JPH0870409A - 二重同調回路 - Google Patents

二重同調回路

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JPH0870409A
JPH0870409A JP7202623A JP20262395A JPH0870409A JP H0870409 A JPH0870409 A JP H0870409A JP 7202623 A JP7202623 A JP 7202623A JP 20262395 A JP20262395 A JP 20262395A JP H0870409 A JPH0870409 A JP H0870409A
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 平衡二次回路を有する帯域切換え自在の二重
同調回路を提供する。 【解決手段】 複数の第１インダクタンス２８，３０を
有する可同調の一次タンク回路は、第１インダクタンス
と並列に結合させた第１コンデンサ３６，４０により第
１周波数に同調される。前記第１インダクタンスに誘導
的に結合させた複数の第２インダクタンス３２，３４，
６２を有する二次タンク回路は、この回路を前記第１周
波数に同調させるために、第２インダクタンス３２，３
４，６２と並列に結合させた第２コンデンサ３８，４２
を有している。二次回路用の直流基準電位点５０は、複
数の第２インダクタンス３２，３４，６２と平衡信号出
力を供給する二次タンク回路との接続点に結合させる。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はテレビジョンチュー
ナ、特にシングルエンドＲＦ信号を平衡ＲＦ信号に変換
するための二重同調回路に関するものである。
【０００２】なお、本明細書の記述は本件出願の優先権
の基礎たる米国特許出願第０８／２８７，００３号（１
９９４年８月８日出願）の明細書の記載に基づくもので
あって、当該米国特許出願の番号を参照することによっ
て当該米国特許出願の明細書の記載内容が本明細書の一
部分を構成するものとする。
【０００３】
【従来の技術】周波数選択同調回路はテレビジョンチュ
ーナのＲＦ増幅段の前後によく用いられる。現状では、
ミクサの前の信号経路に二重同調フィルタを用いて、周
波数の選択性を改善すると共に不所望な影像周波数を阻
止している。
【０００４】変換効率を最大とし、かつ不所望な周波数
および影像周波数を低減させるために、ミクサを最適な
方法で駆動させるのが望ましい。ミクサ、例えば二重平
衡ミクサは変成器で駆動させるのが普通である。しか
し、変成器は比較的高価な部品であり、しかも最適化す
るのが困難である。
【０００５】図１はテレビチューナの代表的な回路装置
を示す。ＲＦ信号は一般に、アンテナ１０または他のテ
レビ信号源、同調回路１２、ＲＦ増幅器１４および二重
同調回路１６を、この順序で具えており、二重同調回路
１６は隣接するチャネル信号を十分に阻止するために二
重同調させるのが望ましい。この二重同調回路１６から
の出力信号はミクサ２２に結合され、これにて前記出力
信号はＲＦ信号をＩＦ信号に変換するために局部発振器
２４からの信号と混合される。同調回路１２、二重同調
回路１６および局部発振器２４は同調電圧（ＶＴ）によ
り選択チャネルまたは周波数に同調される。同調電圧
（ＶＴ）は一般にバラクタダイオードに供給する。同調
回路１２、二重同調回路１６および局部発振器２４は帯
域切換え、すなわちチャネル２〜６（合衆国）のＶＨＦ
低周波帯域と、チャネル７〜１３（合衆国）のＶＨＦ高
周波帯域との間の帯域の切換えにもまた用いられる。
【０００６】図２を参照するに、ここには二重同調回路
１６に対する従来の代表的な回路図を示してある。この
二重同調回路１６はシングルエンドＲＦ増幅器１４から
の信号を受信して、二重同調信号をミクサ２２の平衡入
力端子に結合させる。ＲＦ増幅器１４は一般にＭＯＳＦ
ＥＴトランジスタ２６とし、ここでは同調回路１２から
の信号をゲート電極Ｇ１に結合させ、ＲＦＡＧＣ信号
（図示せず）をゲート電極Ｇ２に結合させる。トランジ
スタ２６のソース電極Ｓは接地されており、増幅信号は
ドレイン電極Ｄから取出される。
【０００７】低周波帯域では、ドレイン電極Ｄ２からの
信号が二重同調回路１６に供給され、この二重同調回路
１６は、 １）交流基準点に対するドレイン電極Ｄと直流基準電位
点５０との間に結合される直列接続したインダクタンス
２８，３０から成る一次（タンク）回路と、 ２）ノード点Ｎ１兼交流基準点と、直流基準点５０との
間に結合される直列接続したインダクタンス３２，３４
から成る二次（タンク）回路と、で構成される。
【０００８】インダクタンス２８と３２との間およびイ
ンダクタンス３０と３４との間の相互インダクタンスは
“Ｍ”である。一次回路はインダクタンス２８，３０間
に結合させたバラクタダイオード３６によって所望周波
数に同調され、二次回路はインダクタンス３２，３４間
に結合させたバラクタダイオード３８によってほぼ同じ
所望周波数に同調される。バラクタダイオード３６，３
８のキャパシタンスは、それぞれコンデンサ４０，４２
を経て信号接地される各陰極に印加する付与電圧Ｖt に
よって変えられる。
【０００９】二次回路のノードＮ１からの二重同調シン
グルエンド信号は、直列接続したインダクタンス４４，
４６および平衡不平衡（バラン）変成器４８を経てミク
サ２２に結合される。インダクタンス４４，４６の値
は、カールソンによる米国特許第３，６２８，１５２号
に開示されているように、適切な周波数帯域にわたり周
波数帯域幅が一定となるように選定される。平衡不平衡
変成器４８の一次巻線の一端は直流基準電位点５０に結
合され、二次巻線が、単一または二重平衡ミクサとする
ことのできるミクサ２２の入力端子に平衡信号を供給す
る。
【００１０】帯域切換えは、それぞれのインダクタンス
３０および３４間に結合させたＰＩＮダイオード５１お
よび５２によって行われる。これらのダイオード５１お
よび５２は、各コンデンサ５４および５６により信号接
地される各陽極に印加する帯域切換え制御電圧ＢＳ１に
より切換えられる。ダイオード５１および５２は、スイ
ッチ“オン”した導通状態では、各インダクタンス３０
および３４の信号をバイパスし、従って各一次および二
次回路における総合インダクタンスを下げて、同調周波
数を高くする。
【００１１】帯域切換えが行われると、これに応じて定
帯域幅インダクタンス４４，４６のインダクタンス値
が、インダクタンス４４間に結合させたＰＩＮダイオー
ド５８とコンデンサ６０との直列回路により変えられ、
前記ダイオード５８も帯域切換え制御電圧ＢＳ１により
切換えられる。
【００１２】なお、同調バラクタダイオード３６および
３８は、これらの各同調電圧Ｖt に対する直流基準電位
点５０への直流帰路を必要とし、これらの直流帰路は前
記各バラクタダイオードに関連する各同調インダクタン
ス２８，３０および３２，３４によって形成される。同
様に、帯域切換え用ダイオード５１，５２および５８
は、これらの各帯域切換え電圧ＢＳ１用の直流帰路を必
要とし、ダイオード５１に対する帰路はインダクタンス
３０であり、ダイオード５２に対する帰路はインダクタ
ンス３４であり、ダイオード５８に対する帰路はインダ
クタンス４４，３２，３４である。ダイオード５８に対
する別の直流帰路はインダクタンス４６と平衡不平衡変
成器４８の一次巻線である。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】ミクサを平衡駆動させ
る平衡不平衡変成器は比較的高価な構成部品であり、し
かも変成器は広い周波数帯域にわたって動作特性を最適
化するのが困難である。
【００１４】そこで本発明の目的は以上のような問題を
解消した二重同調回路を提供することにある。
【００１５】
【課題を解決するための手段】本例のミクサは、入力回
路がベース接地構造に配置されるギルバートセルミクサ
とする。このような装置は信号入力端子を平衡信号源に
より駆動させる場合に、最適な利得、広い帯域幅、良好
な安定性および低ノイズの極めて不変の低入力インピー
ダンスを呈する。
【００１６】本発明によれば、ミクサを変成器のない平
衡同調回路により駆動させ、周波数帯の帯域切換えの場
合にもミクサの平衡駆動を持続させることができる。
【００１７】広い同調帯域にわたる良好な動作特性およ
びユニット間の調和のとれた動作特性は、変成器４８を
用いずにミクサ２２を直接駆動させることにより得るこ
とができる。このようにすることは、本例のミクサを二
重平衡ギルバートセルミクサ、すなわちオランダのフィ
リップス社製のＭＴＩ３００１Ｔ集積回路とすることか
ら特に望まれることである。このミクサはベース接地構
成で、広い周波数帯域にわたり約５０オームのインピー
ダンスにて駆動される。しかし、変成器４８をなくす場
合には、二重同調回路１６を改造する必要がある。
【００１８】本発明は、テレビチューナにおける平衡二
次回路を有する二重同調回路であって、信号基準電位お
よび直流基準電位点に対する出力端子にＲＦ信号を供給
する信号源と、第１インダクタンスを有し、かつこの第
１インダクタンスと並列に結合させた第１コンデンサに
よって所定の周波数に同調される可同調の一次タンク回
路と、前記第１インダクタンスに誘導的に結合させた複
数個の第２インダクタンスを有し、かつこれらの第２イ
ンダクタンスに並列に結合させて、前記所定の周波数に
同調させるための第２コンデンサを有している二次タン
ク回路とを具え、前記複数個の第２インダクタンスは、
その中間に前記直流電位点への接続ノードを有し、平衡
信号出力を供給することを特徴とする。
【００１９】
【発明の実施の形態】図３は本発明によるテレビチュー
ナにおけるＲＦチューナの二重同調回路の回路図を示
し、ここに図２に示したものと同様な部分には同一参照
番号を付して示してある。低周波帯域では、ドレイン電
極Ｄからの信号が二重同調回路１６に供給され、この二
重同調回路１６は、 １）交流基準点に対するドレイン電極Ｄと直流基準電位
点５０との間に結合させた直列インダクタンス２８，３
０の一次回路と、 ２）ノード点Ｎ１とＮ２との間に結合させたインダクタ
ンス３２，３４および６２の二次回路と、で構成する。
【００２０】インダクタンス２８と３２との間およびイ
ンダクタンス３０と二次回路のインダクタンス３４およ
び６２の少なくとも一方との間の相互インダクタンスは
“Ｍ”とする。インダクタンス３２および３４のインダ
クタンス値は図２に示した回路におけるものと同じとす
る。しかし、インダクタンス６２のインダクタンス値は
直列接続したインダクタンス３２と３４のインダクタン
ス値の和に等しくする。一次回路は直列接続したインダ
クタンス２８，３０間に結合させたバラクタダイオード
３６によって所望周波数に同調され、二次回路は直列接
続したインダクタンス３２，３４および６２間に結合さ
せたバラクタダイオード３８によってほぼ同じ周波数に
同調される。この回路では、ノード点Ｎ１とＮ２との間
に二重同調平衡信号が得られる。
【００２１】直流基準電位点５０は二次回路のインダク
タンス３４と６２の接続点であるノード点Ｎ３に結合さ
れる。インダクタンス６２のインダクタンス値をインダ
クタンス３２と３４のインダクタンス値の和に等しくす
るから、直流基準電位点５０が平衡駆動系に対する交流
基準点に接続され、ノードＮ３の交流接地が二重同調回
路１６の二次側の交流信号特性を変えることはない。
【００２２】二重同調回路１６の同調は、各コンデンサ
４０および４２により各一次および二次側インダクタン
ス間に交流結合される各バラクタダイオード３６および
３８の陰極に同調電圧Ｖt を印加して、これらのバラク
タダイオードのキャパシタを変えることにより達成され
る。ノードＮ１，Ｎ２からの二重同調平衡出力信号は、
それぞれ直列に接続した定帯域幅のインダクタンス４４
ａ，４６ａおよび４４ｂ，４６ｂを経てミクサ２２に結
合させる。直列インダクタンス４４ａ，４６ａおよび４
４ｂ，４６ｂのインダクタンス値の和は、適切な周波数
帯域にわたり周波数帯域幅が一定の信号がミクサ２２に
供給されるような値に選定する。このような定帯域幅回
路については、カールソンによる米国特許第３，６２
８，１５２号に開示されている。
【００２３】帯域切換えは、インダクタンス３０間およ
び３４，６２間に結合させたＰＩＮダイオード５１およ
び５２によって行われる。これらのスイッチングダイオ
ード５１および５２は、各コンデンサ５４および５６に
より交流回路を完成させる場合に、それぞれの陽極に印
加する帯域切換え電圧ＢＳ１により切換えられる。ダイ
オード５１および５２は、スイッチ“オン”した導通状
態では、各インダクタンス３０，３４および６２の信号
をバイパスし、従って各一次および二次回路における総
合インダクタンスを下げて、同調周波数を高くする。
【００２４】ノードＮ１，Ｎ２からの信号は平衡信号で
あるから、これらの信号を平衡させたままとするために
は、一方の信号路で成される信号変化を他方の信号路で
も同じようにする必要がある。インダクタンス４４ａ，
４６ａおよび４４ｂ，４６ｂの各総インダクタンス値
は、ＰＩＮダイオード５８ａおよび５８ｂをそれぞれ帯
域切換え電圧ＢＳ１によりスイッチ“オン”させること
により変えることができる。各キャパシタンス６０ａ，
６０ｂはダイオード回路を完成させる。
【００２５】同調バラクタダイオード３６，３８は同調
電圧Ｖt 用の直流帰路を必要とし、帯域切換えダイオー
ド５１，５２，５８ａおよび５８ｂは、それぞれの帯域
切換え電圧ＢＳ１用の直流帰路を必要とし、以下この点
につき説明する。
【００２６】帯域切換えモードでは、ノードＮ２におけ
る平衡信号は交流並列回路内にあるインダクタンス３４
および６２により直流接地帰路５０から隔離される。こ
れによりノードＮ２における信号は接地点に短絡され
ず、ノードＮ２はダイオード３８，５２，５８ａおよび
５８ｂに対する直流帰路を成す。インダクタンス３４お
よび６２を並列に接続することによる直流接地帰点５０
の交流分離は、一次回路のインダクタンス３０を帯域切
換えダイオード５１により信号短絡させても有効であ
る。これはインダクタンス３０に流れる信号電流がなく
なるから、インダクタンス３０とインダクタンス３４，
６２と間の相互インダクタンス“Ｍ”が０となるからで
ある。従って、インダクタンス３０の交流短絡は一次回
路から二次回路へと反映されない。このようにして、ダ
イオード３８に対する直流帰路はインダクタンス３２お
よび３４を経る回路となり、ダイオード５２に対する直
流帰路はインダクタンス３４を経る回路となり、ダイオ
ード５８ａに対する直流帰路はインダクタンス４４ａ，
３２および３４を経る回路となり、またダイオード５８
ｂに対する直流帰路はインダクタンス４４ｂおよび６２
を経る回路となる。なお、高周波モードへの帯域切換え
の場合には、二次側の平衡信号の交流基準点がインダク
タンス３２内の仮想ノードにシフトする。
【図面の簡単な説明】
【図１】テレビジョン装置の代表的なチューナの一部を
示すブロック図である。
【図２】図１の二重同調回路に対する従来の回路図であ
る。
【図３】本発明によるＲＦチューナの二重同調回路を示
す回路図である。
【符号の説明】
１０ アンテナ １２ 同調回路 １４ ＲＦ増幅器 １６ 二重同調回路 ２２ ミクサ ２４ 局部発振器 ２８，３０ 第１インダクタンス ３２，３４，６２ 第２インダクタンス ３６，３８ バラクタダイオード ４０，４２ コンデンサ ４４ａ，４６ａ；４４ｂ，４６ｂ インダクタンス ５０ 直流基準電位点 ５１，５２，５８ａ，５８ｂ ＰＩＮダイオード ６０ａ，６０ｂ コンデンサ

Claims (1)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 テレビチューナにおける平衡二次回路を
    有する二重同調回路であって、 信号基準電位および直流基準電位点に対する出力端子に
    ＲＦ信号を供給する信号源と、 第１インダクタンスを有し、かつこの第１インダクタン
    スと並列に結合させた第１コンデンサによって所定の周
    波数に同調される可同調の一次タンク回路と、 前記第１インダクタンスに誘導的に結合させた複数個の
    第２インダクタンスを有し、かつこれらの第２インダク
    タンスに並列に結合させて、前記所定の周波数に同調さ
    せるための第２コンデンサを有している二次タンク回路
    とを具え、 前記複数個の第２インダクタンスは、その中間に前記直
    流電位点への接続ノードを有し、平衡信号出力を供給す
    ることを特徴とする二重同調回路。
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