抵抗合成装置
を提供することが望ましいであろう。
【０００８】
【発明の概要】本発明に従えば、電圧−抵抗合成装置
は、パルス幅変調技術を用いて提供される。抵抗および
電圧は、１対の端子を介して合成される。モードスイッ
チは、電圧合成モードおよび抵抗合成モードのいずれか
を選択する。パルス幅変調器（ＰＷＭ）は、一方が開い
ているときには他方は閉じている、というように連携し
て動作（タンデム動作）し、ＰＷＭへの入力にある電圧
をオンおよびオフにする役割を果たす２つのスイッチか
らなる。これらの２つのスイッチＳ１およびＳ２は、タ
ンデム動作を達成するように、２つの出力（一方の出力
は他方の出力の反転である）を有するＰＷＭ制御回路に
よって制御される。ＰＷＭ制御回路は、スイッチＳ１お
よびＳ２の動作のタイミング関係を正確に制御する能力
を有する。「Ｔon」は、スイッチＳ１が閉じておりかつ
Ｓ２が開いている時間である。「Ｔof f 」は、スイッチ
Ｓ２が閉じておりかつスイッチＳ１が開いている時間で
ある。期間Ｔは、ＴonとＴoff との和である。最後に、
デューティ比（Ｄ）は、Ｔに対するＴonの比率である。
ＰＷＭの出力は、デューティ比Ｄによって左右される切
換えられた波形の平均ｄ．ｃ．値であるｄ．ｃ．電圧を
生成する積分器としての機能を果たすローパスフィルタ
に結合される。ローパスフィルタとともに動作するＰＷ
Ｍは、Ｖinと呼ばれるＰＷＭへの入力電圧をデューティ
比Ｄで乗算した値であるｄ．ｃ．電圧を生成する。Ｄ
は、ＰＷＭ制御回路として機能するようにデジタルタイ
マとして構成される集積回路を用いる本発明では、１６
ビット解像度で制御可能である。マイクロプロセッサま
たはデジタルコントローラによって与えられるデジタル
制御ワードによって、ＰＷＭ制御回路のタイミングパラ
メータが設定される。
は、パルス幅変調技術を用いて提供される。抵抗および
電圧は、１対の端子を介して合成される。モードスイッ
チは、電圧合成モードおよび抵抗合成モードのいずれか
を選択する。パルス幅変調器（ＰＷＭ）は、一方が開い
ているときには他方は閉じている、というように連携し
て動作（タンデム動作）し、ＰＷＭへの入力にある電圧
をオンおよびオフにする役割を果たす２つのスイッチか
らなる。これらの２つのスイッチＳ１およびＳ２は、タ
ンデム動作を達成するように、２つの出力（一方の出力
は他方の出力の反転である）を有するＰＷＭ制御回路に
よって制御される。ＰＷＭ制御回路は、スイッチＳ１お
よびＳ２の動作のタイミング関係を正確に制御する能力
を有する。「Ｔon」は、スイッチＳ１が閉じておりかつ
Ｓ２が開いている時間である。「Ｔof f 」は、スイッチ
Ｓ２が閉じておりかつスイッチＳ１が開いている時間で
ある。期間Ｔは、ＴonとＴoff との和である。最後に、
デューティ比（Ｄ）は、Ｔに対するＴonの比率である。
ＰＷＭの出力は、デューティ比Ｄによって左右される切
換えられた波形の平均ｄ．ｃ．値であるｄ．ｃ．電圧を
生成する積分器としての機能を果たすローパスフィルタ
に結合される。ローパスフィルタとともに動作するＰＷ
Ｍは、Ｖinと呼ばれるＰＷＭへの入力電圧をデューティ
比Ｄで乗算した値であるｄ．ｃ．電圧を生成する。Ｄ
は、ＰＷＭ制御回路として機能するようにデジタルタイ
マとして構成される集積回路を用いる本発明では、１６
ビット解像度で制御可能である。マイクロプロセッサま
たはデジタルコントローラによって与えられるデジタル
制御ワードによって、ＰＷＭ制御回路のタイミングパラ
メータが設定される。
【０００９】電圧合成モードでは、ｄ．ｃ．基準電圧Ｖ
ref は、バッファ／増幅器を介してＰＷＭの入力に結合
される。ローパスフィルタの特性と一致する予め定めら
れたスイッチング周波数およびそれに対応する周期に設
定されるＰＷＭは、Ｄ＊Ｖre f に等しいフィルタの出力
電圧Ｖfilterを決定することができる。このように、好
ましい実施例では、ＰＷＭおよびローパスフィルタは組
合せて、１６ビット解像度の分圧器として機能する。抵
抗合成モードでは、負の端子に流される試験電流Ｉによ
って、ＰＷＭの入力に結合される電圧Ｖr がＩ＊Ｒref
となるように、基準抵抗器Ｒｒｅｆに電圧Ｖr が発生さ
れる。Ｄを決定するためにＰＷＭ制御回路でデジタル制
御パラメータを適切に設定することによって、ＰＷＭは
出力電圧Ｖsynth を合成することができる（ここで、Ｖ
synth ＝Ｄ＊Ｉ＊Ｒref である）。オームの法則によ
り、端子における合成された抵抗は、Ｒsynth ＝（Ｖ
synth／Ｉ）＝Ｄ＊Ｒref であり、合成された抵抗は、
好ましい実施例では１６ビットであるＤの精度程度で制
御可能である。
ref は、バッファ／増幅器を介してＰＷＭの入力に結合
される。ローパスフィルタの特性と一致する予め定めら
れたスイッチング周波数およびそれに対応する周期に設
定されるＰＷＭは、Ｄ＊Ｖre f に等しいフィルタの出力
電圧Ｖfilterを決定することができる。このように、好
ましい実施例では、ＰＷＭおよびローパスフィルタは組
合せて、１６ビット解像度の分圧器として機能する。抵
抗合成モードでは、負の端子に流される試験電流Ｉによ
って、ＰＷＭの入力に結合される電圧Ｖr がＩ＊Ｒref
となるように、基準抵抗器Ｒｒｅｆに電圧Ｖr が発生さ
れる。Ｄを決定するためにＰＷＭ制御回路でデジタル制
御パラメータを適切に設定することによって、ＰＷＭは
出力電圧Ｖsynth を合成することができる（ここで、Ｖ
synth ＝Ｄ＊Ｉ＊Ｒref である）。オームの法則によ
り、端子における合成された抵抗は、Ｒsynth ＝（Ｖ
synth／Ｉ）＝Ｄ＊Ｒref であり、合成された抵抗は、
好ましい実施例では１６ビットであるＤの精度程度で制
御可能である。
【００１０】本発明の１つの目的は、１つの回路から、
合成された抵抗および電圧のパラメータを与えることで
ある。
合成された抵抗および電圧のパラメータを与えることで
ある。
【００１１】本発明の別の目的は、電子計測器の較正に
関して抵抗および電圧の合成値を高い精度および安定性
をもって与えることである。
関して抵抗および電圧の合成値を高い精度および安定性
をもって与えることである。
【００１２】本発明のさらに他の目的は、デジタル的に
制御される合成された抵抗および電圧の値を与えること
である。
制御される合成された抵抗および電圧の値を与えること
である。
【００１３】本発明の他の特徴、達成および利点は、添
付の図面を参照して以下に示す説明を読めば当業者に明
らかとなるであろう。
付の図面を参照して以下に示す説明を読めば当業者に明
らかとなるであろう。
【００１４】
【好ましい実施例の詳細な説明】図１を参照すると、本
発明の提案された商業的実施例の概略回路図が示されて
いる。端子１０は、抵抗に関して較正されている外部計
測器から予め定められた試験電流Ｉが与えられる回路の
負の端子である。増幅器１２の反転入力は、端子１０
と、「Ｒｒｅｆ」と呼ばれる基準抵抗器１４とに結合さ
れる。基準抵抗器１４は、時間およびある範囲の周囲温
度の値に対して安定した抵抗パラメータを与えるタイプ
のものである。増幅器１２の非反転入力は、接地に接続
される。増幅器１２の出力は、基準抵抗器１４と、単極
二投形スイッチ１６のコンタクトとに結合される。増幅
器１２は、非反転入力が接地に結合され、端子１０と抵
抗器１４の一方側とに結合される増幅器１２の反転入力
が仮想接地となり、増幅器１２の反転入力に電流が流れ
ないように配置される。抵抗器１４は、増幅器１２の出
力と反転入力との間に直列に配置され、フィードバック
ループとして動作する。したがって、増幅器１２はこの
配置では電流／電圧コンバータとして機能し、端子１０
は、試験電流が流される場合でも接地電位に維持され
る。
発明の提案された商業的実施例の概略回路図が示されて
いる。端子１０は、抵抗に関して較正されている外部計
測器から予め定められた試験電流Ｉが与えられる回路の
負の端子である。増幅器１２の反転入力は、端子１０
と、「Ｒｒｅｆ」と呼ばれる基準抵抗器１４とに結合さ
れる。基準抵抗器１４は、時間およびある範囲の周囲温
度の値に対して安定した抵抗パラメータを与えるタイプ
のものである。増幅器１２の非反転入力は、接地に接続
される。増幅器１２の出力は、基準抵抗器１４と、単極
二投形スイッチ１６のコンタクトとに結合される。増幅
器１２は、非反転入力が接地に結合され、端子１０と抵
抗器１４の一方側とに結合される増幅器１２の反転入力
が仮想接地となり、増幅器１２の反転入力に電流が流れ
ないように配置される。抵抗器１４は、増幅器１２の出
力と反転入力との間に直列に配置され、フィードバック
ループとして動作する。したがって、増幅器１２はこの
配置では電流／電圧コンバータとして機能し、端子１０
は、試験電流が流される場合でも接地電位に維持され
る。
【００１５】抵抗測定計測器は、通常、試験中の回路に
予め定められた試験電流Ｉを流し、試験電流Ｉを流した
結果回路に生じる電圧Ｖを測定することによって、抵抗
測定を行なう。抵抗は、オームの法則Ｒ＝Ｖ／Ｉをその
まま適用することによって計算される。本発明の機能の
うちの１つは、抵抗測定計測器による試験電流の注入に
応答して抵抗測定計測器に結合される電圧を合成するこ
とによって所望の抵抗値を合成することである。端子１
０に注入される予め定められた電流Ｉによって、増幅器
１２の出力にＶr ＝Ｉ＊Ｒref となるように発生される
抵抗器電圧Ｖrが得られる。スイッチ１６の端子は、
「Ｖref 」として示される直流（ｄ．ｃ．）電圧基準レ
ベルを与える電圧源１８に結合される。電圧源１８は、
時間および周囲温度で安定しているｄ．ｃ．電圧パラメ
ータを与えるタイプのものである。スイッチ１６のコン
タクトは、電圧フォロワとして構成される増幅器２０の
非反転入力にさらに接続される。スイッチ１６は、抵抗
器１４と増幅器１２の出力とが増幅器２０の非反転入力
に結合される抵抗合成モード、および電圧源１８が増幅
器２０の非反転入力に結合される電圧合成モードのいず
れかを選択する。増幅器２０の出力は、フィードバック
を行ないかつ単位電圧利得を達成するように、増幅器２
０の反転入力に結合される。増幅器２０の出力は、スイ
ッチ１６が抵抗合成モードに設定されている場合はＶr
に等しく、スイッチ１６が電圧合成モードに設定されて
いる場合にはＶref に等しい電圧「Ｖin」を形成する。
増幅器２０の出力は、スイッチ２４と、「Ｓ２」として
示されるスイッチ２６と、パルス幅変調制御回路２８と
からなるパルス幅変調器２２（「ＰＷＭ」）の入力を形
成する「Ｓ１」として示される単極単投形スイッチ２４
にさらに結合される。スイッチ２４の他方側は、スイッ
チ２６に結合される。スイッチ２６の他方側は、回路の
接地に結合される。ＰＷＭ制御回路２８の第１の出力
は、スイッチ２４の制御入力に結合される。第１の出力
を反転したものである第２の出力は、スイッチ２６の制
御入力に結合される。スイッチ２４および２６は、それ
ぞれ、ＰＷＭ制御回路２８の第１および第２の出力から
のスイッチ制御信号に応答して開閉する。商業的実施例
では、スイッチ２４および２６は電界効果トランジスタ
（ＦＥＴ）であり、ＰＷＭ制御回路２８はデジタルタイ
ミング機能を果たすように適合される市販の集積回路で
ある。ＰＷＭ２２のタイミングパラメータを決定するデ
ジタル情報を与えるために、デジタル制御ワードがデー
タバス３０を介してＰＷＭ制御回路２８の入力に結合さ
れる。スイッチ２４とスイッチ２６との接続部は、ロー
パスフィルタ３２の入力に結合される「Ｖout 」として
示される電圧３８を有するパルス幅変調器２２の出力を
形成する。ローパスフィルタ３２は、ＰＷＭ２２のスイ
ッチング周波数を取除くために十分な数の極およびカッ
トオフ周波数を有し、「Ｖfilter」として示されるｄ．
ｃ．電圧４０を生成する。ローパスフィルタ３２は、入
力電圧からの電荷をある時間にわたって蓄積する積分器
として機能し、このようにしてその出力に発生された電
圧は、電圧の波形周期にわたって積分される。Ｖout が
方形パルスであるため、この積分関数は、ＰＷＭ２２の
デューティ比Ｄの直接関数である単純な平均電圧に低減
される。ＰＷＭ２２のスイッチング周波数の成分を取除
くように設計されたローパスフィルタ３２は、その出力
に十分に純粋なｄ．ｃ．電圧Ｖfilterを生成するように
選択された数の極およびカットオフ周波数を有する。Ｐ
ＷＭ２２のスイッチング周波数の成分がどの程度完全に
遮断されるかの尺度である電圧Ｖout の純度を増加させ
ると、ローパスフィルタ３２の構成要素をより複雑にし
なければならず、そのコストが増大する。好ましい実施
例では、ＰＷＭ２２のスイッチング周期Ｔは一定に維持
され、Ｔonを変化させてＤを調節する。これに代えて、
同じ効果を達成するために、Ｔを変えてＴonを一定に維
持してもよい。ローパスフィルタ３２の出力は、電圧フ
ォロワとして構成される増幅器３４の非反転入力に結合
される。単位電圧利得を達成するために、増幅器３４の
出力は増幅器３４の反転入力に結合される。電圧フォロ
ワ３４の出力は、出力電圧Ｖsynth が発生される正の端
子を形成する出力端子３６にさらに結合される。増幅器
３４が単位電圧利得を有するため、Ｖsy nth はＶfilter
に等しい。したがって、Ｖsynth は、端子１０に注入さ
れる試験電流Ｉに応答して端子１０および３６の間で発
生される。端子１０を接地電位に維持することにより、
本発明は、別の基準接地を維持するのではなく、較正し
ている計測器に対する２端子装置の状態を維持すること
ができるようになる。端子１０および３６に結合される
外部の抵抗測定計測器によって測定されるような端子１
０および３６の間の合成された抵抗Ｒsynth は、Ｒ
synth ＝Ｖsynth ／Ｉ＝（Ｄ＊Ｉ＊Ｒref ）／Ｉ＝Ｄ＊
Ｒref となる。
予め定められた試験電流Ｉを流し、試験電流Ｉを流した
結果回路に生じる電圧Ｖを測定することによって、抵抗
測定を行なう。抵抗は、オームの法則Ｒ＝Ｖ／Ｉをその
まま適用することによって計算される。本発明の機能の
うちの１つは、抵抗測定計測器による試験電流の注入に
応答して抵抗測定計測器に結合される電圧を合成するこ
とによって所望の抵抗値を合成することである。端子１
０に注入される予め定められた電流Ｉによって、増幅器
１２の出力にＶr ＝Ｉ＊Ｒref となるように発生される
抵抗器電圧Ｖrが得られる。スイッチ１６の端子は、
「Ｖref 」として示される直流（ｄ．ｃ．）電圧基準レ
ベルを与える電圧源１８に結合される。電圧源１８は、
時間および周囲温度で安定しているｄ．ｃ．電圧パラメ
ータを与えるタイプのものである。スイッチ１６のコン
タクトは、電圧フォロワとして構成される増幅器２０の
非反転入力にさらに接続される。スイッチ１６は、抵抗
器１４と増幅器１２の出力とが増幅器２０の非反転入力
に結合される抵抗合成モード、および電圧源１８が増幅
器２０の非反転入力に結合される電圧合成モードのいず
れかを選択する。増幅器２０の出力は、フィードバック
を行ないかつ単位電圧利得を達成するように、増幅器２
０の反転入力に結合される。増幅器２０の出力は、スイ
ッチ１６が抵抗合成モードに設定されている場合はＶr
に等しく、スイッチ１６が電圧合成モードに設定されて
いる場合にはＶref に等しい電圧「Ｖin」を形成する。
増幅器２０の出力は、スイッチ２４と、「Ｓ２」として
示されるスイッチ２６と、パルス幅変調制御回路２８と
からなるパルス幅変調器２２（「ＰＷＭ」）の入力を形
成する「Ｓ１」として示される単極単投形スイッチ２４
にさらに結合される。スイッチ２４の他方側は、スイッ
チ２６に結合される。スイッチ２６の他方側は、回路の
接地に結合される。ＰＷＭ制御回路２８の第１の出力
は、スイッチ２４の制御入力に結合される。第１の出力
を反転したものである第２の出力は、スイッチ２６の制
御入力に結合される。スイッチ２４および２６は、それ
ぞれ、ＰＷＭ制御回路２８の第１および第２の出力から
のスイッチ制御信号に応答して開閉する。商業的実施例
では、スイッチ２４および２６は電界効果トランジスタ
（ＦＥＴ）であり、ＰＷＭ制御回路２８はデジタルタイ
ミング機能を果たすように適合される市販の集積回路で
ある。ＰＷＭ２２のタイミングパラメータを決定するデ
ジタル情報を与えるために、デジタル制御ワードがデー
タバス３０を介してＰＷＭ制御回路２８の入力に結合さ
れる。スイッチ２４とスイッチ２６との接続部は、ロー
パスフィルタ３２の入力に結合される「Ｖout 」として
示される電圧３８を有するパルス幅変調器２２の出力を
形成する。ローパスフィルタ３２は、ＰＷＭ２２のスイ
ッチング周波数を取除くために十分な数の極およびカッ
トオフ周波数を有し、「Ｖfilter」として示されるｄ．
ｃ．電圧４０を生成する。ローパスフィルタ３２は、入
力電圧からの電荷をある時間にわたって蓄積する積分器
として機能し、このようにしてその出力に発生された電
圧は、電圧の波形周期にわたって積分される。Ｖout が
方形パルスであるため、この積分関数は、ＰＷＭ２２の
デューティ比Ｄの直接関数である単純な平均電圧に低減
される。ＰＷＭ２２のスイッチング周波数の成分を取除
くように設計されたローパスフィルタ３２は、その出力
に十分に純粋なｄ．ｃ．電圧Ｖfilterを生成するように
選択された数の極およびカットオフ周波数を有する。Ｐ
ＷＭ２２のスイッチング周波数の成分がどの程度完全に
遮断されるかの尺度である電圧Ｖout の純度を増加させ
ると、ローパスフィルタ３２の構成要素をより複雑にし
なければならず、そのコストが増大する。好ましい実施
例では、ＰＷＭ２２のスイッチング周期Ｔは一定に維持
され、Ｔonを変化させてＤを調節する。これに代えて、
同じ効果を達成するために、Ｔを変えてＴonを一定に維
持してもよい。ローパスフィルタ３２の出力は、電圧フ
ォロワとして構成される増幅器３４の非反転入力に結合
される。単位電圧利得を達成するために、増幅器３４の
出力は増幅器３４の反転入力に結合される。電圧フォロ
ワ３４の出力は、出力電圧Ｖsynth が発生される正の端
子を形成する出力端子３６にさらに結合される。増幅器
３４が単位電圧利得を有するため、Ｖsy nth はＶfilter
に等しい。したがって、Ｖsynth は、端子１０に注入さ
れる試験電流Ｉに応答して端子１０および３６の間で発
生される。端子１０を接地電位に維持することにより、
本発明は、別の基準接地を維持するのではなく、較正し
ている計測器に対する２端子装置の状態を維持すること
ができるようになる。端子１０および３６に結合される
外部の抵抗測定計測器によって測定されるような端子１
０および３６の間の合成された抵抗Ｒsynth は、Ｒ
synth ＝Ｖsynth ／Ｉ＝（Ｄ＊Ｉ＊Ｒref ）／Ｉ＝Ｄ＊
Ｒref となる。
【００１６】次に図２（Ａ）を参照して、ＰＷＭ２２の
出力に発生される代表的な電圧波形がＶout 対時間のグ
ラフで示されている。Ｖout は、繰り返し周期Ｔおよび
パルス幅Ｔonを有する正の方形パルスに似ている。Ｔon
相の間、ＰＷＭ制御回路２８のスイッチ制御信号に応答
してスイッチ２４が閉じスイッチ２６が開く。Ｔoff相
の間、ＰＷＭ制御回路２８のスイッチ制御信号に応答し
てスイッチ２４が開きスイッチ２６が閉じる。商業的実
施例では、繰り返し周期Ｔは、１キロヘルツのスイッチ
ング周波数に対応して一定の１ミリ秒に維持される。デ
ューティ比Ｄは、周期Ｔに対するパルス幅Ｔonの比率で
ある。パルス幅Ｔonは、０秒ないし１ミリ秒の間で調整
することができ、これはデューティ比Ｄが０％〜１００
％で変わり得ることを意味する。ＰＷＭ制御回路２８
は、デジタルデータバス３０からロードされる値によっ
て決定される時間幅ＴおよびＴonを決定するデジタルタ
イマ回路を含む。商業的実施例では、ＰＷＭ制御回路２
８は、ＴおよびＴonを決定する際に１６ビット解像度を
与えるデジタル集積回路である。
出力に発生される代表的な電圧波形がＶout 対時間のグ
ラフで示されている。Ｖout は、繰り返し周期Ｔおよび
パルス幅Ｔonを有する正の方形パルスに似ている。Ｔon
相の間、ＰＷＭ制御回路２８のスイッチ制御信号に応答
してスイッチ２４が閉じスイッチ２６が開く。Ｔoff相
の間、ＰＷＭ制御回路２８のスイッチ制御信号に応答し
てスイッチ２４が開きスイッチ２６が閉じる。商業的実
施例では、繰り返し周期Ｔは、１キロヘルツのスイッチ
ング周波数に対応して一定の１ミリ秒に維持される。デ
ューティ比Ｄは、周期Ｔに対するパルス幅Ｔonの比率で
ある。パルス幅Ｔonは、０秒ないし１ミリ秒の間で調整
することができ、これはデューティ比Ｄが０％〜１００
％で変わり得ることを意味する。ＰＷＭ制御回路２８
は、デジタルデータバス３０からロードされる値によっ
て決定される時間幅ＴおよびＴonを決定するデジタルタ
イマ回路を含む。商業的実施例では、ＰＷＭ制御回路２
８は、ＴおよびＴonを決定する際に１６ビット解像度を
与えるデジタル集積回路である。
【００１７】図２（Ｂ）は、ローパスフィルタ３２の出
力にあるＶfilterと呼ばれる電圧４０を示している。比
較のために、横の時間軸および縦の電圧軸は図２（Ａ）
のグラフと同じスケールである。ローパスフィルタ３２
は、ＰＷＭ２２の動作の結果生じるＶout にあるスイッ
チング周波数の成分をフィルタして取除くように設計さ
れる。これを行なう際に、ローパスフィルタ３２は電圧
積分器として作用し、周期Ｔにわたって電圧Ｖout の平
均値であるｄ．ｃ．電圧を発生する。出力電圧Ｖfilter
の値は、デューティ比Ｄを入力電圧Ｖinで乗算した値に
対応する。したがって、このグラフはＶfilterがレベル
Ｄ＊Ｖinのｄ．ｃ．電圧であることを示し、ここで、Ｄ
は、ＰＷＭ制御回路２８を制御するためのデジタル制御
ワードの選択に依存して０〜１のいかなる値であっても
よい。
力にあるＶfilterと呼ばれる電圧４０を示している。比
較のために、横の時間軸および縦の電圧軸は図２（Ａ）
のグラフと同じスケールである。ローパスフィルタ３２
は、ＰＷＭ２２の動作の結果生じるＶout にあるスイッ
チング周波数の成分をフィルタして取除くように設計さ
れる。これを行なう際に、ローパスフィルタ３２は電圧
積分器として作用し、周期Ｔにわたって電圧Ｖout の平
均値であるｄ．ｃ．電圧を発生する。出力電圧Ｖfilter
の値は、デューティ比Ｄを入力電圧Ｖinで乗算した値に
対応する。したがって、このグラフはＶfilterがレベル
Ｄ＊Ｖinのｄ．ｃ．電圧であることを示し、ここで、Ｄ
は、ＰＷＭ制御回路２８を制御するためのデジタル制御
ワードの選択に依存して０〜１のいかなる値であっても
よい。
【００１８】再び図１を参照して、試験電流Ｉを端子１
０に注入した結果出力電圧Ｖsynthが端子３６に生じる
抵抗合成モードで動作する回路が示されている。Ｖ
synth ＝Ｖfilter＝Ｄ＊Ｖr であり、ここでＶr ＝Ｉ＊
Ｒref である。合成された抵抗パラメータＲsynth は、
式Ｖsynth ／Ｉ＝Ｄ＊Ｒref で計算される。Ｄがデジタ
ルデータバス３０を介して送られるデジタル制御ワード
によって制御可能であるため、合成された抵抗値は選択
され、かつ、端子１０および３６に結合される、抵抗の
測定のために較正するべき計測器に与えられ得る。代替
的に、回路は、電圧を測定する計測器の較正の場合に端
子３６に生じる出力電圧がＶsynth ＝Ｖfilt er＝Ｄ＊Ｖ
ref である電圧合成モードで動作してもよい。
０に注入した結果出力電圧Ｖsynthが端子３６に生じる
抵抗合成モードで動作する回路が示されている。Ｖ
synth ＝Ｖfilter＝Ｄ＊Ｖr であり、ここでＶr ＝Ｉ＊
Ｒref である。合成された抵抗パラメータＲsynth は、
式Ｖsynth ／Ｉ＝Ｄ＊Ｒref で計算される。Ｄがデジタ
ルデータバス３０を介して送られるデジタル制御ワード
によって制御可能であるため、合成された抵抗値は選択
され、かつ、端子１０および３６に結合される、抵抗の
測定のために較正するべき計測器に与えられ得る。代替
的に、回路は、電圧を測定する計測器の較正の場合に端
子３６に生じる出力電圧がＶsynth ＝Ｖfilt er＝Ｄ＊Ｖ
ref である電圧合成モードで動作してもよい。
【００１９】本発明のより広い局面において本発明の精
神から外れることなく本発明の上述の好ましい実施例の
詳細に多くの変更を加えてもよいことが当業者に明らか
であろう。たとえば、所望の合成された抵抗値または電
圧値のスケーリングを達成するために、増幅器２０およ
び３４を他の選択されたレベルの電圧利得に再構成して
もよい。オン時間Ｔonを一定に維持してパルス幅変調器
の周期Ｔを変えてもよい。したがって、本発明の範囲
は、前掲の特許請求の範囲によって決定されるべきであ
る。
神から外れることなく本発明の上述の好ましい実施例の
詳細に多くの変更を加えてもよいことが当業者に明らか
であろう。たとえば、所望の合成された抵抗値または電
圧値のスケーリングを達成するために、増幅器２０およ
び３４を他の選択されたレベルの電圧利得に再構成して
もよい。オン時間Ｔonを一定に維持してパルス幅変調器
の周期Ｔを変えてもよい。したがって、本発明の範囲
は、前掲の特許請求の範囲によって決定されるべきであ
る。
【図１】本発明の概略回路図である。
【図２】（Ａ）は、パルス幅変調のタイミング関係を示
す波形図であり、（Ｂ）は、パルス幅変調信号に対して
ローパスフィルタを用いた場合の波形図である。
す波形図であり、（Ｂ）は、パルス幅変調信号に対して
ローパスフィルタを用いた場合の波形図である。
１４ 基準抵抗器 １６ スイッチ １８ 基準電圧源 ２２ パルス幅変調器 ３２ ローパスフィルタ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ダニエル・ビィ・カーソン アメリカ合衆国、98012 ワシントン州、 ボーセル、ワンハンドレッドアンドサーテ ィーサード・プレイス、エス・イー、2530
Claims (7)
- 【請求項１】 （ａ） 試験電流を受取り第１の電圧を
生成するための基準抵抗器と、 （ｂ） 第２の電圧を生成するための基準電圧源と、 （ｃ） 前記基準抵抗器および前記基準電圧源に結合さ
れ、前記第１および第２の電圧のうちの１つを選択する
ためのスイッチ手段と、 （ｄ） 制御可能なデューティ比を有する制御信号に従
って前記第１および第２の電圧のうちの前記選択された
１つを変調するためのＰＷＭと、 （ｅ） 前記ＰＷＭに結合され、前記デューティ比に比
例する直流電圧を生成するためのフィルタ手段とを含
む、電圧−抵抗合成装置。 - 【請求項２】 前記デューティ比はデジタル的にプログ
ラム可能である、請求項１に記載の電圧−抵抗合成装
置。 - 【請求項３】 前記フィルタ手段はローパスフィルタ回
路を含む、請求項１に記載の電圧−抵抗合成装置。 - 【請求項４】 前記フィルタ手段に結合され、前記直流
電圧を、較正するべき計測器に結合するための出力手段
をさらに含む、請求項１に記載の電圧−抵抗合成装置。 - 【請求項５】 前記基準抵抗器に結合され、較正するべ
き計測器からの前記試験電流を結合するための入力手段
をさらに含む、請求項１に記載の電圧−抵抗合成装置。 - 【請求項６】 前記ＰＷＭは、 （ａ） 前記スイッチ手段に結合されるＰＷＭ入力と、 （ｂ） 前記フィルタ手段に結合されるＰＷＭ出力と、 （ｃ） 前記ＰＷＭ入力と前記ＰＷＭ出力との間に直列
に配置される第１のＰＷＭスイッチ手段とをさらに含
み、前記第１のＰＷＭスイッチ手段は、制御入力に結合
される前記制御信号に応答して始動し、 （ｄ） 前記ＰＷＭ出力と回路の接地との間の分路に配
置される第２のＰＷＭスイッチ手段をさらに含み、前記
第２のＰＷＭスイッチ手段は、制御入力に結合される前
記制御信号に応答して始動し、 （ｅ） 前記第１のＰＷＭスイッチ手段および前記第２
のＰＷＭスイッチ手段に結合されるＰＷＭ制御回路をさ
らに含み、前記ＰＷＭ制御回路はデジタルデータバスに
さらに結合され、前記ＰＷＭ制御回路は、デジタル制御
ワードに応答して前記第１および第２のＰＷＭスイッチ
に制御信号を与える、請求項１に記載の電圧−抵抗合成
装置。 - 【請求項７】 前記ＰＷＭ制御回路は、デジタルタイマ
集積回路をさらに含む、請求項６に記載の電圧−抵抗合
成装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/276,067 US5402082A (en) | 1994-07-14 | 1994-07-14 | Voltage and resistance synthesizer using pulse width modulation |
| US08/276067 | 1994-07-14 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0868809A true JPH0868809A (ja) | 1996-03-12 |
Family
ID=23055014
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7177592A Pending JPH0868809A (ja) | 1994-07-14 | 1995-07-13 | 電圧−抵抗合成装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5402082A (ja) |
| EP (1) | EP0693692A3 (ja) |
| JP (1) | JPH0868809A (ja) |
| KR (1) | KR960006265A (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1998046048A1 (de) * | 1997-04-07 | 1998-10-15 | Siemens Aktiengesellschaft | Steuervorrichtung zum steuern der helligkeit einer elektrolumineszenzbeleuchtung |
| GB2324160B (en) * | 1997-04-08 | 2001-01-03 | Schlumberger Ind Ltd | Calibration method for an electronic electricity meter |
| US6281687B1 (en) * | 1999-06-09 | 2001-08-28 | Agilent Technologies | Off-chip process, voltage, temperature, compensation resistor sharing |
| US7027146B1 (en) * | 2002-06-27 | 2006-04-11 | Kla-Tencor Technologies Corp. | Methods for forming a calibration standard and calibration standards for inspection systems |
| US6798214B1 (en) | 2002-10-01 | 2004-09-28 | Process Instruments, Inc. | Self-adjusting resistance standard |
| US7061417B2 (en) * | 2003-11-26 | 2006-06-13 | Broadcom Advanced Compression Group Llc | Method and system for increased effective resolution in an N-bit digital-to-analog converter |
| JP4578889B2 (ja) * | 2004-08-16 | 2010-11-10 | 富士通セミコンダクター株式会社 | 半導体装置 |
| US7679537B2 (en) * | 2008-01-21 | 2010-03-16 | Honeywell International Inc. | Precision microcontroller-based pulse width modulation digital-to-analog conversion circuit and method |
| FR2951598B1 (fr) * | 2009-10-15 | 2016-02-12 | Sagem Comm | Dispositif de communication ip et radio a un seul oscillateur et procede de controle de l'oscillateur |
| US8884563B2 (en) * | 2010-12-02 | 2014-11-11 | Jerry Fan | System and method for supplementing a generated DC power supply |
| EP3646680B1 (en) | 2017-06-26 | 2022-02-09 | Hewlett-Packard Development Company, L.P. | Display arm to housing connectors |
| EP3435542A1 (en) * | 2017-07-26 | 2019-01-30 | ASML Netherlands B.V. | Electrical circuit for emulating variable electrical characteristics |
| US11316528B2 (en) * | 2020-01-24 | 2022-04-26 | Fluke Corporation | PWM DAC with improved linearity and insensitivity to switch resistance |
| CN113810054A (zh) * | 2021-09-16 | 2021-12-17 | 杭州和利时自动化有限公司 | 一种合成电阻 |
Family Cites Families (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| US4541065A (en) * | 1982-09-14 | 1985-09-10 | John Fluke Mfg. Co., Inc. | Direct volts calibrator |
| FR2562355B1 (fr) * | 1984-03-28 | 1988-06-24 | Ass Ouvriers Instr Precision | Simulateur electronique de resistance variable |
| US5045712A (en) * | 1985-03-28 | 1991-09-03 | Raytheon Company | Synchronized switched mode power supplies |
| US5012181A (en) * | 1987-01-29 | 1991-04-30 | John Fluke Mfg. Co., Inc. | Apparatus for and method of internally calibrating an electrical calibrator |
| US4716398A (en) * | 1987-02-26 | 1987-12-29 | John Fluke Mfg. Co., Inc. | Linearity control circuit for digital to analog converter |
| DE3901314A1 (de) * | 1989-01-18 | 1990-07-26 | Knick Elekt Messgeraete Gmbh | Schaltungsanordnung zur nachbildung einer variablen impedanz, insbesondere eines ohmschen widerstandes |
| KR940008029B1 (ko) * | 1991-06-28 | 1994-08-31 | 삼성전자 주식회사 | 마그네트론 구동용 전원장치 |
-
1994
- 1994-07-14 US US08/276,067 patent/US5402082A/en not_active Expired - Fee Related
- 1994-12-19 EP EP94309502A patent/EP0693692A3/en not_active Withdrawn
-
1995
- 1995-01-23 KR KR1019950001047A patent/KR960006265A/ko not_active Ceased
- 1995-07-13 JP JP7177592A patent/JPH0868809A/ja active Pending
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0693692A2 (en) | 1996-01-24 |
| KR960006265A (ko) | 1996-02-23 |
| EP0693692A3 (en) | 1996-03-20 |
| US5402082A (en) | 1995-03-28 |
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|---|---|---|---|
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