JPH0879320A - 定包絡線形多相位相変調器 - Google Patents
定包絡線形多相位相変調器Info
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- JPH0879320A JPH0879320A JP20874194A JP20874194A JPH0879320A JP H0879320 A JPH0879320 A JP H0879320A JP 20874194 A JP20874194 A JP 20874194A JP 20874194 A JP20874194 A JP 20874194A JP H0879320 A JPH0879320 A JP H0879320A
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- Japan
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- amplitude
- modulator
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 定包絡線形多相位相変調器を簡易なハードウ
ェア構成で実現する。 【構成】 伝送すべき情報を信号位相に対応する一連の
シンボルに変換して出力する変換手段１１１と、一連の
シンボルをシンボル時間だけ遅延させる遅延手段１１２
と、シンボルの全ての組み合わせについて、所定のロー
ルオフ関数で表される信号位相の遷移を所定数のサンプ
ル点でサンプリングして得られるＩチャネルおよびＱチ
ャネルの振幅値をそれぞれ保持する振幅値保持手段１１
３と、現シンボルと直前シンボルとの組み合わせに対応
して振幅値保持手段１１３に保持された各サンプル点に
おけるＩチャネルおよびＱチャネルの振幅値を読み出す
読出手段１１４と、ＩチャネルおよびＱチャネルの振幅
値をそれぞれアナログ信号に変換するアナログ変換手段
１１５と、ＩチャネルおよびＱチャネルのアナログ信号
を直交変換する直交変換手段１１６とを備える。
ェア構成で実現する。 【構成】 伝送すべき情報を信号位相に対応する一連の
シンボルに変換して出力する変換手段１１１と、一連の
シンボルをシンボル時間だけ遅延させる遅延手段１１２
と、シンボルの全ての組み合わせについて、所定のロー
ルオフ関数で表される信号位相の遷移を所定数のサンプ
ル点でサンプリングして得られるＩチャネルおよびＱチ
ャネルの振幅値をそれぞれ保持する振幅値保持手段１１
３と、現シンボルと直前シンボルとの組み合わせに対応
して振幅値保持手段１１３に保持された各サンプル点に
おけるＩチャネルおよびＱチャネルの振幅値を読み出す
読出手段１１４と、ＩチャネルおよびＱチャネルの振幅
値をそれぞれアナログ信号に変換するアナログ変換手段
１１５と、ＩチャネルおよびＱチャネルのアナログ信号
を直交変換する直交変換手段１１６とを備える。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、移動通信における情報
をディジタル変調するディジタル変調器に関し、特に、
多相位相変調（Phase Shift Keying:PSK）方式を用いた
多相ＰＳＫ変調器に関するものである。
をディジタル変調するディジタル変調器に関し、特に、
多相位相変調（Phase Shift Keying:PSK）方式を用いた
多相ＰＳＫ変調器に関するものである。
【０００２】自動車電話などの移動体通信機に備えられ
るディジタル変調器には、次に挙げる条件を満たすこと
が必要とされている。第１の条件は、スペクトラム特性
が狭帯域であることである。
るディジタル変調器には、次に挙げる条件を満たすこと
が必要とされている。第１の条件は、スペクトラム特性
が狭帯域であることである。
【０００３】これは、近年、自動車電話などの普及に伴
って、移動体通信機の数が大幅に増加しており、多数の
移動体通信機が限られた周波数帯域を分け合って利用す
るためには必要不可欠な条件である。
って、移動体通信機の数が大幅に増加しており、多数の
移動体通信機が限られた周波数帯域を分け合って利用す
るためには必要不可欠な条件である。
【０００４】また、第２の条件として、限られた電力で
効率良く信号の変調および増幅すること、即ち、送信増
幅が高電力効率であること、そして、第３の条件とし
て、受信側で高品質の復調信号を得ることを可能とする
高感度特性を備えていること、が挙げられる。
効率良く信号の変調および増幅すること、即ち、送信増
幅が高電力効率であること、そして、第３の条件とし
て、受信側で高品質の復調信号を得ることを可能とする
高感度特性を備えていること、が挙げられる。
【０００５】これらの条件は、利用可能な電力が厳しく
制限されるシステムへの適合を目指す２つの異なるアプ
ローチ、すなわち、少ない電力でより強力な送信信号を
得るためのアプローチと、送信信号の電力が小さくても
受信側で対応可能とするためのアプローチとにそれぞれ
対応している。
制限されるシステムへの適合を目指す２つの異なるアプ
ローチ、すなわち、少ない電力でより強力な送信信号を
得るためのアプローチと、送信信号の電力が小さくても
受信側で対応可能とするためのアプローチとにそれぞれ
対応している。
【０００６】近年では、移動体通信機の利用者により、
移動体通信機の小型化，省電力化が要望されており、こ
れに応えるために、移動体通信機は利用可能な電力が厳
しく制限されるシステムとなりつつある。このため、上
述した第２および第３の条件を満たして、厳しい電力制
限に適合するディジタル変調器を開発することが、新し
い技術テーマとして重要視されている。
移動体通信機の小型化，省電力化が要望されており、こ
れに応えるために、移動体通信機は利用可能な電力が厳
しく制限されるシステムとなりつつある。このため、上
述した第２および第３の条件を満たして、厳しい電力制
限に適合するディジタル変調器を開発することが、新し
い技術テーマとして重要視されている。
【０００７】
【従来の技術】第１の条件を満たす代表的なディジタル
変調方式としては、π／４シフト直交位相変調（π／４
Shift Quadri-Phase shift Keying)方式がある（Akaiwa
Y.andNagata Y.:"Highly efficient digital mobile c
ommunications with a linearmodulation method",IEEE
Journal on Selected Areas in Commun. SAC-5,5,pp89
0-895 June 1987)。
変調方式としては、π／４シフト直交位相変調（π／４
Shift Quadri-Phase shift Keying)方式がある（Akaiwa
Y.andNagata Y.:"Highly efficient digital mobile c
ommunications with a linearmodulation method",IEEE
Journal on Selected Areas in Commun. SAC-5,5,pp89
0-895 June 1987)。
【０００８】このπ／４シフト直交位相変調方式は、π
／２ずつ位相の異なる４つの搬送波を用いる４相位相変
調方式の一種であり、ピーク電力が小さいため非線形歪
みに比較的強いという特性を有している。
／２ずつ位相の異なる４つの搬送波を用いる４相位相変
調方式の一種であり、ピーク電力が小さいため非線形歪
みに比較的強いという特性を有している。
【０００９】他に、振幅変調方式と直交位相変調方式と
を組み合わせた振幅位相変調方式も研究されており、特
に、多値直交振幅変調（Quadrature Amplitude Modulat
ion)方式の研究が盛んに行われている。
を組み合わせた振幅位相変調方式も研究されており、特
に、多値直交振幅変調（Quadrature Amplitude Modulat
ion)方式の研究が盛んに行われている。
【００１０】但し、これらの方式を適用した変調器の出
力信号は振幅の変動が大きいため、線型増幅器によって
変調器出力の増幅が行われており、この線型増幅器の効
率が電力効率の向上の限界となっている。
力信号は振幅の変動が大きいため、線型増幅器によって
変調器出力の増幅が行われており、この線型増幅器の効
率が電力効率の向上の限界となっている。
【００１１】一方、第２の条件を満たすディジタル変調
方式としては、高い電力効率が得られる非線形増幅器を
利用することが可能であることから、出力信号の振幅変
動がない定包絡線変調方式が注目されている。
方式としては、高い電力効率が得られる非線形増幅器を
利用することが可能であることから、出力信号の振幅変
動がない定包絡線変調方式が注目されている。
【００１２】この定包絡線変調方式の代表的なものとし
ては、ディジタルＦＭ方式の一種であるＴＦＭ（Tamed
Frequency Modulation) 方式(de Jager F.and Dekker
C.B.:"Tamed frequency modulation,a novel method to
achive spectrum economy indigital transmission",I
EEE Trans.Commun.,COM-26,5.pp.534-542 May 1978)
や、ＧＭＳＫ方式（Murota K.and Hirade K.：“GMSK M
odulation for digitalmobile radio telephony",IEEE
Trans.Commun.,COM-29,8.pp.1044-1050 July1981) など
がある。
ては、ディジタルＦＭ方式の一種であるＴＦＭ（Tamed
Frequency Modulation) 方式(de Jager F.and Dekker
C.B.:"Tamed frequency modulation,a novel method to
achive spectrum economy indigital transmission",I
EEE Trans.Commun.,COM-26,5.pp.534-542 May 1978)
や、ＧＭＳＫ方式（Murota K.and Hirade K.：“GMSK M
odulation for digitalmobile radio telephony",IEEE
Trans.Commun.,COM-29,8.pp.1044-1050 July1981) など
がある。
【００１３】また、第３の条件を満たすディジタル変調
方式としては、符号化と変調とを組み合わせた方式が研
究されており、代表的な例としてトレリス符号化８相Ｐ
ＳＫ（Trellis-Coded 8 Phase Shift Keying) 方式が提
案されている。
方式としては、符号化と変調とを組み合わせた方式が研
究されており、代表的な例としてトレリス符号化８相Ｐ
ＳＫ（Trellis-Coded 8 Phase Shift Keying) 方式が提
案されている。
【００１４】このトレリス符号化８相ＰＳＫ方式は、畳
み込み符号化と８相ＰＳＫとを組み合わせたものであ
り、同じ帯域のＱＰＳＫと比較すると、３dB程度の感度
利得を得ることができることが報告されている（Ungerb
oeck G.:"Channel coding withphase signals",IEEE Tr
ans.Inf.Thoery,IT-23,1,pp55-67 Jan.1982) 。
み込み符号化と８相ＰＳＫとを組み合わせたものであ
り、同じ帯域のＱＰＳＫと比較すると、３dB程度の感度
利得を得ることができることが報告されている（Ungerb
oeck G.:"Channel coding withphase signals",IEEE Tr
ans.Inf.Thoery,IT-23,1,pp55-67 Jan.1982) 。
【００１５】図１１に、トレリス符号化８相ＰＳＫ変調
器の構成を示す。図１１において、シリアルに入力され
たデータは、シリアル−パラレル変換器３０１により、
２ビットのパラレルデータに変換され、更に、トレリス
符号化器３０２により３ビットの符号に変換される。
器の構成を示す。図１１において、シリアルに入力され
たデータは、シリアル−パラレル変換器３０１により、
２ビットのパラレルデータに変換され、更に、トレリス
符号化器３０２により３ビットの符号に変換される。
【００１６】この３ビットの符号の入力に応じて、符号
変換回路３０３は適切な１ビットを付加して４ビットの
符号とし、Ｉチャネルに割り当てられた２ビットをそれ
ぞれ２つのバイナリトランスバーサルフィルタ（ＢＴ
Ｆ）３０４I1，３０４I2に送出し、Ｑチャネルに割り当
てられた２ビットを同様に２つのバイナリトランスバー
サルフィルタ３０４Q1，３０４Q2に送出する。
変換回路３０３は適切な１ビットを付加して４ビットの
符号とし、Ｉチャネルに割り当てられた２ビットをそれ
ぞれ２つのバイナリトランスバーサルフィルタ（ＢＴ
Ｆ）３０４I1，３０４I2に送出し、Ｑチャネルに割り当
てられた２ビットを同様に２つのバイナリトランスバー
サルフィルタ３０４Q1，３０４Q2に送出する。
【００１７】これらのバイナリトランスバーサルフィル
タ３０４I1，３０４I2，３０４Q1，３０４Q2からの出力
には、それぞれ対応する重み付け回路３０５I1，３０５
I2，３０５Q1，３０５Q2によって定数Ｋ1 あるいは定数
Ｋ2 の重みが与られ、その結果を各チャネルに対応する
加算器３０６I ，３０６Q によって加算することによ
り、ＩチャネルおよびＱチャネルの信号をそれぞれ帯域
制限する構成となっている。
タ３０４I1，３０４I2，３０４Q1，３０４Q2からの出力
には、それぞれ対応する重み付け回路３０５I1，３０５
I2，３０５Q1，３０５Q2によって定数Ｋ1 あるいは定数
Ｋ2 の重みが与られ、その結果を各チャネルに対応する
加算器３０６I ，３０６Q によって加算することによ
り、ＩチャネルおよびＱチャネルの信号をそれぞれ帯域
制限する構成となっている。
【００１８】このようにして帯域制限されたＩチャネル
およびＱチャネルの信号は、それぞれ対応するディジタ
ル−アナログ変換回路（Ｄ／Ａ）３０７I ，３０７Q に
よってアナログ信号に変換され、ローパスフィルタ（Ｌ
ＰＦ）３０８I ，３０８Q によって平滑化されたのち
に、直交変調器３０９により直交変調されて出力され
る。
およびＱチャネルの信号は、それぞれ対応するディジタ
ル−アナログ変換回路（Ｄ／Ａ）３０７I ，３０７Q に
よってアナログ信号に変換され、ローパスフィルタ（Ｌ
ＰＦ）３０８I ，３０８Q によって平滑化されたのち
に、直交変調器３０９により直交変調されて出力され
る。
【００１９】上述したように、この方式では、２ビット
の入力データが、トレリス符号化の段階で３ビットに、
そして、Ｉ，Ｑチャネルに分配するために４ビットに変
換されてから、帯域制限され、直交変調されている。す
なわち、冗長な情報を含めて変調し送信することによ
り、受信側で高感度特性を得ようとするものである。
の入力データが、トレリス符号化の段階で３ビットに、
そして、Ｉ，Ｑチャネルに分配するために４ビットに変
換されてから、帯域制限され、直交変調されている。す
なわち、冗長な情報を含めて変調し送信することによ
り、受信側で高感度特性を得ようとするものである。
【００２０】上述したトレリス符号化８相ＰＳＫ方式に
おいては、図１１に示したバイナリトランスバーサルフ
ィルタ３０４によって、振幅変動に無関係に帯域制限が
施されているため、出力信号の包絡線は大きく変動して
おり、電力効率の面で改善が必要とされている。
おいては、図１１に示したバイナリトランスバーサルフ
ィルタ３０４によって、振幅変動に無関係に帯域制限が
施されているため、出力信号の包絡線は大きく変動して
おり、電力効率の面で改善が必要とされている。
【００２１】これに応じて、トレリス符号化８相ＰＳＫ
方式の出力信号の包絡線を制御して電力効率を向上する
ことを目指す技法が提案されている（冨里 繁，鈴木
博，「送信増幅における電力効率を改善した包絡線制御
形ディジタル変調方式−移動無線用トレリス符号化８Ｐ
ＳＫへの応用−」電子情報通信学会論文誌 B-II Vol.J7
5-B-II No.12 pp912-928 1992 年12月）。
方式の出力信号の包絡線を制御して電力効率を向上する
ことを目指す技法が提案されている（冨里 繁，鈴木
博，「送信増幅における電力効率を改善した包絡線制御
形ディジタル変調方式−移動無線用トレリス符号化８Ｐ
ＳＫへの応用−」電子情報通信学会論文誌 B-II Vol.J7
5-B-II No.12 pp912-928 1992 年12月）。
【００２２】上述した論文においては、２つの信号点を
結ぶ包絡線の中間点におけるＩチャネルおよびＱチャネ
ルの振幅値に上限あるいは下限を設けて包絡線の変動を
押さえる平滑化包絡線形のトレリス符号化８ＰＳＫ変調
器と、ＩチャネルおよびＱチャネルの振幅値をコサイン
ロールオフ関数を用いて制御して定包絡線を実現する定
包絡線形のトレリス符号化８ＰＳＫ変調器とが提案され
ており、特に、定包絡線形のトレリス符号化８ＰＳＫ変
調器は、出力信号の振幅変動を排除することができるか
ら、電力効率の大幅な向上が期待されている。
結ぶ包絡線の中間点におけるＩチャネルおよびＱチャネ
ルの振幅値に上限あるいは下限を設けて包絡線の変動を
押さえる平滑化包絡線形のトレリス符号化８ＰＳＫ変調
器と、ＩチャネルおよびＱチャネルの振幅値をコサイン
ロールオフ関数を用いて制御して定包絡線を実現する定
包絡線形のトレリス符号化８ＰＳＫ変調器とが提案され
ており、特に、定包絡線形のトレリス符号化８ＰＳＫ変
調器は、出力信号の振幅変動を排除することができるか
ら、電力効率の大幅な向上が期待されている。
【００２３】図１２に、上述した論文で提案された定包
絡線形トレリス符号化８ＰＳＫ変調器の構成を示す。図
１２において、定包絡線形トレリス符号化８ＰＳＫ変調
器は、図１１に示したトレリス符号化８ＰＳＫ変調器の
符号変換回路３０３，バイナリトランスバーサルフィル
タ３０４および重み付け回路３０５に代えて、位相変換
器３２１，位相演算器３２２および波形変換器３２３を
備え、この波形生成器３２３の出力を直交変調器３０９
に入力する構成となっている。
絡線形トレリス符号化８ＰＳＫ変調器の構成を示す。図
１２において、定包絡線形トレリス符号化８ＰＳＫ変調
器は、図１１に示したトレリス符号化８ＰＳＫ変調器の
符号変換回路３０３，バイナリトランスバーサルフィル
タ３０４および重み付け回路３０５に代えて、位相変換
器３２１，位相演算器３２２および波形変換器３２３を
備え、この波形生成器３２３の出力を直交変調器３０９
に入力する構成となっている。
【００２４】この定包絡線形トレリス符号化８ＰＳＫ変
調器において、位相変換器３２１は、トレリス符号化器
３０２でシンボル時間Ｔs ごとに得られる３ビットのシ
ンボルをそれぞれ８ＰＳＫにおける対応する信号位相φ
に変換し、位相演算器３２２に入力する構成となってい
る。
調器において、位相変換器３２１は、トレリス符号化器
３０２でシンボル時間Ｔs ごとに得られる３ビットのシ
ンボルをそれぞれ８ＰＳＫにおける対応する信号位相φ
に変換し、位相演算器３２２に入力する構成となってい
る。
【００２５】また、位相演算器３２２は、ｎ番目のシン
ボルに対応する信号位相φn とｎ−１番目のシンボルに
対応する信号位相φn-1 とに基づいて、ｎ−１番目のシ
ンボルに対応する時刻ｔn-1 からｎ番目のシンボルに対
応する時刻ｔn までの期間に含まれる各時刻ｔn-1 ＋ｔ
m （０＜ｔm ＜Ｔs ）における信号位相Ｐnmを求め、こ
の信号位相Ｐnmに基づいて、波形変換器３２３が時間ｔ
に関する連続関数としてＩ(t),Ｑ(t) を求め、直交変調
器３０９に送出する構成となっている。
ボルに対応する信号位相φn とｎ−１番目のシンボルに
対応する信号位相φn-1 とに基づいて、ｎ−１番目のシ
ンボルに対応する時刻ｔn-1 からｎ番目のシンボルに対
応する時刻ｔn までの期間に含まれる各時刻ｔn-1 ＋ｔ
m （０＜ｔm ＜Ｔs ）における信号位相Ｐnmを求め、こ
の信号位相Ｐnmに基づいて、波形変換器３２３が時間ｔ
に関する連続関数としてＩ(t),Ｑ(t) を求め、直交変調
器３０９に送出する構成となっている。
【００２６】ここで、位相演算器３２２は、まず、信号
位相φn と信号位相φn-1 との位相差θn を求め、この
位相差θn と式に示すコサインロールオフ関数とを用
いて、信号位相φn-1 を基準とした時刻ｔn-1 ＋ｔm に
おける信号位相変化量δm を求め、この信号位相変化量
δm を信号位相φn-1 に加算して、信号位相Ｐnmを求め
ればよい。
位相φn と信号位相φn-1 との位相差θn を求め、この
位相差θn と式に示すコサインロールオフ関数とを用
いて、信号位相φn-1 を基準とした時刻ｔn-1 ＋ｔm に
おける信号位相変化量δm を求め、この信号位相変化量
δm を信号位相φn-1 に加算して、信号位相Ｐnmを求め
ればよい。
【００２７】
【数１】
【００２８】但し、式において、定数αはロールオフ
率である。このロールオフ関数を用いて信号位相変化量
δm を求めることにより、位相変化を平滑化して狭帯域
化を図ることができ、また、後述するように、この位相
変化量δm に基づいて得られる信号位相Ｐnmの余弦およ
び正弦としてＩチャネル，Ｑチャネルの振幅値Ｉ(t),Ｑ
(t) を求めることにより、出力信号の振幅変動を排除
し、定包絡線の出力信号を得ることができる。
率である。このロールオフ関数を用いて信号位相変化量
δm を求めることにより、位相変化を平滑化して狭帯域
化を図ることができ、また、後述するように、この位相
変化量δm に基づいて得られる信号位相Ｐnmの余弦およ
び正弦としてＩチャネル，Ｑチャネルの振幅値Ｉ(t),Ｑ
(t) を求めることにより、出力信号の振幅変動を排除
し、定包絡線の出力信号を得ることができる。
【００２９】また、波形変換器３２３は、時刻ｔn-1 ＋
ｔm から時刻ｔn-1 ＋ｔm+1 までは、Ｉチャネル，Ｑチ
ャネルの振幅値Ｉ(t),Ｑ(t) がそれぞれ一定値cos
(Ｐmn），sin(Ｐmn）である波形を生成すればよい。
ｔm から時刻ｔn-1 ＋ｔm+1 までは、Ｉチャネル，Ｑチ
ャネルの振幅値Ｉ(t),Ｑ(t) がそれぞれ一定値cos
(Ｐmn），sin(Ｐmn）である波形を生成すればよい。
【００３０】
【発明が解決しようとする課題】上述した定包絡線制御
形のトレリス符号化８ＰＳＫ変調器は、トレリス符号化
を取り入れたことによって得られる受信側での高感度特
性と、定包絡線制御を取り入れたことによる送信側にお
ける高電力効率とを併せ持っている。
形のトレリス符号化８ＰＳＫ変調器は、トレリス符号化
を取り入れたことによって得られる受信側での高感度特
性と、定包絡線制御を取り入れたことによる送信側にお
ける高電力効率とを併せ持っている。
【００３１】しかしながら、上述した論文においては、
定包絡線形のトレリス符号化８ＰＳＫ変調器の原理は述
べられているが、この変調器を現実に回路などで実現し
た例は発表されていない。
定包絡線形のトレリス符号化８ＰＳＫ変調器の原理は述
べられているが、この変調器を現実に回路などで実現し
た例は発表されていない。
【００３２】したがって、図１２に示した定包絡線制御
形のトレリス符号化８ＰＳＫ変調器をどのようにして、
現実の回路として実現するかが今後の課題となってい
る。本発明は、簡易なハードウェア構成の定包絡線形多
相位相変調器を提供することを目的とする。
形のトレリス符号化８ＰＳＫ変調器をどのようにして、
現実の回路として実現するかが今後の課題となってい
る。本発明は、簡易なハードウェア構成の定包絡線形多
相位相変調器を提供することを目的とする。
【００３３】
【課題を解決するための手段】図１は、請求項１ないし
請求項３の定包絡線形多相位相変調器の原理ブロック図
である。
請求項３の定包絡線形多相位相変調器の原理ブロック図
である。
【００３４】請求項１の発明は、伝送すべき情報を信号
位相に対応する一連のシンボルに変換し、各シンボルを
所定のシンボル時間ごとに出力する変換手段１１１と、
一連のシンボルをシンボル時間だけ遅延させる遅延手段
１１２と、シンボルの遷移として考えられる全ての組み
合わせについて、所定のロールオフ関数で表される信号
位相の遷移を所定数のサンプル点でサンプリングして得
られるＩチャネルおよびＱチャネルの振幅値をそれぞれ
保持する振幅値保持手段１１３と、変換手段１１１から
得られる現シンボルと遅延手段１１２から得られる直前
シンボルとの入力に応じて、該当するシンボルの組み合
わせに対応して振幅値保持手段１１３に保持された各サ
ンプル点におけるＩチャネルおよびＱチャネルの振幅値
を読み出す読出手段１１４と、ＩチャネルおよびＱチャ
ネルの振幅値をそれぞれアナログ信号に変換するアナロ
グ変換手段１１５と、アナログ変換手段１１５で得られ
たＩチャネルおよびＱチャネルのアナログ信号を直交変
換する直交変換手段１１６とを備えたことを特徴とす
る。
位相に対応する一連のシンボルに変換し、各シンボルを
所定のシンボル時間ごとに出力する変換手段１１１と、
一連のシンボルをシンボル時間だけ遅延させる遅延手段
１１２と、シンボルの遷移として考えられる全ての組み
合わせについて、所定のロールオフ関数で表される信号
位相の遷移を所定数のサンプル点でサンプリングして得
られるＩチャネルおよびＱチャネルの振幅値をそれぞれ
保持する振幅値保持手段１１３と、変換手段１１１から
得られる現シンボルと遅延手段１１２から得られる直前
シンボルとの入力に応じて、該当するシンボルの組み合
わせに対応して振幅値保持手段１１３に保持された各サ
ンプル点におけるＩチャネルおよびＱチャネルの振幅値
を読み出す読出手段１１４と、ＩチャネルおよびＱチャ
ネルの振幅値をそれぞれアナログ信号に変換するアナロ
グ変換手段１１５と、アナログ変換手段１１５で得られ
たＩチャネルおよびＱチャネルのアナログ信号を直交変
換する直交変換手段１１６とを備えたことを特徴とす
る。
【００３５】請求項２の発明は、請求項１に記載の定包
絡線形多相位相変調器において、振幅値保持手段１１３
は、シンボルの遷移として考えられる全ての組み合わせ
について、複数のロールオフ率でそれぞれ規定されるロ
ールオフ関数をそれぞれ用いて表した信号位相の遷移を
所定数のサンプル点でサンプリングして得られるＩチャ
ネルおよびＱチャネルの振幅値をそれぞれ保持する構成
であり、読出手段１１４は、ロールオフ率の入力に応じ
て、振幅値保持手段１１３から該当するロールオフ関数
に対応して保持された各サンプル点におけるＩチャネル
およびＱチャネルの振幅値を読み出す構成であることを
特徴とする。
絡線形多相位相変調器において、振幅値保持手段１１３
は、シンボルの遷移として考えられる全ての組み合わせ
について、複数のロールオフ率でそれぞれ規定されるロ
ールオフ関数をそれぞれ用いて表した信号位相の遷移を
所定数のサンプル点でサンプリングして得られるＩチャ
ネルおよびＱチャネルの振幅値をそれぞれ保持する構成
であり、読出手段１１４は、ロールオフ率の入力に応じ
て、振幅値保持手段１１３から該当するロールオフ関数
に対応して保持された各サンプル点におけるＩチャネル
およびＱチャネルの振幅値を読み出す構成であることを
特徴とする。
【００３６】請求項３の発明は、請求項１に記載の定包
絡線形多相位相変調器において、一定の角速度で変化す
る信号位相に対応する円周上の所定数のサンプル点の位
置をＩチャネルおよびＱチャネルの振幅値のテストデー
タとして保持するテストデータ保持手段１２１と、直交
変調器１１６の出力として得られる変調信号のスペクト
ルに含まれるキャリアリークに基づいて、直交変調器１
１６のオフセットを検出するオフセット検出手段１２２
と、変調信号のスペクトルに含まれるイメージに基づい
て、直交変調器１１６の振幅比ずれを検出する振幅比ず
れ検出手段１２３とを備え、読出手段１１４が、テスト
モード指示の入力に応じて、テストデータ保持手段１２
１から各サンプル点に対応するＩチャネルおよびＱチャ
ネルの振幅値を読み出す構成であることを特徴とする。
絡線形多相位相変調器において、一定の角速度で変化す
る信号位相に対応する円周上の所定数のサンプル点の位
置をＩチャネルおよびＱチャネルの振幅値のテストデー
タとして保持するテストデータ保持手段１２１と、直交
変調器１１６の出力として得られる変調信号のスペクト
ルに含まれるキャリアリークに基づいて、直交変調器１
１６のオフセットを検出するオフセット検出手段１２２
と、変調信号のスペクトルに含まれるイメージに基づい
て、直交変調器１１６の振幅比ずれを検出する振幅比ず
れ検出手段１２３とを備え、読出手段１１４が、テスト
モード指示の入力に応じて、テストデータ保持手段１２
１から各サンプル点に対応するＩチャネルおよびＱチャ
ネルの振幅値を読み出す構成であることを特徴とする。
【００３７】図２は、請求項４の定包絡線形多相位相変
調器の原理ブロック図である。請求項４の発明は、請求
項３に記載の定包絡線形多相位相変調器において、オフ
セット検出手段１２２で検出されたオフセット値の入力
に応じて、振幅値保持手段１１３から読み出されたＩチ
ャネルおよびＱチャネルの振幅値を補正するオフセット
補正手段１３１と、振幅比ずれ検出手段１２３で検出さ
れた振幅比ずれの入力に応じて、振幅値保持手段１１３
から読み出されたＩチャネルおよびＱチャネルの振幅値
を補正する振幅比ずれ補正手段１３２とを備えたことを
特徴とする。
調器の原理ブロック図である。請求項４の発明は、請求
項３に記載の定包絡線形多相位相変調器において、オフ
セット検出手段１２２で検出されたオフセット値の入力
に応じて、振幅値保持手段１１３から読み出されたＩチ
ャネルおよびＱチャネルの振幅値を補正するオフセット
補正手段１３１と、振幅比ずれ検出手段１２３で検出さ
れた振幅比ずれの入力に応じて、振幅値保持手段１１３
から読み出されたＩチャネルおよびＱチャネルの振幅値
を補正する振幅比ずれ補正手段１３２とを備えたことを
特徴とする。
【００３８】
【作用】請求項１の発明は、読出手段１１４が、振幅値
保持手段１１３から現シンボルと直前シンボルとに対応
する各サンプル点におけるＩチャネルおよびＱチャネル
の振幅値を読み出すことにより、直前シンボルから現シ
ンボルへの信号位相の遷移を所定数のサンプル点でサン
プリングした結果を得ることができる。
保持手段１１３から現シンボルと直前シンボルとに対応
する各サンプル点におけるＩチャネルおよびＱチャネル
の振幅値を読み出すことにより、直前シンボルから現シ
ンボルへの信号位相の遷移を所定数のサンプル点でサン
プリングした結果を得ることができる。
【００３９】ここで、多相位相変調方式においてそのシ
ンボルの数は有限であるから、その組み合わせも有限で
ある。したがって、ロールオフ率を決定しておけば、シ
ンボルの組み合わせそれぞれに対応して予めシンボル間
の遷移の各サンプル点に対応する振幅値を計算しておく
ことが可能である。
ンボルの数は有限であるから、その組み合わせも有限で
ある。したがって、ロールオフ率を決定しておけば、シ
ンボルの組み合わせそれぞれに対応して予めシンボル間
の遷移の各サンプル点に対応する振幅値を計算しておく
ことが可能である。
【００４０】つまり、上述した読出手段１１４と振幅値
保持手段１１３とによって、上述した論文で提案された
位相変換器３２１，位相演算器３２２および波形生成器
３２３の機能を簡易な構成で実現することができ、読出
手段１１４で得られたＩチャネルおよびＱチャネルの振
幅値をアナログ変換手段１１５を介して直交変調手段１
１６に送出することにより、この直交変調手段１１６に
よる変調信号を定包絡線化することができる。
保持手段１１３とによって、上述した論文で提案された
位相変換器３２１，位相演算器３２２および波形生成器
３２３の機能を簡易な構成で実現することができ、読出
手段１１４で得られたＩチャネルおよびＱチャネルの振
幅値をアナログ変換手段１１５を介して直交変調手段１
１６に送出することにより、この直交変調手段１１６に
よる変調信号を定包絡線化することができる。
【００４１】請求項２の発明は、ロールオフ率の入力に
応じて、読出手段１１４が振幅値保持手段１１３から該
当するロールオフ率に対応する振幅値を選択的に読み出
すことにより、様々な用途に応じてロールオフ率を変更
し、変調信号の帯域を制限することができる。
応じて、読出手段１１４が振幅値保持手段１１３から該
当するロールオフ率に対応する振幅値を選択的に読み出
すことにより、様々な用途に応じてロールオフ率を変更
し、変調信号の帯域を制限することができる。
【００４２】請求項３の発明は、読出手段１１４がテス
トデータ保持手段１２１からテストデータを読み出すこ
とにより、一定の角速度で変化する信号を直交変調手段
１１６に入力することができる。
トデータ保持手段１２１からテストデータを読み出すこ
とにより、一定の角速度で変化する信号を直交変調手段
１１６に入力することができる。
【００４３】この時の直交変調手段１１６の出力信号の
スペクトルをオフセット検出手段１２２および振幅比ず
れ検出手段１２３によって観察し、変調信号に含まれる
キャリアリークやイメージを観測することにより、それ
ぞれ直交変調手段１１６のオフセットと振幅比ずれとを
検出することができる。
スペクトルをオフセット検出手段１２２および振幅比ず
れ検出手段１２３によって観察し、変調信号に含まれる
キャリアリークやイメージを観測することにより、それ
ぞれ直交変調手段１１６のオフセットと振幅比ずれとを
検出することができる。
【００４４】更に、請求項４の発明は、検出されたオフ
セットおよび振幅比ずれに応じて、オフセット補正手段
１３１および振幅比ずれ補正手段１３２が、読出手段１
１４によって読み出されたＩチャネルおよびＱチャネル
の振幅値に補正を施すことにより、直交変調手段１１６
のオフセットおよび振幅比ずれを補正することができ
る。
セットおよび振幅比ずれに応じて、オフセット補正手段
１３１および振幅比ずれ補正手段１３２が、読出手段１
１４によって読み出されたＩチャネルおよびＱチャネル
の振幅値に補正を施すことにより、直交変調手段１１６
のオフセットおよび振幅比ずれを補正することができ
る。
【００４５】
【実施例】以下、図面に基づいて本発明の実施例につい
て詳細に説明する。図３に、本発明の定包絡線形多相位
相変調器を適用したトレリス符号化８ＰＳＫ変調器の実
施例構成図を示す。
て詳細に説明する。図３に、本発明の定包絡線形多相位
相変調器を適用したトレリス符号化８ＰＳＫ変調器の実
施例構成図を示す。
【００４６】図３において、本発明の定包絡線形トレリ
ス符号化８ＰＳＫ変調器は、図１２に示した定包絡線形
トレリス符号化８ＰＳＫ変調器の位相変換器３２１，位
相演算器３２２，波形生成器３２３に代えて、カウンタ
回路２１０とＩチャネルとＱチャネルとに対応する２つ
のフリップフロップ回路２２０I ，２２０Q と２つのル
ックアップテーブル（ＬＵＴ）２３０I ，２３０Q とを
備えて構成されている。
ス符号化８ＰＳＫ変調器は、図１２に示した定包絡線形
トレリス符号化８ＰＳＫ変調器の位相変換器３２１，位
相演算器３２２，波形生成器３２３に代えて、カウンタ
回路２１０とＩチャネルとＱチャネルとに対応する２つ
のフリップフロップ回路２２０I ，２２０Q と２つのル
ックアップテーブル（ＬＵＴ）２３０I ，２３０Q とを
備えて構成されている。
【００４７】また、この定包絡線形トレリス符号化８Ｐ
ＳＫ変調器においては、変換手段１１１に相当するトレ
リス符号化器３０２で得られた３ビットの符号は、現シ
ンボルＳn として上述したルックアップテーブル２３０
I ，２３０Q に送出されるとともに、遅延手段１１２に
相当するフリップフロップ回路２２０によって１シンボ
ル時間だけ遅延させたのちに、直前シンボルＳn-1 とし
てルックアップテーブル２３０I ，２３０Q に送出され
る構成となっている。
ＳＫ変調器においては、変換手段１１１に相当するトレ
リス符号化器３０２で得られた３ビットの符号は、現シ
ンボルＳn として上述したルックアップテーブル２３０
I ，２３０Q に送出されるとともに、遅延手段１１２に
相当するフリップフロップ回路２２０によって１シンボ
ル時間だけ遅延させたのちに、直前シンボルＳn-1 とし
てルックアップテーブル２３０I ，２３０Q に送出され
る構成となっている。
【００４８】これらのルックアップテーブル２３０I ，
２３０Q は、振幅値保持手段１１３に相当するものであ
り、任意の２つのシンボルの間を遷移する際に、２m 個
のサンプル点で各チャネルの振幅値の変化をそれぞれサ
ンプリングした値を保持する構成となっている。
２３０Q は、振幅値保持手段１１３に相当するものであ
り、任意の２つのシンボルの間を遷移する際に、２m 個
のサンプル点で各チャネルの振幅値の変化をそれぞれサ
ンプリングした値を保持する構成となっている。
【００４９】ここで、Ｉチャネルに対応するルックアッ
プテーブル２３０I は、図４(a) に示すように、現シン
ボルＳn とその直前シンボルＳn-1 との組み合わせのそ
れぞれに対応して、２k 個のサンプル点における振幅値
Ｉ(tm ）(m＝１〜２k ) として、該当する信号位相Ｐnm
に対応する余弦値を保持する構成となっている。また、
ルックアップテーブル２３０Q は、図４(b) に示すよう
に、現シンボルＳn とその直前シンボルＳn-1 との組み
合わせのそれぞれに対応して、２k 個のサンプル点にお
ける振幅値Ｑ(tm )(ｍ＝１〜２k ) として、該当する信
号位相Ｐnmに対応する正弦値を保持する構成となってい
る。
プテーブル２３０I は、図４(a) に示すように、現シン
ボルＳn とその直前シンボルＳn-1 との組み合わせのそ
れぞれに対応して、２k 個のサンプル点における振幅値
Ｉ(tm ）(m＝１〜２k ) として、該当する信号位相Ｐnm
に対応する余弦値を保持する構成となっている。また、
ルックアップテーブル２３０Q は、図４(b) に示すよう
に、現シンボルＳn とその直前シンボルＳn-1 との組み
合わせのそれぞれに対応して、２k 個のサンプル点にお
ける振幅値Ｑ(tm )(ｍ＝１〜２k ) として、該当する信
号位相Ｐnmに対応する正弦値を保持する構成となってい
る。
【００５０】また、図３に示したカウンタ回路２１０に
は、シンボル時間Ｔs を２k 個のサンプル点に分周する
ためのクロック信号が入力されており、カウンタ回路２
１０は、このクロック信号に同期して計数動作を行い、
その結果として得られるｋビットの計数値をアドレスの
下位部分として、ルックアップテーブル２３０I ，２３
０Q の両方に入力する構成となっている。
は、シンボル時間Ｔs を２k 個のサンプル点に分周する
ためのクロック信号が入力されており、カウンタ回路２
１０は、このクロック信号に同期して計数動作を行い、
その結果として得られるｋビットの計数値をアドレスの
下位部分として、ルックアップテーブル２３０I ，２３
０Q の両方に入力する構成となっている。
【００５１】つまり、トレリス符号化器３０２からの現
シンボルＳn とフリップフロップ回路２２０からの直前
シンボルＳn-1 とをアドレスの上位６ビットとして入力
することにより、直前シンボルから現シンボルへの遷移
の際に、各チャネルの振幅値の変化を表す関数を特定
し、アドレスの下位ｋビットとして入力されるカウンタ
回路２１０の計数値により該当するサンプル点を特定し
て、ルックアップテーブル２３０I ，２３０Q から適切
な振幅値をそれぞれ読み出す構成となっている。
シンボルＳn とフリップフロップ回路２２０からの直前
シンボルＳn-1 とをアドレスの上位６ビットとして入力
することにより、直前シンボルから現シンボルへの遷移
の際に、各チャネルの振幅値の変化を表す関数を特定
し、アドレスの下位ｋビットとして入力されるカウンタ
回路２１０の計数値により該当するサンプル点を特定し
て、ルックアップテーブル２３０I ，２３０Q から適切
な振幅値をそれぞれ読み出す構成となっている。
【００５２】すなわち、カウンタ回路２２０とルックア
ップテーブル２３０I ，２３０Q に格納するデータの構
造とにより、読出手段１１４の機能を果たし、シンボル
間の遷移の各時点における各チャネルの振幅値をルック
アップテーブル２３０I ，２３０Q からそれぞれ読み出
す構成となっている。
ップテーブル２３０I ，２３０Q に格納するデータの構
造とにより、読出手段１１４の機能を果たし、シンボル
間の遷移の各時点における各チャネルの振幅値をルック
アップテーブル２３０I ，２３０Q からそれぞれ読み出
す構成となっている。
【００５３】また、図３において、ディジタル−アナロ
グ変換器（Ｄ／Ａ）３０７I ，３０７Q およびローパス
フィルタ３０８I ，３０８Q は、アナログ変換手段１１
５に相当するものであり、各チャネルに対応するルック
アップテーブル２３０I ，２３０Q の出力をアナログ信
号に変換して、直交変調手段１１６に相当する直交変調
器３０９に入力する構成となっている。
グ変換器（Ｄ／Ａ）３０７I ，３０７Q およびローパス
フィルタ３０８I ，３０８Q は、アナログ変換手段１１
５に相当するものであり、各チャネルに対応するルック
アップテーブル２３０I ，２３０Q の出力をアナログ信
号に変換して、直交変調手段１１６に相当する直交変調
器３０９に入力する構成となっている。
【００５４】上述したように、直前シンボルＳn-1 から
現シンボルＳn への遷移経路上のｍ番目のサンプル点に
対応する信号位相Ｐnmは、式で表すように現シンボル
Ｓnの信号位相φn の関数として得られる信号位相変化
量δm を直前シンボルＳn-1の信号位相φn-1 に加算し
て得られる。
現シンボルＳn への遷移経路上のｍ番目のサンプル点に
対応する信号位相Ｐnmは、式で表すように現シンボル
Ｓnの信号位相φn の関数として得られる信号位相変化
量δm を直前シンボルＳn-1の信号位相φn-1 に加算し
て得られる。
【００５５】また、８ＰＳＫ変調方式においては、シン
ボルの数は８であり、シンボル間の遷移の組み合わせは
有限であるから、シンボル間の遷移の組み合わせのそれ
ぞれについて、予め、所定のコサインロールオフ関数を
用いて各サンプル点に対応する信号位相Ｐnmを求めてお
くことができる。
ボルの数は８であり、シンボル間の遷移の組み合わせは
有限であるから、シンボル間の遷移の組み合わせのそれ
ぞれについて、予め、所定のコサインロールオフ関数を
用いて各サンプル点に対応する信号位相Ｐnmを求めてお
くことができる。
【００５６】また、この信号位相Ｐnmを用いれば、Ｉチ
ャネルの振幅値Ｉ(tm)＝cos(Ｐnm）およびＱチャネルの
振幅値Ｑ(tm)＝sin(Ｐnm）を計算して、それぞれルック
アップテーブル２３０I ，２３０Q に格納しておくこと
ができる。
ャネルの振幅値Ｉ(tm)＝cos(Ｐnm）およびＱチャネルの
振幅値Ｑ(tm)＝sin(Ｐnm）を計算して、それぞれルック
アップテーブル２３０I ，２３０Q に格納しておくこと
ができる。
【００５７】ここで、各サンプル点を示す時刻ｔm は、
サンプル時間に相当するクロック信号の周期Ｔs ／２k
とサンプル点を特定する番号ｍとを用いて、式に示す
ように表される。
サンプル時間に相当するクロック信号の周期Ｔs ／２k
とサンプル点を特定する番号ｍとを用いて、式に示す
ように表される。
【００５８】 ｔm ＝ｍ・Ｔs ／２k ・・・ この式を利用し、適切なロールオフ率α（例えば、α
＝０．５）を設定して式をサンプル点の番号ｍの範囲
で場合分けし、この場合分けに従って式を適用して、
式，式に示すように、各サンプル点におけるＩチャ
ネルおよびＱチャネルの振幅値Ｉ(tm)，Ｑ(tm)をそれぞ
れ算出すればよい。
＝０．５）を設定して式をサンプル点の番号ｍの範囲
で場合分けし、この場合分けに従って式を適用して、
式，式に示すように、各サンプル点におけるＩチャ
ネルおよびＱチャネルの振幅値Ｉ(tm)，Ｑ(tm)をそれぞ
れ算出すればよい。
【００５９】
【数２】
【００６０】
【数３】
【００６１】式，式から分かるように、上述したよ
うにして算出された各チャネルの振幅値Ｉ(tm)，Ｑ(tm)
は、該当する直前シンボルＳn-1 に対応する信号位相φ
n-1から現シンボルＳn に対応する信号位相φn へと、
ロールオフ関数にしたがって滑らかに変化する信号位相
Ｐnmの余弦値および正弦値である。したがって、このと
きの信号点の遷移を信号空間にプロットすれば、その軌
跡は、現シンボルＳnと直前シンボルＳn-1 とを結ぶ円
弧上を移動することは明らかである。
うにして算出された各チャネルの振幅値Ｉ(tm)，Ｑ(tm)
は、該当する直前シンボルＳn-1 に対応する信号位相φ
n-1から現シンボルＳn に対応する信号位相φn へと、
ロールオフ関数にしたがって滑らかに変化する信号位相
Ｐnmの余弦値および正弦値である。したがって、このと
きの信号点の遷移を信号空間にプロットすれば、その軌
跡は、現シンボルＳnと直前シンボルＳn-1 とを結ぶ円
弧上を移動することは明らかである。
【００６２】例えば、図５に示すように、直前シンボル
Ｓn-1 および現シンボルＳn としてそれぞれ図５に符号
で示すシンボルと符号で示すシンボルとが入力され
た場合は、カウンタ回路２１０の計数値に応じて、ルッ
クアップテーブル２３０I ，２３０Q により、符号と
符号とを結ぶ円弧上を移動する軌跡に対応する振幅値
Ｉ(tm)，Ｑ(tm)が出力される。
Ｓn-1 および現シンボルＳn としてそれぞれ図５に符号
で示すシンボルと符号で示すシンボルとが入力され
た場合は、カウンタ回路２１０の計数値に応じて、ルッ
クアップテーブル２３０I ，２３０Q により、符号と
符号とを結ぶ円弧上を移動する軌跡に対応する振幅値
Ｉ(tm)，Ｑ(tm)が出力される。
【００６３】すなわち、上述したルックアップテーブル
２３０I ，２３０Q から該当するサンプル点における振
幅値Ｉ(tm)，Ｑ(tm)を順次に読み出すことにより、上述
した論文で提案された位相変換器３２１，位相演算器３
２２および波形生成器３２３の機能を実現し、トレリス
符号化８ＰＳＫ変調器の変調信号を定包絡線信号とする
ことができる。
２３０I ，２３０Q から該当するサンプル点における振
幅値Ｉ(tm)，Ｑ(tm)を順次に読み出すことにより、上述
した論文で提案された位相変換器３２１，位相演算器３
２２および波形生成器３２３の機能を実現し、トレリス
符号化８ＰＳＫ変調器の変調信号を定包絡線信号とする
ことができる。
【００６４】これにより、トレリス符号化を採用した多
相ＰＳＫ変調器の特徴である高い受信感度と定包絡線変
調方式の高い電力効率とを併せ持つ変調器を簡易なハー
ドウェアによって実現することが可能となる。
相ＰＳＫ変調器の特徴である高い受信感度と定包絡線変
調方式の高い電力効率とを併せ持つ変調器を簡易なハー
ドウェアによって実現することが可能となる。
【００６５】なお、シンボル間の遷移をサンプリングす
る際のサンプル点の数は、シンボル時間Ｔs とクロック
信号の速度やルックアップテーブル２３０I ，２３０Q
などの回路の処理速度との兼ね合いで決定すればよい。
る際のサンプル点の数は、シンボル時間Ｔs とクロック
信号の速度やルックアップテーブル２３０I ，２３０Q
などの回路の処理速度との兼ね合いで決定すればよい。
【００６６】現実に、ルックアップテーブル２３０I ，
２３０Q を構成するために用いるＲＯＭの読出速度の高
速化が進んでいるから、１シンボル時間内で十分な数の
サンプル点を確保することが可能であると考えられる。
２３０Q を構成するために用いるＲＯＭの読出速度の高
速化が進んでいるから、１シンボル時間内で十分な数の
サンプル点を確保することが可能であると考えられる。
【００６７】また、ルックアップテーブル２３０I ，２
３０Q に格納する振幅値Ｉ(tm)，Ｑ(tm)の値の精度は、
変調器に必要とされる位相精度を考慮して決定すればよ
い。例えば、４ＰＳＫ変調器で必要とされる位相精度は
２°程度であるが、この位相精度に対応する振幅値のビ
ット精度は５ビットであり、振幅値のビット精度を８ビ
ットとすれば、０．５°程度の位相精度を得ることがで
きるから、十分な位相精度を確保することが可能である
と考えられる。また、振幅値を表すビット数を増やし
て、更に高精度化を図ることもできる。
３０Q に格納する振幅値Ｉ(tm)，Ｑ(tm)の値の精度は、
変調器に必要とされる位相精度を考慮して決定すればよ
い。例えば、４ＰＳＫ変調器で必要とされる位相精度は
２°程度であるが、この位相精度に対応する振幅値のビ
ット精度は５ビットであり、振幅値のビット精度を８ビ
ットとすれば、０．５°程度の位相精度を得ることがで
きるから、十分な位相精度を確保することが可能である
と考えられる。また、振幅値を表すビット数を増やし
て、更に高精度化を図ることもできる。
【００６８】更に、式に示したようなコサインロール
オフ関数に様々なロールオフ率を適用した場合につい
て、複数のＩチャネル振幅値テーブルと複数のＱチャネ
ル振幅値テーブルとをそれぞれ用意しておいてもよい。
オフ関数に様々なロールオフ率を適用した場合につい
て、複数のＩチャネル振幅値テーブルと複数のＱチャネ
ル振幅値テーブルとをそれぞれ用意しておいてもよい。
【００６９】図６に、請求項２の発明を適用したトレリ
ス符号化８ＰＳＫ変調器の実施例構成図を示す。図６に
おいて、トレリス符号化８ＰＳＫ変調器は、図３に示し
たトレリス符号化８ＰＳＫ変調器に、ロールオフ率入力
部２４１を備えて構成されており、このロールオフ率入
力部２４１が、利用者からの指示に応じて、指定された
ロールオフ率に対応するコードを出力し、このコードを
アドレスの一部としてルックアップテーブル２３０I ，
２３０Q に入力する構成となっている。
ス符号化８ＰＳＫ変調器の実施例構成図を示す。図６に
おいて、トレリス符号化８ＰＳＫ変調器は、図３に示し
たトレリス符号化８ＰＳＫ変調器に、ロールオフ率入力
部２４１を備えて構成されており、このロールオフ率入
力部２４１が、利用者からの指示に応じて、指定された
ロールオフ率に対応するコードを出力し、このコードを
アドレスの一部としてルックアップテーブル２３０I ，
２３０Q に入力する構成となっている。
【００７０】この場合は、様々なロールオフ率を適用し
た場合について、全てのシンボルの組み合わせについて
その遷移をサンプリングした際の振幅値をそれぞれ計算
しておき、ロールオフ率を示すコードに対応してルック
アップテーブル２３０I ，２３０Q に予め格納しておけ
ばよい。
た場合について、全てのシンボルの組み合わせについて
その遷移をサンプリングした際の振幅値をそれぞれ計算
しておき、ロールオフ率を示すコードに対応してルック
アップテーブル２３０I ，２３０Q に予め格納しておけ
ばよい。
【００７１】つまり、この場合は、ルックアップテーブ
ル２３０I ，２３０Q は、図７に示すように、様々なロ
ールオフ率を示すコードに対応する複数のテーブルを備
えた構成とすればよい。
ル２３０I ，２３０Q は、図７に示すように、様々なロ
ールオフ率を示すコードに対応する複数のテーブルを備
えた構成とすればよい。
【００７２】また、ロールオフ率を示すコードをアドレ
スに含めて、ルックアップテーブル２３０I ，２３０Q
からそれぞれ該当する振幅値を読み出す構成とすること
により、請求項２で述べた読出手段１１４の機能を実現
すればよい。
スに含めて、ルックアップテーブル２３０I ，２３０Q
からそれぞれ該当する振幅値を読み出す構成とすること
により、請求項２で述べた読出手段１１４の機能を実現
すればよい。
【００７３】この場合は、利用者の指示に応じて、適切
なロールオフ率を適用したコサインロールオフ関数によ
ってシンボル間の位相遷移を平滑化することができ、指
定されたロールオフ率に応じて占有帯域幅を制御するこ
とができる。
なロールオフ率を適用したコサインロールオフ関数によ
ってシンボル間の位相遷移を平滑化することができ、指
定されたロールオフ率に応じて占有帯域幅を制御するこ
とができる。
【００７４】これにより、変調器の用途などに応じて、
有効に帯域の制限を行うことができる。また、定包絡線
変調方式の特徴を利用して、直交変調器のオフセットや
振幅比ずれを検出することもできる。
有効に帯域の制限を行うことができる。また、定包絡線
変調方式の特徴を利用して、直交変調器のオフセットや
振幅比ずれを検出することもできる。
【００７５】図８に、請求項３の定包絡線形多相位相変
調器を適用したトレリス符号化８ＰＳＫ変調器の実施例
構成図を示す。図８において、トレリス符号化８ＰＳＫ
変調器は、図３に示したトレリス符号化８ＰＳＫ変調器
にモード切換信号入力部２５１とセレクタ２５２とを付
加し、利用者からの指示に応じて、このモード切換信号
入力部２５１がテストモードである旨のテストモードコ
ードを出力し、セレクタ２５２がこのテストモードコー
ドを直前シンボルおよび現シンボルの代わりにルックア
ップテーブル２３０I ，２３０Q に入力する構成となっ
ている。
調器を適用したトレリス符号化８ＰＳＫ変調器の実施例
構成図を示す。図８において、トレリス符号化８ＰＳＫ
変調器は、図３に示したトレリス符号化８ＰＳＫ変調器
にモード切換信号入力部２５１とセレクタ２５２とを付
加し、利用者からの指示に応じて、このモード切換信号
入力部２５１がテストモードである旨のテストモードコ
ードを出力し、セレクタ２５２がこのテストモードコー
ドを直前シンボルおよび現シンボルの代わりにルックア
ップテーブル２３０I ，２３０Q に入力する構成となっ
ている。
【００７６】ここで、モード切換信号入力部２５１は、
直前シンボルと現シンボルとの組み合わせとして出現し
ないビット列をテストモードコードとして生成すればよ
く、また、この場合に、ルックアップテーブル２３
０I ，２３０Q は、上述したテストモードコードで示さ
れる記憶領域に、カウンタ回路２１０の計数値に対応し
てテストデータを格納しておけばよい。
直前シンボルと現シンボルとの組み合わせとして出現し
ないビット列をテストモードコードとして生成すればよ
く、また、この場合に、ルックアップテーブル２３
０I ，２３０Q は、上述したテストモードコードで示さ
れる記憶領域に、カウンタ回路２１０の計数値に対応し
てテストデータを格納しておけばよい。
【００７７】例えば、位相０(rad) から位相２π(rad)
までを２k 個の区間に等分した各区分点の位相に対応す
る余弦および正弦をそれぞれＩチャネルおよびＱチャネ
ルのテストデータとして、ルックアップテーブル２３０
I ，２３０Q に格納しておけばよい。
までを２k 個の区間に等分した各区分点の位相に対応す
る余弦および正弦をそれぞれＩチャネルおよびＱチャネ
ルのテストデータとして、ルックアップテーブル２３０
I ，２３０Q に格納しておけばよい。
【００７８】このようにして、利用者からの指示に応じ
て、ルックアップテーブル２３０I，２３０Q からテス
トデータを読み出すことができ、このルックアップテー
ブル２３０I ，２３０Q により、テストデータ保持手段
１２１の機能を実現することができる。
て、ルックアップテーブル２３０I，２３０Q からテス
トデータを読み出すことができ、このルックアップテー
ブル２３０I ，２３０Q により、テストデータ保持手段
１２１の機能を実現することができる。
【００７９】ここで、上述したようなテストデータは、
円周上を一定の角速度ω0 で回転している状態を示して
いるから、このテストデータを理想的な直交変調器に入
力した場合に得られる変調信号のスペクトルは、図９
(a) に示すように、搬送波周波数ｆ1 と角速度ω0 に対
応する周波数ｆ0 とで表される位置に現れる１本のスペ
クトルとなるはずである。
円周上を一定の角速度ω0 で回転している状態を示して
いるから、このテストデータを理想的な直交変調器に入
力した場合に得られる変調信号のスペクトルは、図９
(a) に示すように、搬送波周波数ｆ1 と角速度ω0 に対
応する周波数ｆ0 とで表される位置に現れる１本のスペ
クトルとなるはずである。
【００８０】しかし、実際の直交変調器３０９にオフセ
ットや振幅比ずれがあると、その変調信号のスペクトル
には、本来の変調信号のスペクトルに加えて、図９(b)
に示すように、オフセットの存在により、直交変調器３
０９の搬送波周波数ｆ1 の位置にキャリアリークが発生
し、そして、振幅比ずれの存在により、搬送波周波数ｆ
1 に対して本来の変調信号の周波数と対称な位置（つま
り、周波数ｆ1 −ｆ0の位置）にイメージが発生する。
ットや振幅比ずれがあると、その変調信号のスペクトル
には、本来の変調信号のスペクトルに加えて、図９(b)
に示すように、オフセットの存在により、直交変調器３
０９の搬送波周波数ｆ1 の位置にキャリアリークが発生
し、そして、振幅比ずれの存在により、搬送波周波数ｆ
1 に対して本来の変調信号の周波数と対称な位置（つま
り、周波数ｆ1 −ｆ0の位置）にイメージが発生する。
【００８１】したがって、図８に示すように、直交変調
器３０９の出力をマルチチャネルアナライザーなどの測
定機器を利用してスペクトル解析部２５４を構成し、キ
ャリアリークやイメージを観測することにより、オフセ
ット検出手段１２２および振幅比ずれ検出手段１２３の
機能を実現し、オフセットや振幅比ずれを検出し、その
大きさを測定することができる。
器３０９の出力をマルチチャネルアナライザーなどの測
定機器を利用してスペクトル解析部２５４を構成し、キ
ャリアリークやイメージを観測することにより、オフセ
ット検出手段１２２および振幅比ずれ検出手段１２３の
機能を実現し、オフセットや振幅比ずれを検出し、その
大きさを測定することができる。
【００８２】例えば、Ｉチャネル側にオフセットがある
場合は、Ｉチャネルの振幅値Ｉ(t)を上述した角速度ω
0 を用いて式のように表される場合と等価である。 Ｉ(t) ＝（Ｉof＋COSω0ｔ） ・・・ したがって、直交変調器３０９の出力信号Ｓ(t) は、式
のように、本来の変調信号の成分とオフセットによっ
て発生する成分とを含むことになる。
場合は、Ｉチャネルの振幅値Ｉ(t)を上述した角速度ω
0 を用いて式のように表される場合と等価である。 Ｉ(t) ＝（Ｉof＋COSω0ｔ） ・・・ したがって、直交変調器３０９の出力信号Ｓ(t) は、式
のように、本来の変調信号の成分とオフセットによっ
て発生する成分とを含むことになる。
【００８３】 Ｓ(t) ＝Ｉofsinω1ｔ＋sin(ω1ｔ＋ω0ｔ) ・・・ 式の右辺の第１項がオフセットによって発生するキャ
リアリークを示しており、この場合にキャリアリークと
して観測される電力ＰCLは、オフセット値Ｉofを用いて
式で表される。
リアリークを示しており、この場合にキャリアリークと
して観測される電力ＰCLは、オフセット値Ｉofを用いて
式で表される。
【００８４】 ＰCL＝２０log(Ｉof／１）〔dB〕 ・・・ したがって、スペクトル解析部２５４は、キャリアリー
クの電力ＰCLを測定し、上述した式から逆にオフセッ
ト値Ｉofを算出すればよい。
クの電力ＰCLを測定し、上述した式から逆にオフセッ
ト値Ｉofを算出すればよい。
【００８５】また、直交変調器３０９に振幅比Ｃが正常
値『１』からずれている場合は、その変調信号Ｓ(t)
は、式に示すように、２つの周波数成分に分裂する。
値『１』からずれている場合は、その変調信号Ｓ(t)
は、式に示すように、２つの周波数成分に分裂する。
【００８６】
【数４】
【００８７】式の右辺第２項が振幅比ずれによって発
生するイメージを示しており、この場合に観測されるイ
メージ量ＰIMは振幅比Ｃを用いて式で表される。
生するイメージを示しており、この場合に観測されるイ
メージ量ＰIMは振幅比Ｃを用いて式で表される。
【００８８】
【数５】
【００８９】したがって、スペクトル解析部２５４は、
イメージ量ＰIMを測定し、上述した式から逆に振幅比
Ｃを算出して、振幅比ずれを評価すればよい。このよう
に、本発明によれば、オフセットや振幅比ずれを簡単に
検出し、その大きさを評価することができる。
イメージ量ＰIMを測定し、上述した式から逆に振幅比
Ｃを算出して、振幅比ずれを評価すればよい。このよう
に、本発明によれば、オフセットや振幅比ずれを簡単に
検出し、その大きさを評価することができる。
【００９０】また、ディスプレイ装置やプリンタなどの
出力装置２５５を備えて、スペクトル解析部２５４で得
られた評価結果を出力して利用者に提供すれば、変調器
の性能を精密に評価することが可能となり、変調器の開
発や改良作業を効率よく進めることが可能となる。
出力装置２５５を備えて、スペクトル解析部２５４で得
られた評価結果を出力して利用者に提供すれば、変調器
の性能を精密に評価することが可能となり、変調器の開
発や改良作業を効率よく進めることが可能となる。
【００９１】更に、上述したような測定によって得られ
たオフセットや振幅比ずれの値を用いて、各チャネルの
振幅値Ｉ(t) ，Ｑ(t) を補正することもできる。図１０
に、請求項４の定包絡線形多相位相変調器を適用したト
レリス符号化８ＰＳＫ変調器の実施例構成図を示す。
たオフセットや振幅比ずれの値を用いて、各チャネルの
振幅値Ｉ(t) ，Ｑ(t) を補正することもできる。図１０
に、請求項４の定包絡線形多相位相変調器を適用したト
レリス符号化８ＰＳＫ変調器の実施例構成図を示す。
【００９２】図１０において、トレリス符号化８ＰＳＫ
変調器は、図８に示したトレリス符号化８ＰＳＫ変調器
に補正コード変換部２６１を付加し、この補正コード変
換部２６１が、上述したスペクトル解析部２５４で測定
されたオフセット値および振幅比の入力を受けて該当す
る補正コードをそれぞれ出力し、アドレスの一部として
ルックアップテーブル２３０I ，２３０Q に入力する構
成となっている。
変調器は、図８に示したトレリス符号化８ＰＳＫ変調器
に補正コード変換部２６１を付加し、この補正コード変
換部２６１が、上述したスペクトル解析部２５４で測定
されたオフセット値および振幅比の入力を受けて該当す
る補正コードをそれぞれ出力し、アドレスの一部として
ルックアップテーブル２３０I ，２３０Q に入力する構
成となっている。
【００９３】この場合に、ルックアップテーブル２３０
I ，２３０Q は、各補正コードに対応するオフセット値
Ｉofあるいは振幅比Ｃによって補正を施した振幅値Ｉ(t
m)，Ｑ(tm)をサンプル点ごとに格納しておけばよい。
I ，２３０Q は、各補正コードに対応するオフセット値
Ｉofあるいは振幅比Ｃによって補正を施した振幅値Ｉ(t
m)，Ｑ(tm)をサンプル点ごとに格納しておけばよい。
【００９４】例えば、ルックアップテーブル２３０
I は、様々なオフセット値Ｉofを示す補正コードのそれ
ぞれに対応して、全てのシンボルの組み合わせに対応す
る振幅値Ｉ(tm)のテーブルを設け、それぞれのテーブル
に、該当するロールオフ関数に基づいて求めた通常の振
幅値Ｉ(tm)のそれぞれから該当するオフセット値Ｉofを
差し引いた値を格納しておけばよい。
I は、様々なオフセット値Ｉofを示す補正コードのそれ
ぞれに対応して、全てのシンボルの組み合わせに対応す
る振幅値Ｉ(tm)のテーブルを設け、それぞれのテーブル
に、該当するロールオフ関数に基づいて求めた通常の振
幅値Ｉ(tm)のそれぞれから該当するオフセット値Ｉofを
差し引いた値を格納しておけばよい。
【００９５】同様に、ルックアップテーブル２３０
Q は、様々な振幅比Ｃを示す補正コードのそれぞれに対
応するテーブルを設け、それぞれのテーブルに、通常の
振幅値Ｑ(tm)のそれぞれに振幅比Ｃを乗じた値を格納し
ておけばよい。また、この場合は、補正コード変換部２
６１は、オフセット値に対応する補正コードをルックア
ップテーブル２３０I に送出し、振幅比に対応する補正
コードをルックアップテーブル２３０Q に送出すればよ
い。
Q は、様々な振幅比Ｃを示す補正コードのそれぞれに対
応するテーブルを設け、それぞれのテーブルに、通常の
振幅値Ｑ(tm)のそれぞれに振幅比Ｃを乗じた値を格納し
ておけばよい。また、この場合は、補正コード変換部２
６１は、オフセット値に対応する補正コードをルックア
ップテーブル２３０I に送出し、振幅比に対応する補正
コードをルックアップテーブル２３０Q に送出すればよ
い。
【００９６】このように、ルックアップテーブル２３０
I ，２３０Q に予め補正済のデータを格納しておき、ス
ペクトル解析部２５４による解析結果を示す補正コード
に応じて、該当するデータを読み出す構成としたことに
より、ルックアップテーブル２３０I ，２３０Q と補正
コード変換部２６１とによって補正手段１３１の機能を
実現することができる。
I ，２３０Q に予め補正済のデータを格納しておき、ス
ペクトル解析部２５４による解析結果を示す補正コード
に応じて、該当するデータを読み出す構成としたことに
より、ルックアップテーブル２３０I ，２３０Q と補正
コード変換部２６１とによって補正手段１３１の機能を
実現することができる。
【００９７】これにより、テストデータを利用したオフ
セットおよび振幅比ずれの検出結果に応じて、各サンプ
ル点における振幅値を補正して、キャリアリークやイメ
ージを抑制することができ、電力の有効利用を進めて、
電力効率の向上を図ることができる。
セットおよび振幅比ずれの検出結果に応じて、各サンプ
ル点における振幅値を補正して、キャリアリークやイメ
ージを抑制することができ、電力の有効利用を進めて、
電力効率の向上を図ることができる。
【００９８】
【発明の効果】以上説明したように本発明は、連続する
２つのシンボルの入力に応じて、読出手段が振幅値保持
手段から各サンプル点における振幅値を順次に読み出す
ことにより、適切なロールオフ関数に従って変化する信
号位相に対応する各チャネルの振幅値を得ることができ
るから、定包絡線形多相位相変調器を簡易な構成で実現
することができ、帯域特性に優れた多相位相変調器の変
調信号の定包絡線化を図り、電力効率の向上を図ること
が可能となる。
２つのシンボルの入力に応じて、読出手段が振幅値保持
手段から各サンプル点における振幅値を順次に読み出す
ことにより、適切なロールオフ関数に従って変化する信
号位相に対応する各チャネルの振幅値を得ることができ
るから、定包絡線形多相位相変調器を簡易な構成で実現
することができ、帯域特性に優れた多相位相変調器の変
調信号の定包絡線化を図り、電力効率の向上を図ること
が可能となる。
【００９９】更に、請求項２の発明は、ロールオフ率の
入力に応じて、複数のロールオフ関数を切り換えること
が可能となるから、変調器の用途に応じて、有効な帯域
制限を行うことが可能である。
入力に応じて、複数のロールオフ関数を切り換えること
が可能となるから、変調器の用途に応じて、有効な帯域
制限を行うことが可能である。
【０１００】また、請求項３の発明は、テストデータを
入力した際の直交変調手段の出力スペクトルを調べるこ
とにより、直交変調手段のオフセットおよび振幅比ずれ
を検出することができ、変調器の性能を簡易に評価する
ことができる。
入力した際の直交変調手段の出力スペクトルを調べるこ
とにより、直交変調手段のオフセットおよび振幅比ずれ
を検出することができ、変調器の性能を簡易に評価する
ことができる。
【０１０１】更に、請求項４の発明は、オフセット検出
手段および振幅比ずれ検出手段で検出されたオフセット
および振幅比ずれを補正手段によって補正することがで
きるから、キャリアリークやイメージを抑制して、電力
効率を向上することができる。
手段および振幅比ずれ検出手段で検出されたオフセット
および振幅比ずれを補正手段によって補正することがで
きるから、キャリアリークやイメージを抑制して、電力
効率を向上することができる。
【図１】請求項１ないし請求項３の定包絡線形多相位相
変調器の原理ブロック図である。
変調器の原理ブロック図である。
【図２】請求項４の定包絡線形多相位相変調器の原理ブ
ロック図である。
ロック図である。
【図３】請求項１の定包絡線形多相位相変調器を適用し
たトレリス符号化８ＰＳＫ変調器の実施例構成図であ
る。
たトレリス符号化８ＰＳＫ変調器の実施例構成図であ
る。
【図４】ルックアップテーブルの構成例を示す図であ
る。
る。
【図５】本発明による位相遷移を説明する図である。
【図６】請求項２の定包絡線形多相位相変調器を適用し
たトレリス符号化８ＰＳＫ変調器の実施例構成図であ
る。
たトレリス符号化８ＰＳＫ変調器の実施例構成図であ
る。
【図７】ルックアップテーブルの構成例を示す図であ
る。
る。
【図８】請求項３の定包絡線形多相位相変調器を適用し
たトレリス符号化８ＰＳＫ変調器の実施例構成図であ
る。
たトレリス符号化８ＰＳＫ変調器の実施例構成図であ
る。
【図９】テストモードにおける変調信号のスペクトルを
説明する図である。
説明する図である。
【図１０】請求項４の定包絡線形多相位相変調器を適用
したトレリス符号化８ＰＳＫ変調器の実施例構成図であ
る。
したトレリス符号化８ＰＳＫ変調器の実施例構成図であ
る。
【図１１】従来のトレリス符号化８ＰＳＫ変調器の構成
例を示す図である。
例を示す図である。
【図１２】定包絡線形トレリス符号化８ＰＳＫ変調器の
構成例を示す図である。
構成例を示す図である。
１１１ 変換手段 １１２ 遅延手段 １１３ 振幅値保持手段 １１４ 読出手段 １１５ アナログ変換手段 １１６ 直交変調手段 １２１ テストデータ保持手段 １２２ オフセット検出手段 １２３ 振幅比ずれ検出手段 １３１ 補正手段 ２１０ カウンタ回路 ２２０ フリップフロップ（ＦＦ）回路 ２３０ ルックアップテーブル（ＬＵＴ） ２４１ ロールオフ率入力部 ２５１ モード切換信号入力部 ２５２ セレクタ ２５４ スペクトル解析部 ２５５ 出力装置 ２６１ 補正コード変換部 ３０１ シリアル−パラレル変換器（Ｓ／Ｐ） ３０２ トレリス符号化器 ３０３ 符号変換回路 ３０４ バイナリトランスバーサルスィルタ（ＢＴＦ） ３０５ 重み付け回路 ３０６ 加算器 ３０７ ディジタル−アナログ変換器（Ｄ／Ａ） ３０８ ローパスフィルタ（ＬＰＦ） ３０９ 直交変調器 ３２１ 位相変換器 ３２２ 位相演算器 ３２３ 波形生成器
Claims (4)
- 【請求項１】 伝送すべき情報を信号位相に対応する一
連のシンボルに変換し、各シンボルを所定のシンボル時
間ごとに出力する変換手段と、 前記一連のシンボルを前記シンボル時間だけ遅延させる
遅延手段と、 前記シンボルの遷移として考えられる全ての組み合わせ
について、所定のロールオフ関数で表される信号位相の
遷移を所定数のサンプル点でサンプリングして得られる
ＩチャネルおよびＱチャネルの振幅値をそれぞれ保持す
る振幅値保持手段と、 前記変換手段から得られる現シンボルと前記遅延手段か
ら得られる直前シンボルとの入力に応じて、該当するシ
ンボルの組み合わせに対応して前記振幅値保持手段に保
持された各サンプル点におけるＩチャネルおよびＱチャ
ネルの振幅値を読み出す読出手段と、 前記ＩチャネルおよびＱチャネルの振幅値をそれぞれア
ナログ信号に変換するアナログ変換手段と、 前記アナログ変換手段で得られたＩチャネルおよびＱチ
ャネルのアナログ信号を直交変換する直交変換手段とを
備えたことを特徴とする定包絡線形多相位相変調器。 - 【請求項２】 請求項１に記載の定包絡線形多相位相変
調器において、 振幅値保持手段は、シンボルの遷移として考えられる全
ての組み合わせについて、複数のロールオフ率でそれぞ
れ規定されるロールオフ関数をそれぞれ用いて表した信
号位相の遷移を所定数のサンプル点でサンプリングして
得られるＩチャネルおよびＱチャネルの振幅値をそれぞ
れ保持する構成であり、 読出手段は、ロールオフ率の入力に応じて、前記振幅値
保持手段から該当するロールオフ関数に対応して保持さ
れた各サンプル点におけるＩチャネルおよびＱチャネル
の振幅値を読み出す構成であることを特徴とする定包絡
線形多相位相変調器。 - 【請求項３】 請求項１に記載の定包絡線形多相位相変
調器において、 一定の角速度で変化する信号位相に対応する円周上の所
定数のサンプル点の位置をＩチャネルおよびＱチャネル
の振幅値のテストデータとして保持するテストデータ保
持手段と、 直交変調器の出力として得られる変調信号のスペクトル
に含まれるキャリアリークに基づいて、前記直交変調器
のオフセットを検出するオフセット検出手段と、 前記変調信号のスペクトルに含まれるイメージに基づい
て、前記直交変調器の振幅比ずれを検出する振幅比ずれ
検出手段とを備え、 読出手段が、テストモード指示の入力に応じて、前記テ
ストデータ保持手段から各サンプル点に対応するＩチャ
ネルおよびＱチャネルの振幅値を読み出す構成であるこ
とを特徴とする定包絡線形多相位相変調器。 - 【請求項４】 請求項３に記載の定包絡線形多相位相変
調器において、 オフセット検出手段で検出されたオフセット値の入力に
応じて、振幅値保持手段から読み出されたＩチャネルお
よびＱチャネルの振幅値を補正するオフセット補正手段
と、 振幅比ずれ検出手段で検出された振幅比ずれの入力に応
じて、振幅値保持手段から読み出されたＩチャネルおよ
びＱチャネルの振幅値を補正する振幅比ずれ補正手段と
を備えたことを特徴とする定包絡線形多相位相変調器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20874194A JPH0879320A (ja) | 1994-09-01 | 1994-09-01 | 定包絡線形多相位相変調器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20874194A JPH0879320A (ja) | 1994-09-01 | 1994-09-01 | 定包絡線形多相位相変調器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0879320A true JPH0879320A (ja) | 1996-03-22 |
Family
ID=16561319
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20874194A Withdrawn JPH0879320A (ja) | 1994-09-01 | 1994-09-01 | 定包絡線形多相位相変調器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0879320A (ja) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011077645A (ja) * | 2009-09-29 | 2011-04-14 | Internatl Business Mach Corp <Ibm> | 信号をデジタル的にフィルタリング（パルスシェイプ）する方法、回路、および、プログラム |
| JP2014512147A (ja) * | 2011-04-15 | 2014-05-19 | アストラピ コーポレーション | 通信方法及び装置 |
| US11184201B2 (en) | 2019-05-15 | 2021-11-23 | Astrapi Corporation | Communication devices, systems, software and methods employing symbol waveform hopping |
| US11228477B2 (en) | 2019-03-06 | 2022-01-18 | Astrapi Corporation | Devices, systems, and methods employing polynomial symbol waveforms |
| US11310090B2 (en) | 2016-05-23 | 2022-04-19 | Astrapi Corporation | Systems, transmitters, and methods employing waveform bandwidth compression to transmit information |
| US11411785B2 (en) | 2015-09-02 | 2022-08-09 | Astrapi Corporation | Spiral polynomial division multiplexing |
| US11824694B2 (en) | 2015-09-02 | 2023-11-21 | Astrapi Corporation | Systems, devices, and methods employing instantaneous spectral analysis in the transmission of signals |
-
1994
- 1994-09-01 JP JP20874194A patent/JPH0879320A/ja not_active Withdrawn
Cited By (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011077645A (ja) * | 2009-09-29 | 2011-04-14 | Internatl Business Mach Corp <Ibm> | 信号をデジタル的にフィルタリング（パルスシェイプ）する方法、回路、および、プログラム |
| US11240088B2 (en) | 2011-04-15 | 2022-02-01 | Astrapi Corporation | Methods and systems for transmitting and receiving data using non-periodic functions |
| JP2014512147A (ja) * | 2011-04-15 | 2014-05-19 | アストラピ コーポレーション | 通信方法及び装置 |
| US11848812B2 (en) | 2011-04-15 | 2023-12-19 | Astrapi Corporation | Methods and systems for communicating |
| US11824694B2 (en) | 2015-09-02 | 2023-11-21 | Astrapi Corporation | Systems, devices, and methods employing instantaneous spectral analysis in the transmission of signals |
| US11411785B2 (en) | 2015-09-02 | 2022-08-09 | Astrapi Corporation | Spiral polynomial division multiplexing |
| US11310090B2 (en) | 2016-05-23 | 2022-04-19 | Astrapi Corporation | Systems, transmitters, and methods employing waveform bandwidth compression to transmit information |
| US11729041B2 (en) | 2019-03-06 | 2023-08-15 | Astrapi Corporation | Devices, systems, and methods employing polynomial symbol waveforms |
| US11228477B2 (en) | 2019-03-06 | 2022-01-18 | Astrapi Corporation | Devices, systems, and methods employing polynomial symbol waveforms |
| US12166622B2 (en) | 2019-03-06 | 2024-12-10 | Astrapi Corporation | Devices, systems, and methods employing polynomial symbol waveforms |
| US11582075B2 (en) | 2019-05-15 | 2023-02-14 | Astrapi Corporation | Communication devices, systems, software and methods employing symbol waveform hopping |
| US11184201B2 (en) | 2019-05-15 | 2021-11-23 | Astrapi Corporation | Communication devices, systems, software and methods employing symbol waveform hopping |
| US12355598B2 (en) | 2019-05-15 | 2025-07-08 | Astrapi Corporation | Communication devices, systems, software and methods employing symbol waveform hopping |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20011106 |