JPH0878252A - 共振型空心変圧器 - Google Patents
共振型空心変圧器Info
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- JPH0878252A JPH0878252A JP6214783A JP21478394A JPH0878252A JP H0878252 A JPH0878252 A JP H0878252A JP 6214783 A JP6214783 A JP 6214783A JP 21478394 A JP21478394 A JP 21478394A JP H0878252 A JPH0878252 A JP H0878252A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 共振素子を付加せず、空心変圧器の巻線構
造、或いは材料の選択により共振周波数が低く、低ノイ
ズ化が図れる小型共振型空心変圧器を実現する。 【構成】 ２本以上の導線を空間的に接近させて並列配
置するとともに、同方向に電流が流れるように直列に接
続して並列配置された導線間に電位差が生ずるように
し、導線間の接続部は、該接続部により発生する磁界が
前記２本以上の導線と干渉しないように配置して空心の
一次巻線または一次・二次巻線を形成し、該一次巻線ま
たは一次・二次巻線がインダクタンスと分布容量とによ
り共振回路を形成するようにしたことを特徴とする。
造、或いは材料の選択により共振周波数が低く、低ノイ
ズ化が図れる小型共振型空心変圧器を実現する。 【構成】 ２本以上の導線を空間的に接近させて並列配
置するとともに、同方向に電流が流れるように直列に接
続して並列配置された導線間に電位差が生ずるように
し、導線間の接続部は、該接続部により発生する磁界が
前記２本以上の導線と干渉しないように配置して空心の
一次巻線または一次・二次巻線を形成し、該一次巻線ま
たは一次・二次巻線がインダクタンスと分布容量とによ
り共振回路を形成するようにしたことを特徴とする。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はインダクタンスと導体間
の分布容量とを組み合わせ、共振素子を付加せずに実現
した共振型空心変圧器に関するものである。
の分布容量とを組み合わせ、共振素子を付加せずに実現
した共振型空心変圧器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】ＬＳＩ、ＩＣ等の電子回路はＤＣ５Ｖ程
度の低電圧で動作する。このため、商用電源を入力とす
る場合には、ＡＣ１００Ｖを適当な電圧に変換する必要
があるが、それには、高精度で安定な直流電圧を供給す
るための電源が必要となる。この電源に、従来、スイッ
チング電源が多く用いられ、小型・軽量、高効率が望ま
れている。スイッチング電源を小型化する手法として、
従来、もっぱらスイッチング周波数の高周波化が行われ
ているが、この手法もスイッチング周波数の上昇に伴う
スイッチング・ロスとノイズの増大により、以前ほど有
効な小型化手段では無くなりつつある。そこで、現在、
数ＭＨｚ帯域においても低スイッチング・ロス、低ノイ
ズを可能にすることで共振型電源が注目を集めている。
度の低電圧で動作する。このため、商用電源を入力とす
る場合には、ＡＣ１００Ｖを適当な電圧に変換する必要
があるが、それには、高精度で安定な直流電圧を供給す
るための電源が必要となる。この電源に、従来、スイッ
チング電源が多く用いられ、小型・軽量、高効率が望ま
れている。スイッチング電源を小型化する手法として、
従来、もっぱらスイッチング周波数の高周波化が行われ
ているが、この手法もスイッチング周波数の上昇に伴う
スイッチング・ロスとノイズの増大により、以前ほど有
効な小型化手段では無くなりつつある。そこで、現在、
数ＭＨｚ帯域においても低スイッチング・ロス、低ノイ
ズを可能にすることで共振型電源が注目を集めている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかし、従来の共振型
電源はＰＷＭコンバータに比べ部品に与えるストレスが
大きく、ＬやＣの共振素子やスイッチ素子等を必要と
し、出力制御をＰＦＭ制御で行うため最低周波数に回路
定数を決定せざるを得ず、大きな共振素子を必要として
小型化の妨げとなっている。また、どの回路方式が最適
かは電源の出力容量、開発目的等により異なるうえに、
部品の開発動向に大きく左右され、当分はＰＷＭコンバ
ータに代わる方法を特定化することはできない。一方、
従来から本発明者は、スイッチング電源を小型・軽量化
する新手法として磁性材料を全く用いない空心変圧器を
実現し、既に提案している。また、スイッチング電源の
ＥＭＣ対策と小型化の観点から、空心変圧器の液体窒素
冷却を行い、低周波駆動を試み、低ノイズ・小型スイッ
チング電源の実現可能性も検討している。本発明はかか
る事情に鑑みてなされたもので、電源回路に共振素子を
付加せず、空心変圧器の巻線構造、或いはフィルム型変
圧器における基板材料の選択により、巻線自体で共振回
路を形成し、低ノイズ化を図るとともに、位相特性を改
善し、さらに共振周波数を下げることも可能な共振型空
心変圧器を提供することを目的とする。
電源はＰＷＭコンバータに比べ部品に与えるストレスが
大きく、ＬやＣの共振素子やスイッチ素子等を必要と
し、出力制御をＰＦＭ制御で行うため最低周波数に回路
定数を決定せざるを得ず、大きな共振素子を必要として
小型化の妨げとなっている。また、どの回路方式が最適
かは電源の出力容量、開発目的等により異なるうえに、
部品の開発動向に大きく左右され、当分はＰＷＭコンバ
ータに代わる方法を特定化することはできない。一方、
従来から本発明者は、スイッチング電源を小型・軽量化
する新手法として磁性材料を全く用いない空心変圧器を
実現し、既に提案している。また、スイッチング電源の
ＥＭＣ対策と小型化の観点から、空心変圧器の液体窒素
冷却を行い、低周波駆動を試み、低ノイズ・小型スイッ
チング電源の実現可能性も検討している。本発明はかか
る事情に鑑みてなされたもので、電源回路に共振素子を
付加せず、空心変圧器の巻線構造、或いはフィルム型変
圧器における基板材料の選択により、巻線自体で共振回
路を形成し、低ノイズ化を図るとともに、位相特性を改
善し、さらに共振周波数を下げることも可能な共振型空
心変圧器を提供することを目的とする。
【０００４】
【課題を解決するための手段】本発明の共振型空心変圧
器は、空心の一次巻線、二次巻線からなる空心変圧器に
おいて、２本以上の導線を空間的に接近させて並列配置
するとともに、同方向に電流が流れるように直列に接続
して並列配置された導線間に電位差が生ずるようにし、
導線間の接続部は、該接続部により発生する磁界が前記
２本以上の導線と干渉しないように配置して一次巻線ま
たは一次・二次巻線を形成し、該一次巻線または一次・
二次巻線がインダクタンスと分布容量とにより共振回路
を形成するようにしたことを特徴とする。また、本発明
は、薄膜基板上に近接して形成された空心の１次巻線パ
ターン及び２次巻線パターンからなるフィルム型空心変
圧器において、前記薄膜基板に高誘電材料を添加して各
巻線パターンの分布容量を増加させ、各巻線パターンが
インダクタンスと分布容量とにより共振回路を形成する
ようにしたことを特徴とする。また、本発明は、高誘電
材料を添加した薄膜基板上に近接して形成された空心の
１次巻線パターン及び２次巻線パターンからなるフィル
ム型空心変圧器において、フィルム型空心変圧器を複数
層積層し、各層の１次巻線パターンおよび２次巻線パタ
ーンを直列または並列に接続し、各巻線パターンがイン
ダクタンスと分布容量とにより共振回路を形成するよう
にしたことを特徴とする。
器は、空心の一次巻線、二次巻線からなる空心変圧器に
おいて、２本以上の導線を空間的に接近させて並列配置
するとともに、同方向に電流が流れるように直列に接続
して並列配置された導線間に電位差が生ずるようにし、
導線間の接続部は、該接続部により発生する磁界が前記
２本以上の導線と干渉しないように配置して一次巻線ま
たは一次・二次巻線を形成し、該一次巻線または一次・
二次巻線がインダクタンスと分布容量とにより共振回路
を形成するようにしたことを特徴とする。また、本発明
は、薄膜基板上に近接して形成された空心の１次巻線パ
ターン及び２次巻線パターンからなるフィルム型空心変
圧器において、前記薄膜基板に高誘電材料を添加して各
巻線パターンの分布容量を増加させ、各巻線パターンが
インダクタンスと分布容量とにより共振回路を形成する
ようにしたことを特徴とする。また、本発明は、高誘電
材料を添加した薄膜基板上に近接して形成された空心の
１次巻線パターン及び２次巻線パターンからなるフィル
ム型空心変圧器において、フィルム型空心変圧器を複数
層積層し、各層の１次巻線パターンおよび２次巻線パタ
ーンを直列または並列に接続し、各巻線パターンがイン
ダクタンスと分布容量とにより共振回路を形成するよう
にしたことを特徴とする。
【０００５】
【作用】本発明は結線方式の工夫により２本以上の導線
間の分布容量を活用し、また、フィルム型トランスの基
板に高誘電材料を添加して基板上に近接して形成された
１次巻線パターンと２次巻線パターン間の分布容量を増
加させ、表皮効果により巻線間の結合を向上させて巻線
自体がインダクタンスと分布容量とにより共振回路を形
成するようにする。その結果、空心の共振型変圧器が形
成され、小型・軽量化を図ることができるとともに、分
布容量による位相特性の改善、共振特性によるノイズの
低減化、共振周波数の低周波化を図ることが可能とな
る。
間の分布容量を活用し、また、フィルム型トランスの基
板に高誘電材料を添加して基板上に近接して形成された
１次巻線パターンと２次巻線パターン間の分布容量を増
加させ、表皮効果により巻線間の結合を向上させて巻線
自体がインダクタンスと分布容量とにより共振回路を形
成するようにする。その結果、空心の共振型変圧器が形
成され、小型・軽量化を図ることができるとともに、分
布容量による位相特性の改善、共振特性によるノイズの
低減化、共振周波数の低周波化を図ることが可能とな
る。
【０００６】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面を参照して詳細
に説明する。まず、本発明の共振型空心変圧器の原理か
ら説明する。共振型空心変圧器の動作原理は、一次巻線
のインダクタンスと一次巻線の各導体間の分布容量を利
用し、並列共振を実現することにある。一般に、空心変
圧器は導体の表皮効果により巻線間の結合が向上するこ
とにより動作し、図１（ａ）に示すように、一次・二次
巻線はそれぞれ導線を平行に巻いた構造からなり、その
ため一次巻線の導体間に分布容量が存在する。しかし、
導体間の電位差が小さい場合、その影響も小さく、図１
（ｂ）に示すように、共振周波数は数ＭＨｚ帯である。
に説明する。まず、本発明の共振型空心変圧器の原理か
ら説明する。共振型空心変圧器の動作原理は、一次巻線
のインダクタンスと一次巻線の各導体間の分布容量を利
用し、並列共振を実現することにある。一般に、空心変
圧器は導体の表皮効果により巻線間の結合が向上するこ
とにより動作し、図１（ａ）に示すように、一次・二次
巻線はそれぞれ導線を平行に巻いた構造からなり、その
ため一次巻線の導体間に分布容量が存在する。しかし、
導体間の電位差が小さい場合、その影響も小さく、図１
（ｂ）に示すように、共振周波数は数ＭＨｚ帯である。
【０００７】本発明においては、図２（ａ）に示すよう
に、一次巻線に２本の導体を用い、一次導体間に一次電
圧の半分が加わる構造としたものである。もちろん、２
本に限らず、より本数を増やしてもよく、各導体に流れ
る電流の方向は同じにし、帰線の影響はないようにす
る。このような結線を行うと、導体間に存在する分布容
量に電圧がかかるためキャパシタとして機能し、この結
果、図２（ｂ）に示すように、共振周波数を４８２ｋＨ
ｚに下げることができ、スイッチング電源のスイッチン
グ周波数に対応するような共振周波数にすることが可能
となる。なお、図１（ｂ）、図２（ｂ）において、特性
Ａはインピーダンス、特性Ｂは位相特性をそれぞれ示し
ている。
に、一次巻線に２本の導体を用い、一次導体間に一次電
圧の半分が加わる構造としたものである。もちろん、２
本に限らず、より本数を増やしてもよく、各導体に流れ
る電流の方向は同じにし、帰線の影響はないようにす
る。このような結線を行うと、導体間に存在する分布容
量に電圧がかかるためキャパシタとして機能し、この結
果、図２（ｂ）に示すように、共振周波数を４８２ｋＨ
ｚに下げることができ、スイッチング電源のスイッチン
グ周波数に対応するような共振周波数にすることが可能
となる。なお、図１（ｂ）、図２（ｂ）において、特性
Ａはインピーダンス、特性Ｂは位相特性をそれぞれ示し
ている。
【０００８】次に、図２（ａ）に示す結線方式で共振回
路が形成されることについて説明する。いま、図３に示
すような円形断面の導体を有する導体に交流を通電する
場合について考える。周波数ｆが低い電流は、図３
（ａ）に示すように導体断面にほぼ一様に分布する。こ
のため、導体の電気抵抗Ｒは直流抵抗Ｒdcに等しく下限
値となる。導体のインダクタンスＬは、導体の内部に分
布する電流と磁束の鎖交に起因する内部インダクタンス
Ｌinと、導体外部の磁束に起因する外部インダクタンス
Ｌout の和Ｌin＋Ｌout からなる。
路が形成されることについて説明する。いま、図３に示
すような円形断面の導体を有する導体に交流を通電する
場合について考える。周波数ｆが低い電流は、図３
（ａ）に示すように導体断面にほぼ一様に分布する。こ
のため、導体の電気抵抗Ｒは直流抵抗Ｒdcに等しく下限
値となる。導体のインダクタンスＬは、導体の内部に分
布する電流と磁束の鎖交に起因する内部インダクタンス
Ｌinと、導体外部の磁束に起因する外部インダクタンス
Ｌout の和Ｌin＋Ｌout からなる。
【０００９】周波数ｆが高い電流は、図３（ｂ）に示す
ように導体断面の周辺にのみ分布する。このため、導体
の電気抵抗Ｒは、周波数ｆが無限大で電流の流れる導体
の断面積が無限小となることから無限大となる。周波数
ｆは有限であるから、ここでは充分高い周波数ｆに対し
て、電気抵抗Ｒは極めて大きな抵抗Ｒmax （≫Ｒdc)と
する。インダクタンスＬの中で導体内に電流が分布しな
いため、内部インダクタンスＬinは零となるから、イン
ダクタンスは外部インダクタンスＬout のみとなり、Ｌ
＝Ｌout である。
ように導体断面の周辺にのみ分布する。このため、導体
の電気抵抗Ｒは、周波数ｆが無限大で電流の流れる導体
の断面積が無限小となることから無限大となる。周波数
ｆは有限であるから、ここでは充分高い周波数ｆに対し
て、電気抵抗Ｒは極めて大きな抵抗Ｒmax （≫Ｒdc)と
する。インダクタンスＬの中で導体内に電流が分布しな
いため、内部インダクタンスＬinは零となるから、イン
ダクタンスは外部インダクタンスＬout のみとなり、Ｌ
＝Ｌout である。
【００１０】以上のように、通電する電流の周波数ｆに
よって電流の分布が変化し、このため導体の抵抗Ｒとイ
ンダクタンスＬが変化する。この様な現象を表皮効果と
呼んでいる。表皮効果による導体の抵抗Ｒとインダクタ
ンスＬの周波数ｆによる変化を整理すると表１のように
なる。 簡単のため、図４（ａ）に示すように、同一の２本の丸
形導体を平行に配置し、図４（ｂ）のように接続すれ
ば、両者の導体を囲む磁束が存在するため、導体１と導
体２間に相互インダクタンスＭが存在する。この相互イ
ンダクタンスＭは、両者の導体中の電流がそれぞれの中
心軸に対称に分布するとすれば、周波数ｆに無関係に一
定値をとる。実際は、コイル配置を交互に配置する方法
等によって平均的に電流をそれぞれの軸に対称に分布さ
せることは可能である。
よって電流の分布が変化し、このため導体の抵抗Ｒとイ
ンダクタンスＬが変化する。この様な現象を表皮効果と
呼んでいる。表皮効果による導体の抵抗Ｒとインダクタ
ンスＬの周波数ｆによる変化を整理すると表１のように
なる。 簡単のため、図４（ａ）に示すように、同一の２本の丸
形導体を平行に配置し、図４（ｂ）のように接続すれ
ば、両者の導体を囲む磁束が存在するため、導体１と導
体２間に相互インダクタンスＭが存在する。この相互イ
ンダクタンスＭは、両者の導体中の電流がそれぞれの中
心軸に対称に分布するとすれば、周波数ｆに無関係に一
定値をとる。実際は、コイル配置を交互に配置する方法
等によって平均的に電流をそれぞれの軸に対称に分布さ
せることは可能である。
【００１１】いま、ａ、ｌ、ω、μ、及びρをそれぞれ
導体の半径、長さ、励振電圧の角周波数、透磁率、抵抗
率とすれば ｋ＝ａ（ωμπ／２ρ）1/2 ……（１） となり、ｋ＞１の周波数で電流が各導体軸を中心に対称
に分布していると仮定すると、導体のインダクタンス
Ｌ、相互インダクタンスＭ、抵抗Ｒ、キャパシタンスＣ
は、それぞれ導体１個あたり Ｌ＝Ｌin＋Ｌout ≒（μl/2)｛(1/k) −(1/64)(1/k3)｝＋（μl/２π）｛ln(2l/a)-1｝ ……（２−１） Ｍ≒（μl/２π）｛ln(2l/a+d )-1 ｝ ……（２−２） Ｒ≒Ｒｄ｛（l/4)＋k ＋(1/64)(1/k3)｝ ……（２−３） Ｃ≒επl/ln｛(a+d )/a｝ ……（２−４） となる。ただし、ε、ｄはそれぞれ導体間の絶縁体の誘
電率と厚さであり、Ｒｄは直流抵抗で、 Ｒｄ＝ρｌ／（πａ2 ） ……（３） ところで、図４（ｂ）のように２本の導体を直列に接続
して電圧Ｖを加えた場合、２本の導体間の電位差は左端
から右端まで同じ電位差Ｖ／２であり、電流の方向は同
方向である。従って、図４（ｂ）の結線は、図５（ａ）
→図５（ｂ）→図５（ｃ）のようなプロセスで図５
（ｃ）に示すような集中定数等価回路で表され、図４
（ｂ）の結線は、インダクタンスとキャパシタンスの並
列共振回路を形成することが分かる。
導体の半径、長さ、励振電圧の角周波数、透磁率、抵抗
率とすれば ｋ＝ａ（ωμπ／２ρ）1/2 ……（１） となり、ｋ＞１の周波数で電流が各導体軸を中心に対称
に分布していると仮定すると、導体のインダクタンス
Ｌ、相互インダクタンスＭ、抵抗Ｒ、キャパシタンスＣ
は、それぞれ導体１個あたり Ｌ＝Ｌin＋Ｌout ≒（μl/2)｛(1/k) −(1/64)(1/k3)｝＋（μl/２π）｛ln(2l/a)-1｝ ……（２−１） Ｍ≒（μl/２π）｛ln(2l/a+d )-1 ｝ ……（２−２） Ｒ≒Ｒｄ｛（l/4)＋k ＋(1/64)(1/k3)｝ ……（２−３） Ｃ≒επl/ln｛(a+d )/a｝ ……（２−４） となる。ただし、ε、ｄはそれぞれ導体間の絶縁体の誘
電率と厚さであり、Ｒｄは直流抵抗で、 Ｒｄ＝ρｌ／（πａ2 ） ……（３） ところで、図４（ｂ）のように２本の導体を直列に接続
して電圧Ｖを加えた場合、２本の導体間の電位差は左端
から右端まで同じ電位差Ｖ／２であり、電流の方向は同
方向である。従って、図４（ｂ）の結線は、図５（ａ）
→図５（ｂ）→図５（ｃ）のようなプロセスで図５
（ｃ）に示すような集中定数等価回路で表され、図４
（ｂ）の結線は、インダクタンスとキャパシタンスの並
列共振回路を形成することが分かる。
【００１２】なお、図６（ａ）に示すような２本の導体
で帰線が影響しないような結線は、例えば、図６（ｂ）
に示すように２本のホルマル線を接近させてソレノイド
状に巻いて同一方向に電流を流すようにし、２本の導体
を接続する線（帰りの線）により発生する磁束は、コイ
ル部分と干渉しないようにすることにより実現できる。
もちろんこのような結線は、ソレノイド型に限らず、同
軸ケーブルの内側と外側の導体を２本の導体として利用
した同軸型、２本のホルマル線をツイストして作成した
ツイスト型、１層または２層以上のフィルム基盤上にそ
れぞれ同心円状に２本の導体を設けたフィルム型等にし
てもよい。
で帰線が影響しないような結線は、例えば、図６（ｂ）
に示すように２本のホルマル線を接近させてソレノイド
状に巻いて同一方向に電流を流すようにし、２本の導体
を接続する線（帰りの線）により発生する磁束は、コイ
ル部分と干渉しないようにすることにより実現できる。
もちろんこのような結線は、ソレノイド型に限らず、同
軸ケーブルの内側と外側の導体を２本の導体として利用
した同軸型、２本のホルマル線をツイストして作成した
ツイスト型、１層または２層以上のフィルム基盤上にそ
れぞれ同心円状に２本の導体を設けたフィルム型等にし
てもよい。
【００１３】図５（ｃ）で示す等価回路で共振角周波数
ωr （＝２πｆr ）と、共振時のインピーダンスＺ
r は、 ωr ＝１／｛（Ｌ＋Ｍ）Ｃ｝1/2 ……（４−１） Ｚr ＝Ｒ＋｛（Ｌ＋Ｍ）／ＲＣ｝ ＝Ｒ＋｛１／Ｒωr 2 Ｃ2 ｝ ……（４−２） で与えられる。（４−１）式から共振周波数の低減はイ
ンダクタンスを増加するか、キャパシタンスを増加する
かのいずれかである。また、共振時のインピーダンス
は、インダクタンスを増加すれば大きくなり、キャパシ
タンスを増加すると小さくなる。従って、共振周波数を
低く、且つ共振時のインピーダンスを増加するにはイン
ダクタンスを増加することが最も好ましい。
ωr （＝２πｆr ）と、共振時のインピーダンスＺ
r は、 ωr ＝１／｛（Ｌ＋Ｍ）Ｃ｝1/2 ……（４−１） Ｚr ＝Ｒ＋｛（Ｌ＋Ｍ）／ＲＣ｝ ＝Ｒ＋｛１／Ｒωr 2 Ｃ2 ｝ ……（４−２） で与えられる。（４−１）式から共振周波数の低減はイ
ンダクタンスを増加するか、キャパシタンスを増加する
かのいずれかである。また、共振時のインピーダンス
は、インダクタンスを増加すれば大きくなり、キャパシ
タンスを増加すると小さくなる。従って、共振周波数を
低く、且つ共振時のインピーダンスを増加するにはイン
ダクタンスを増加することが最も好ましい。
【００１４】次に、表１のようにＮｏ１〜６の空心コイ
ルを試作し、各インピーダンスと位相特性を求めた。 Ｎｏ１〜６は、いずれも図４（ｂ）の結線方式のもの
で、Ｎｏ１，２は銅線を用いてソレノイド型にコイルを
巻き、平行するコイルに共通の磁束が通るようにしたも
のであり、Ｎｏ３〜６は、薄いフィルム型の基板上に、
エッチング等により接近させてコイルパターンを形成し
たものであり、Ｎｏ３，４は１層であり、Ｎｏ５，６は
２層に積層して中央部で上下層を接続し、インダクタン
スの増加を図ったものである。
ルを試作し、各インピーダンスと位相特性を求めた。 Ｎｏ１〜６は、いずれも図４（ｂ）の結線方式のもの
で、Ｎｏ１，２は銅線を用いてソレノイド型にコイルを
巻き、平行するコイルに共通の磁束が通るようにしたも
のであり、Ｎｏ３〜６は、薄いフィルム型の基板上に、
エッチング等により接近させてコイルパターンを形成し
たものであり、Ｎｏ３，４は１層であり、Ｎｏ５，６は
２層に積層して中央部で上下層を接続し、インダクタン
スの増加を図ったものである。
【００１５】また、図７（ａ）〜図１２（ａ）の特性
は、それぞれＮｏ１〜６に対応し、図７（ｂ）〜図１２
（ｂ）は、コイル径、コイル長、巻線形式はＮｏ１〜６
と同じにし、結線方式を、図４（ｂ）に示したような共
振型結線方式としない単純なソレノイド形式したものの
特性である。
は、それぞれＮｏ１〜６に対応し、図７（ｂ）〜図１２
（ｂ）は、コイル径、コイル長、巻線形式はＮｏ１〜６
と同じにし、結線方式を、図４（ｂ）に示したような共
振型結線方式としない単純なソレノイド形式したものの
特性である。
【００１６】図７〜図１０（Ｎｏ１〜４に対応）から分
かるように、本発明によるものは単純なソレノイドの共
振周波数と比較して、約１桁程度共振周波数が低下して
いることが分かる。また、図９（ａ）〜図１２（ａ）
（フィルム型）において、コイルの長さが長い程共振周
波数が低下していることが分かる。図１１〜図１２にお
いて、本発明の共振回路結線でも、非共振型の単純な結
線にしても、同じ周波数に主共振周波数が存在してい
る。このことは、フィルムを積層した場合、上下の線間
容量が支配的であることを意味しており、また、図１１
（ｂ）〜図１２（ｂ）に示す非共振型の場合、フィルム
の外側から内側にいくにつれて電位差が異なるため、共
振周波数が複数個存在していることが分かる。
かるように、本発明によるものは単純なソレノイドの共
振周波数と比較して、約１桁程度共振周波数が低下して
いることが分かる。また、図９（ａ）〜図１２（ａ）
（フィルム型）において、コイルの長さが長い程共振周
波数が低下していることが分かる。図１１〜図１２にお
いて、本発明の共振回路結線でも、非共振型の単純な結
線にしても、同じ周波数に主共振周波数が存在してい
る。このことは、フィルムを積層した場合、上下の線間
容量が支配的であることを意味しており、また、図１１
（ｂ）〜図１２（ｂ）に示す非共振型の場合、フィルム
の外側から内側にいくにつれて電位差が異なるため、共
振周波数が複数個存在していることが分かる。
【００１７】なお、フィルム型トランスにおいて、ポリ
イミド等からなるフィルムベースにチタン酸バリウム等
の高誘電材料を添加すれば線間容量を大きくすることが
でき、特に積層型の場合には大幅に増やすことができ
る。
イミド等からなるフィルムベースにチタン酸バリウム等
の高誘電材料を添加すれば線間容量を大きくすることが
でき、特に積層型の場合には大幅に増やすことができ
る。
【００１８】図１３はフィルム型トランスを示してお
り、１次及び２次巻線パターンをリソグラフィ技術、エ
ッチング技術、印刷技術等によりフィルム状薄膜絶縁基
板１に２本のパターンを、近接させて円形同心軸状に形
成したもので、図１３（ａ）に示すように２本のパター
ンを１次巻線、２次巻線とすると、これによってフィル
ム型薄膜トランスが形成され、この一枚のフィルムでも
変圧器動作は可能であるが、２枚以上のフィルムトラン
スを積層した方が低周波特性の改善、変圧比の変更等都
合がよい。
り、１次及び２次巻線パターンをリソグラフィ技術、エ
ッチング技術、印刷技術等によりフィルム状薄膜絶縁基
板１に２本のパターンを、近接させて円形同心軸状に形
成したもので、図１３（ａ）に示すように２本のパター
ンを１次巻線、２次巻線とすると、これによってフィル
ム型薄膜トランスが形成され、この一枚のフィルムでも
変圧器動作は可能であるが、２枚以上のフィルムトラン
スを積層した方が低周波特性の改善、変圧比の変更等都
合がよい。
【００１９】いま、パターンの中心を始点として円形同
心軸状に形成したとすると、図１３（ａ）のパターンは
時計方向に、図１３（ｂ）のパターンは反時計方向に巻
回されていることになる。そして、ピッチ、巻回数が等
しいとすると、図１３（ａ）、図１３（ｂ）において各
ターン毎に常に外側に位置する巻線の方が、内側に位置
する巻線よりも長くなる。そこで、図１３（ａ）の各タ
ーン毎に常に外側に位置する巻線を１次巻線２、内側に
位置する巻線を２次巻線３としたとき、図１３（ｂ）で
は、逆に各ターン毎に常に外側に位置する巻線を２次巻
線３´、内側に位置する巻線を１次巻線２´とし、図１
３（ａ）と図１３（ｂ）の基板を積層し、端子２ｂを端
子２ｂ´に、端子３ｂを端子３ｂ´に接続し、２ａ、２
ａ´を１次端子、３ａ、３ａ´を２次端子として図１３
（ｃ）のように積層すれば、図１３（ａ）と図１３
（ｂ）の巻線パターンによる磁束が加わり、かつ１次巻
線と２次巻線の長さを等しくすることができる。このと
き、絶縁基板１にチタン酸バリウム等の高誘電材料を添
加すると、図１３（ｃ）に示すように、各巻線間には誘
電率の高い絶縁基板１が介在することになり、巻線間の
容量を大幅に増やすことができる。
心軸状に形成したとすると、図１３（ａ）のパターンは
時計方向に、図１３（ｂ）のパターンは反時計方向に巻
回されていることになる。そして、ピッチ、巻回数が等
しいとすると、図１３（ａ）、図１３（ｂ）において各
ターン毎に常に外側に位置する巻線の方が、内側に位置
する巻線よりも長くなる。そこで、図１３（ａ）の各タ
ーン毎に常に外側に位置する巻線を１次巻線２、内側に
位置する巻線を２次巻線３としたとき、図１３（ｂ）で
は、逆に各ターン毎に常に外側に位置する巻線を２次巻
線３´、内側に位置する巻線を１次巻線２´とし、図１
３（ａ）と図１３（ｂ）の基板を積層し、端子２ｂを端
子２ｂ´に、端子３ｂを端子３ｂ´に接続し、２ａ、２
ａ´を１次端子、３ａ、３ａ´を２次端子として図１３
（ｃ）のように積層すれば、図１３（ａ）と図１３
（ｂ）の巻線パターンによる磁束が加わり、かつ１次巻
線と２次巻線の長さを等しくすることができる。このと
き、絶縁基板１にチタン酸バリウム等の高誘電材料を添
加すると、図１３（ｃ）に示すように、各巻線間には誘
電率の高い絶縁基板１が介在することになり、巻線間の
容量を大幅に増やすことができる。
【００２０】なお、図１３の場合は結線方式は図４
（ｂ）に示した共振型の結線方式になっており、一層、
共振周波数の低周波化が図れる。なお、フィルム型トラ
ンスの積層型の場合、図１１、図１２に示したように共
振周波数は、共振型、非共振型の何れでもほぼ同じであ
るので、絶縁基板に高誘電材料を添加する場合には、従
来方式の空心トランスの結線方法であっても適用可能で
ある。
（ｂ）に示した共振型の結線方式になっており、一層、
共振周波数の低周波化が図れる。なお、フィルム型トラ
ンスの積層型の場合、図１１、図１２に示したように共
振周波数は、共振型、非共振型の何れでもほぼ同じであ
るので、絶縁基板に高誘電材料を添加する場合には、従
来方式の空心トランスの結線方法であっても適用可能で
ある。
【００２１】このように、結線方式の工夫或いは積層型
のフィルムトランスにおける基板への高誘電材料の添加
により線間容量を増やすことができるので、コンデンサ
を付加せずに位相改善を行うことができ、また、過渡的
に生ずるエネルギの吸収を行うバッファ回路（スナバ回
路）を構成することができる。スナバ回路は、電気回路
において過渡的に生ずるエネルギをバイパス或いは吸収
する回路を意味し、ＤＣ−ＤＣコンバータ、電気回路を
開閉するコンタクタ等に多く使われ、特に、線路中に蓄
えられる磁気エネルギに起因してコンタクタに発生する
アーク放電を阻止するためにＲＣスナバ等が多く使われ
ているが、ＲＣスナバの代わりに本発明の共振型結線の
コイルをコンタクタに直列接続すれば、共振回路の高イ
ンピーダンスで、ＯＦＦ状態に入る前の通電電流、ＯＮ
する場合の突入電流を低減することができる。
のフィルムトランスにおける基板への高誘電材料の添加
により線間容量を増やすことができるので、コンデンサ
を付加せずに位相改善を行うことができ、また、過渡的
に生ずるエネルギの吸収を行うバッファ回路（スナバ回
路）を構成することができる。スナバ回路は、電気回路
において過渡的に生ずるエネルギをバイパス或いは吸収
する回路を意味し、ＤＣ−ＤＣコンバータ、電気回路を
開閉するコンタクタ等に多く使われ、特に、線路中に蓄
えられる磁気エネルギに起因してコンタクタに発生する
アーク放電を阻止するためにＲＣスナバ等が多く使われ
ているが、ＲＣスナバの代わりに本発明の共振型結線の
コイルをコンタクタに直列接続すれば、共振回路の高イ
ンピーダンスで、ＯＦＦ状態に入る前の通電電流、ＯＮ
する場合の突入電流を低減することができる。
【００２２】次に、本発明の共振型空心変圧器の応用例
としたＤＣ−ＤＣコンバータについて説明する。図１４
はフライバック型ＤＣ−ＤＣコンバータの等価回路を示
しており、共振型空心変圧器の一次・二次コイルとも共
振型結線方式を採用したものである。この回路は、入力
直流電圧Ｖ1 をＦＥＴＱにより所定周波数でスイッチン
グし、共振型空心変圧器で変圧し、ダイオードＤ、キャ
パシタＣで整流・平滑化して負荷ＲL に直流電圧ＶO を
供給する。共振型変圧器は、巻線のインダクタンス
Ｌr 、キャパシタンスＣr とで並列共振を起こし、イン
ピーダンスＺr が最大値をとる共振角周波数ωr が存在
し、ωr 、Ｚr は前述した式（４−１）、（４−２）で
与えられる。そのため、変圧器巻線の漏れインダクタン
スとキャパシタンスとで、ＦＥＴＱのターンＯＦＦ時
に、ドレイン−ソース間電圧ＶDSを共振させてスパイク
電圧を除去し、正弦波状に近づける。また、ＦＥＴＱが
ターンＯＮ時には、式（４−２）で与えられる共振時の
高インピーダンスＺr により突入電流サージを低減し、
さらに一次電流ｉ1 を正弦波状に徐々に立ち上げること
ができ、この共振電流波形は二次巻線にも誘起される。
そのため、ダイオードＤに印加される電圧も正弦波状に
徐々に立ち上がることになる。正弦波状の電圧波形に含
まれる高調波は少なく、ダイオードの逆回復特性による
短絡電流も低減でき、発生ノイズを低く抑えることが可
能である。
としたＤＣ−ＤＣコンバータについて説明する。図１４
はフライバック型ＤＣ−ＤＣコンバータの等価回路を示
しており、共振型空心変圧器の一次・二次コイルとも共
振型結線方式を採用したものである。この回路は、入力
直流電圧Ｖ1 をＦＥＴＱにより所定周波数でスイッチン
グし、共振型空心変圧器で変圧し、ダイオードＤ、キャ
パシタＣで整流・平滑化して負荷ＲL に直流電圧ＶO を
供給する。共振型変圧器は、巻線のインダクタンス
Ｌr 、キャパシタンスＣr とで並列共振を起こし、イン
ピーダンスＺr が最大値をとる共振角周波数ωr が存在
し、ωr 、Ｚr は前述した式（４−１）、（４−２）で
与えられる。そのため、変圧器巻線の漏れインダクタン
スとキャパシタンスとで、ＦＥＴＱのターンＯＦＦ時
に、ドレイン−ソース間電圧ＶDSを共振させてスパイク
電圧を除去し、正弦波状に近づける。また、ＦＥＴＱが
ターンＯＮ時には、式（４−２）で与えられる共振時の
高インピーダンスＺr により突入電流サージを低減し、
さらに一次電流ｉ1 を正弦波状に徐々に立ち上げること
ができ、この共振電流波形は二次巻線にも誘起される。
そのため、ダイオードＤに印加される電圧も正弦波状に
徐々に立ち上がることになる。正弦波状の電圧波形に含
まれる高調波は少なく、ダイオードの逆回復特性による
短絡電流も低減でき、発生ノイズを低く抑えることが可
能である。
【００２３】次に、図１４で示したコンバータのノイズ
測定回路を示す図１５に示す。図示するように、フライ
バック型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路に、従来型と共振型
空心変圧器を実装し、出力電圧（５Ｖ）にノイズとして
重畳しているスパイク電圧、リップル電圧のPeak to Pe
ak値ＶPPをオシロスコープで測定する。なお、ＦＥＴＱ
はバッファ回路を付加しないスナバレスとして用いた。
測定回路を示す図１５に示す。図示するように、フライ
バック型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路に、従来型と共振型
空心変圧器を実装し、出力電圧（５Ｖ）にノイズとして
重畳しているスパイク電圧、リップル電圧のPeak to Pe
ak値ＶPPをオシロスコープで測定する。なお、ＦＥＴＱ
はバッファ回路を付加しないスナバレスとして用いた。
【００２４】共振型空心変圧器は、電圧共振型に属する
ため、ＦＥＴＱのＯＦＦ時間と動作周波数設定が必要で
あり、最適値が存在しており、以下の測定では、ＦＥＴ
ＱのＯＮデューティ比または周波数を変化させている
が、入力直流電圧Ｖ1 を制御することによりＶO を５Ｖ
に保つようにした。以下の各グラフにおいて、○は本発
明の共振型空心変圧器、●は従来型のもの示している。
ため、ＦＥＴＱのＯＦＦ時間と動作周波数設定が必要で
あり、最適値が存在しており、以下の測定では、ＦＥＴ
ＱのＯＮデューティ比または周波数を変化させている
が、入力直流電圧Ｖ1 を制御することによりＶO を５Ｖ
に保つようにした。以下の各グラフにおいて、○は本発
明の共振型空心変圧器、●は従来型のもの示している。
【００２５】図１６はスイッチング周波数４８２ｋＨｚ
としたときのノイズＶPPとＯＮデューティとの関係を示
す図である。図から分かるように、共振型空心変圧器を
用いたものは、従来型に比してノイズが低減化され、Ｆ
ＥＴＱのＯＮデューティ比を上げていくとノイズが減少
し、ＯＮデューティ比６７．５％（ＯＦＦ期間ｔ＝０．
６μｓｅｃ）時に、共振型空心変圧器を用いたＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータのノイズが最小となることが分かる。
としたときのノイズＶPPとＯＮデューティとの関係を示
す図である。図から分かるように、共振型空心変圧器を
用いたものは、従来型に比してノイズが低減化され、Ｆ
ＥＴＱのＯＮデューティ比を上げていくとノイズが減少
し、ＯＮデューティ比６７．５％（ＯＦＦ期間ｔ＝０．
６μｓｅｃ）時に、共振型空心変圧器を用いたＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータのノイズが最小となることが分かる。
【００２６】図１７は、図１６の結果を踏まえ、ＦＥＴ
ＱのＯＦＦ期間ｔ＝０．６μｓｅｃに固定した場合のノ
イズ−周波数特性を示したものである。図から分かるよ
うに、周波数の増加と共にノイズが減少し、共振型空心
変圧器の場合においてノイズが最小になったのは、スイ
ッチング周波数４８２ｋＨｚの時である。これは、共振
型空心変圧器の共振周波数４８２ｋＨｚと一致してお
り、コンバータのスイッチング周波数を共振周波数ｆr
に設定することで、低ノイズ化が図れることを示してい
る。
ＱのＯＦＦ期間ｔ＝０．６μｓｅｃに固定した場合のノ
イズ−周波数特性を示したものである。図から分かるよ
うに、周波数の増加と共にノイズが減少し、共振型空心
変圧器の場合においてノイズが最小になったのは、スイ
ッチング周波数４８２ｋＨｚの時である。これは、共振
型空心変圧器の共振周波数４８２ｋＨｚと一致してお
り、コンバータのスイッチング周波数を共振周波数ｆr
に設定することで、低ノイズ化が図れることを示してい
る。
【００２７】図１８は、共振周波数ｆr ＝４８２ｋＨｚ
におけるコンバータ各部の動作波形を示したものであ
り、ＦＥＴＱのゲート−ソース間電圧ＶGS、ドレイン−
ソース間電圧ＶDS、一次電流ｉ1 、二次電流ｉ2 、出力
電圧ノイズＶnoについて従来型（図１８（ａ））、本発
明（図１８（ｂ））を示している。本発明の共振型空心
変圧器では、従来型変圧器に対してドレイン−ソース間
電圧ＶDSの跳ね上がり電圧が減少し、電圧振動も低周波
化した。その結果、出力電圧ノイズＶnoにおいて、ＦＥ
ＴＱがターンＯＮ時に発生するスパイク電圧ノイズのピ
ーク値が低減し、また、ＦＥＴＱがＯＦＦ時の電圧振動
も抑制することができた。これら各部波形からも共振型
空心変圧器によるノイズ低減効果を確認することができ
る。
におけるコンバータ各部の動作波形を示したものであ
り、ＦＥＴＱのゲート−ソース間電圧ＶGS、ドレイン−
ソース間電圧ＶDS、一次電流ｉ1 、二次電流ｉ2 、出力
電圧ノイズＶnoについて従来型（図１８（ａ））、本発
明（図１８（ｂ））を示している。本発明の共振型空心
変圧器では、従来型変圧器に対してドレイン−ソース間
電圧ＶDSの跳ね上がり電圧が減少し、電圧振動も低周波
化した。その結果、出力電圧ノイズＶnoにおいて、ＦＥ
ＴＱがターンＯＮ時に発生するスパイク電圧ノイズのピ
ーク値が低減し、また、ＦＥＴＱがＯＦＦ時の電圧振動
も抑制することができた。これら各部波形からも共振型
空心変圧器によるノイズ低減効果を確認することができ
る。
【００２８】
【発明の効果】以上のように本発明によれば、近接配置
した導体に同方向に電流を流すとともに、導体間に電位
差を与えることにより導体間のキャパシタンスを活か
し、また、フィルム型トランスの基板に高誘電材料を添
加して巻線の分布容量を増加させ、コンデンサを付加せ
ずに共振型空心変圧器を構成することができ、位相の改
善、ノイズの低減化、共振周波数を下げてスイッチング
周波数との対応を容易にとることが可能となる。
した導体に同方向に電流を流すとともに、導体間に電位
差を与えることにより導体間のキャパシタンスを活か
し、また、フィルム型トランスの基板に高誘電材料を添
加して巻線の分布容量を増加させ、コンデンサを付加せ
ずに共振型空心変圧器を構成することができ、位相の改
善、ノイズの低減化、共振周波数を下げてスイッチング
周波数との対応を容易にとることが可能となる。
【図１】 共振型空心変圧器の動作原理を説明する図で
ある。
ある。
【図２】 本発明による共振型空心変圧器を説明する図
である。
である。
【図３】 円形断面の導体を流れる電流を説明する図で
ある。
ある。
【図４】 本発明の結線方式を説明する図である。
【図５】 図４の結線方式による形成される共振回路を
示す図である。
示す図である。
【図６】 本発明の結線方法を説明する図である。
【図７】 並列コイル有限長ソレノイドの特性を説明す
る図である。
る図である。
【図８】 ツイストコイル有限長ソレノイドの特性を説
明する図である。
明する図である。
【図９】 １層フィルム型トランスの特性を説明する図
である。
である。
【図１０】 １層フィルム型トランスの特性を説明する
図である。
図である。
【図１１】 ２層フィルム型トランスの特性を説明する
図である。
図である。
【図１２】 ２層フィルム型トランスの特性を説明する
図である。
図である。
【図１３】 フィルム型変圧器の基板に高誘電材料を添
加した実施例を説明する図である。
加した実施例を説明する図である。
【図１４】 共振型空心変圧器を用いたフライバック型
ＤＣ−ＤＣコンバータを示す図である。
ＤＣ−ＤＣコンバータを示す図である。
【図１５】 図１４のコンバータのノイズ測定回路を示
す図である。
す図である。
【図１６】 ノイズのＶPP−ＯＮデューティ比を示す図
である。
である。
【図１７】 ノイズのＶPP−周波数特性を示す図であ
る。
る。
【図１８】 フライバック型ＤＣ−ＤＣコンバータの動
作波形を示す図である。
作波形を示す図である。
Claims (3)
- 【請求項１】 空心の一次巻線、二次巻線からなる空心
変圧器において、２本以上の導線を空間的に接近させて
並列配置するとともに、同方向に電流が流れるように直
列に接続して並列配置された導線間に電位差が生ずるよ
うにし、導線間の接続部は、該接続部により発生する磁
界が前記２本以上の導線と干渉しないように配置して一
次巻線または一次・二次巻線を形成し、該一次巻線また
は一次・二次巻線がインダクタンスと分布容量とにより
共振回路を形成するようにしたことを特徴とする共振型
空心変圧器。 - 【請求項２】 薄膜基板上に近接して形成された空心の
１次巻線パターン及び２次巻線パターンからなるフィル
ム型空心変圧器において、前記薄膜基板に高誘電材料を
添加して各巻線パターンの分布容量を増加させ、各巻線
パターンがインダクタンスと分布容量とにより共振回路
を形成するようにしたことを特徴とする共振型空心変圧
器。 - 【請求項３】 高誘電材料を添加した薄膜基板上に近接
して形成された空心の１次巻線パターン及び２次巻線パ
ターンからなるフィルム型空心変圧器において、フィル
ム型空心変圧器を複数層積層し、各層の１次巻線パター
ンおよび２次巻線パターンを直列または並列に接続し、
各巻線パターンがインダクタンスと分布容量とにより共
振回路を形成するようにしたことを特徴とする共振型空
心変圧器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6214783A JPH0878252A (ja) | 1994-09-08 | 1994-09-08 | 共振型空心変圧器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6214783A JPH0878252A (ja) | 1994-09-08 | 1994-09-08 | 共振型空心変圧器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0878252A true JPH0878252A (ja) | 1996-03-22 |
Family
ID=16661471
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6214783A Pending JPH0878252A (ja) | 1994-09-08 | 1994-09-08 | 共振型空心変圧器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0878252A (ja) |
Cited By (14)
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-
1994
- 1994-09-08 JP JP6214783A patent/JPH0878252A/ja active Pending
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