JPH0884084A - Ａｍ受信機用自動利得制御オーバーシュート制限装置 - Google Patents
Ａｍ受信機用自動利得制御オーバーシュート制限装置Info
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- JPH0884084A JPH0884084A JP7192063A JP19206395A JPH0884084A JP H0884084 A JPH0884084 A JP H0884084A JP 7192063 A JP7192063 A JP 7192063A JP 19206395 A JP19206395 A JP 19206395A JP H0884084 A JPH0884084 A JP H0884084A
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/3052—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in bandpass amplifiers (H.F. or I.F.) or in frequency-changers used in a (super)heterodyne receiver
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- Circuits Of Receivers In General (AREA)
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＡＭ受信機における自動利得制御に対し改良
した応答時間を与え、自動利得制御（ＡＧＣ）性能にお
けるオーバーシュートまたはアンダーシュートを防止す
る。 【解決手段】 本発明のデジタル無線受信機におけるＡ
ＭＩＦ信号処理方法においては、適応型狭帯域フィルタ
を使用する搬送波信号を隔離することにより、ＡＧＣ制
御ループのオーバーシュートまたはアンダーシュートを
避ける。搬送波強度信号は全ＡＧＣループまたはＡＧＣ
オーバーシュート制限器を制御するために使用され、音
声出力レベルの急激な変化を避ける。
した応答時間を与え、自動利得制御（ＡＧＣ）性能にお
けるオーバーシュートまたはアンダーシュートを防止す
る。 【解決手段】 本発明のデジタル無線受信機におけるＡ
ＭＩＦ信号処理方法においては、適応型狭帯域フィルタ
を使用する搬送波信号を隔離することにより、ＡＧＣ制
御ループのオーバーシュートまたはアンダーシュートを
避ける。搬送波強度信号は全ＡＧＣループまたはＡＧＣ
オーバーシュート制限器を制御するために使用され、音
声出力レベルの急激な変化を避ける。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、全般的にＡＭ受信器の
中間周波数部における利得制御に関連し、特に自動利得
制御に対し改良した応答時間を与え、自動利得制御（Ａ
ＧＣ）性能におけるオーバーシュートまたはアンダーシ
ュートを防止することに関する。
中間周波数部における利得制御に関連し、特に自動利得
制御に対し改良した応答時間を与え、自動利得制御（Ａ
ＧＣ）性能におけるオーバーシュートまたはアンダーシ
ュートを防止することに関する。
【０００２】
【従来の技術】自動利得制御は、入力信号レベルが変動
したとしても増幅出力信号についてほぼ一定の平均レベ
ルを維持するための技術として公知である。放送通信受
信機において、自動利得制御は、同調した放送信号の信
号強度の変動、または異なる出力レベルまたは受信機か
らの距離の異なる他の放送信号に再同調するときに起こ
る変動に関係なく一貫した音声出力レベルを提供するた
めに使用される。
したとしても増幅出力信号についてほぼ一定の平均レベ
ルを維持するための技術として公知である。放送通信受
信機において、自動利得制御は、同調した放送信号の信
号強度の変動、または異なる出力レベルまたは受信機か
らの距離の異なる他の放送信号に再同調するときに起こ
る変動に関係なく一貫した音声出力レベルを提供するた
めに使用される。
【０００３】ＡＧＣ回路は受信機の増幅段の下流におい
て計測平均信号レベルに逆比例した増幅段利得を制御す
る。振幅変調（ＡＭ）受信機においては、情報信号は伝
送された搬送波信号中の振幅変化から成る。情報信号は
搬送波周波数の付近に側波帯を形成する。公知の受信機
においてＡＧＣ制御を与えるために平均信号レベルを決
定する計測信号は、搬送波信号と側波帯を含むＡＭ中間
周波（ＩＦ）信号であった。それ故、公知のＡＭ受信機
でのＡＧＣ回路は、情報信号に相当する振幅変化に応答
しないように設計されねばならない。代表例として、Ａ
ＭＩＦ信号は、ＡＧＣ制御回路の前に音声情報信号を取
り除くために、長い時定数でローパスフィルタがかけら
れる。しかしながら、ローパスフィルタによって、平均
信号レベルにおける急激な変動に対しＡＧＣ制御の応答
時間が長くなる結果をもたらす。
て計測平均信号レベルに逆比例した増幅段利得を制御す
る。振幅変調（ＡＭ）受信機においては、情報信号は伝
送された搬送波信号中の振幅変化から成る。情報信号は
搬送波周波数の付近に側波帯を形成する。公知の受信機
においてＡＧＣ制御を与えるために平均信号レベルを決
定する計測信号は、搬送波信号と側波帯を含むＡＭ中間
周波（ＩＦ）信号であった。それ故、公知のＡＭ受信機
でのＡＧＣ回路は、情報信号に相当する振幅変化に応答
しないように設計されねばならない。代表例として、Ａ
ＭＩＦ信号は、ＡＧＣ制御回路の前に音声情報信号を取
り除くために、長い時定数でローパスフィルタがかけら
れる。しかしながら、ローパスフィルタによって、平均
信号レベルにおける急激な変動に対しＡＧＣ制御の応答
時間が長くなる結果をもたらす。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】信号レベルの急激な変
動は、車載用無線受信機を備えた車輛が解放された環境
から例えばトンネル、地下道または陸橋に進入した時に
発生する。ＡＭ信号の信号強度は急激に減少するが、Ａ
ＧＣ制御は遅延後のみの変化に応答し、結果として受信
したＡＭ局の音声出力低下（すなわちＡＧＣアンダーシ
ュート）および遅延の間のノイズ増加を来す。同様に、
車両がトンネルまたは陸橋から出ると、信号の障害が除
かれ、過剰増幅ＡＭＩＦ信号（すなわちＡＧＣオーバー
シュート）が発生する。本発明はこれらの欠点を解決す
ることである
動は、車載用無線受信機を備えた車輛が解放された環境
から例えばトンネル、地下道または陸橋に進入した時に
発生する。ＡＭ信号の信号強度は急激に減少するが、Ａ
ＧＣ制御は遅延後のみの変化に応答し、結果として受信
したＡＭ局の音声出力低下（すなわちＡＧＣアンダーシ
ュート）および遅延の間のノイズ増加を来す。同様に、
車両がトンネルまたは陸橋から出ると、信号の障害が除
かれ、過剰増幅ＡＭＩＦ信号（すなわちＡＧＣオーバー
シュート）が発生する。本発明はこれらの欠点を解決す
ることである
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明の主な利点は信号
強度の急激な変動による音声出力レベルの変化を避ける
ことである。ＡＧＣ回路の早い応答は、変調側波帯の除
去後に搬送信号の受信信号強度を調べることによって得
ることが出来る。搬送波強度は適応レベル限界と比較さ
れ、さらに応答時間を短縮し、そして安定な動作が確保
される。
強度の急激な変動による音声出力レベルの変化を避ける
ことである。ＡＧＣ回路の早い応答は、変調側波帯の除
去後に搬送信号の受信信号強度を調べることによって得
ることが出来る。搬送波強度は適応レベル限界と比較さ
れ、さらに応答時間を短縮し、そして安定な動作が確保
される。
【０００６】本発明は、搬送波信号および変調信号を含
むＡＭ中間周波信号を処理するための方法を提供する。
搬送波信号はＡＭ中間周波信号から実質的に変調側波帯
なしに回復される。回復させた搬送波信号は統合されて
搬送波強度信号を発生させる。搬送波強度信号の逆数が
形成される。回復させた搬送波信号は逆数が乗算されて
正規化混合信号を発生させる。正規化混合信号はＡＭ中
間周波信号と混合されて変調信号を回復させる。搬送波
強度信号は比較信号と比較され、そしてＡＭ中間周波信
号が比較に応じた利得係数で変調される。
むＡＭ中間周波信号を処理するための方法を提供する。
搬送波信号はＡＭ中間周波信号から実質的に変調側波帯
なしに回復される。回復させた搬送波信号は統合されて
搬送波強度信号を発生させる。搬送波強度信号の逆数が
形成される。回復させた搬送波信号は逆数が乗算されて
正規化混合信号を発生させる。正規化混合信号はＡＭ中
間周波信号と混合されて変調信号を回復させる。搬送波
強度信号は比較信号と比較され、そしてＡＭ中間周波信
号が比較に応じた利得係数で変調される。
【０００７】他の態様において、本発明は利得係数に応
じてＡＭＩＦ信号を増幅する可変利得部を有するＡＭＩ
Ｆ信号を処理し、そして変調されたＡＭＩＦ信号を発生
する無線受信機を提供することである。適応狭帯域バン
ドパスフィルタは変調されたＡＭＩＦ信号を受信し、実
質的に変調側波帯のない搬送波信号を作る。平均値が適
応狭帯域バンドパスフィルタに結合され、搬送波強度信
号を作る。比較器が搬送波強度信号と比較信号を比較
し、利得係数を決定する。
じてＡＭＩＦ信号を増幅する可変利得部を有するＡＭＩ
Ｆ信号を処理し、そして変調されたＡＭＩＦ信号を発生
する無線受信機を提供することである。適応狭帯域バン
ドパスフィルタは変調されたＡＭＩＦ信号を受信し、実
質的に変調側波帯のない搬送波信号を作る。平均値が適
応狭帯域バンドパスフィルタに結合され、搬送波強度信
号を作る。比較器が搬送波強度信号と比較信号を比較
し、利得係数を決定する。
【０００８】
【実施例】図１において、従来の受信機は無線周波（Ｒ
Ｆ）増幅器１１に接続されたアンテナ１０を有する。Ｒ
Ｆ増幅器１１のＲＦ信号出力は混合器１２で局所発信器
（図示せず）からの混合信号ｆLOと混合される。混合信
号ｆLOの周波数はＲＦ増幅器１１の所望のＲＦ信号出力
を受信機の中間周波数（ＩＦ）に周波数偏移すように選
択される。混合器１２からのＩＦ信号は帯域フィルタ
（ＢＰＦ）１３，ＩＦ増幅器１４および検出器１５に結
合され、音声信号を変調し、それによって音声出力を発
生する。
Ｆ）増幅器１１に接続されたアンテナ１０を有する。Ｒ
Ｆ増幅器１１のＲＦ信号出力は混合器１２で局所発信器
（図示せず）からの混合信号ｆLOと混合される。混合信
号ｆLOの周波数はＲＦ増幅器１１の所望のＲＦ信号出力
を受信機の中間周波数（ＩＦ）に周波数偏移すように選
択される。混合器１２からのＩＦ信号は帯域フィルタ
（ＢＰＦ）１３，ＩＦ増幅器１４および検出器１５に結
合され、音声信号を変調し、それによって音声出力を発
生する。
【０００９】ＲＦ増幅器１１およびＩＦ増幅器１４はＡ
ＧＣ制御回路１６からのＡＧＣ信号に応じて利得制御を
提供する。ＡＧＣ制御１６はＲＦレベル検出器１７およ
びＩＦレベル検出器１８に接続されている。ＡＧＣ制御
１６はいずれかの公知技術を利用して、検出された広帯
域ＲＦおよび狭帯域ＩＦレベルそれぞれに応じた図２に
示すようなＡＧＣ曲線に従うＡＧＣ信号を発生する。こ
れにより、信号レベルの減少がＡＧＣ信号の減少と、そ
れ相当の増幅器利得の増加を生む。逆に、信号レベルの
増加がＡＧＣ信号の増加と、増幅器利得の減少を生むこ
ととなる。
ＧＣ制御回路１６からのＡＧＣ信号に応じて利得制御を
提供する。ＡＧＣ制御１６はＲＦレベル検出器１７およ
びＩＦレベル検出器１８に接続されている。ＡＧＣ制御
１６はいずれかの公知技術を利用して、検出された広帯
域ＲＦおよび狭帯域ＩＦレベルそれぞれに応じた図２に
示すようなＡＧＣ曲線に従うＡＧＣ信号を発生する。こ
れにより、信号レベルの減少がＡＧＣ信号の減少と、そ
れ相当の増幅器利得の増加を生む。逆に、信号レベルの
増加がＡＧＣ信号の増加と、増幅器利得の減少を生むこ
ととなる。
【００１０】図３に示すように、公知のＡＧＣ制御は音
声周波数域内での増幅度変化に応答できない。もし出来
るとすると、信号から変調が除かれて音声は検出されな
い。これにより、ＡＧＣ制御は音声帯域以下（例えば約
４０ヘルツ以下）の周波数で働き、音声周波数帯域の下
端以上で起こる増幅変化に応答しない。
声周波数域内での増幅度変化に応答できない。もし出来
るとすると、信号から変調が除かれて音声は検出されな
い。これにより、ＡＧＣ制御は音声帯域以下（例えば約
４０ヘルツ以下）の周波数で働き、音声周波数帯域の下
端以上で起こる増幅変化に応答しない。
【００１１】従って、公知のＡＧＣ制御回路の応答時間
は図４に示すようなものである。受信信号強度の急激な
変化（トンネルの入出時に起こるような）については、
遅延時間ｔ1のあいだＡＧＣ回路の応答は０％である。
さらに時間ｔ2後に、ＡＧＣの応答は最終値である１０
０％に達し、信号レベルは再度制御下におかれる。破線
１９は受信信号強度の実際の増加を示している。線２０
は公知の受信機の実際のＡＧＣ応答を示す。線１９と２
０の間隔は、過剰または過小増幅音声信号が作られる間
のＡＧＣ応答のオーバーシュートまたはアンダーシュー
トに相当する。過剰または過小増幅間に、ノイズ、シュ
ーという無線音または音声出力の急激な増加が起こるか
もしれない。
は図４に示すようなものである。受信信号強度の急激な
変化（トンネルの入出時に起こるような）については、
遅延時間ｔ1のあいだＡＧＣ回路の応答は０％である。
さらに時間ｔ2後に、ＡＧＣの応答は最終値である１０
０％に達し、信号レベルは再度制御下におかれる。破線
１９は受信信号強度の実際の増加を示している。線２０
は公知の受信機の実際のＡＧＣ応答を示す。線１９と２
０の間隔は、過剰または過小増幅音声信号が作られる間
のＡＧＣ応答のオーバーシュートまたはアンダーシュー
トに相当する。過剰または過小増幅間に、ノイズ、シュ
ーという無線音または音声出力の急激な増加が起こるか
もしれない。
【００１２】図５は、変調側波帯のない搬送波信号の受
信信号強度を検査することによって、上で述べた公知の
問題を避ける本発明の回路を示す。本発明で要求される
信号処理の種類に起因して、デジタル信号処理（ＤＳ
Ｐ）技術を採用するデジタル無線受信機が好ましい。典
型的な受信器はアナログのＩＦと中間周波信号を得るＩ
Ｆ部を採用してもよく、その中間周波信号はデジタル化
されてデジタルＩＦ信号を与える。
信信号強度を検査することによって、上で述べた公知の
問題を避ける本発明の回路を示す。本発明で要求される
信号処理の種類に起因して、デジタル信号処理（ＤＳ
Ｐ）技術を採用するデジタル無線受信機が好ましい。典
型的な受信器はアナログのＩＦと中間周波信号を得るＩ
Ｆ部を採用してもよく、その中間周波信号はデジタル化
されてデジタルＩＦ信号を与える。
【００１３】デジタルＡＭＩＦ信号が可変利得増幅器２
５に供給される。増幅器２５からの利得変調ＩＦ信号
が、適応型ライン強調器（ＡＬＥ）２７帯域フィルタ
（ＢＰＦ）２８および統合接続部２９を有する適応型狭
帯域通過フィルタ２６に供給される。適応型フィルタ２
６は米国先行出願９９０,１４３に記載した方法で作動
する。従って、ＡＬＥ２７はＢＰＦ２８についての適正
中心周波数を決定する。入ってくるＩＦ信号にロックさ
れると、ＢＰＦ２８の帯域は２０ないし３０ヘルツの範
囲にあり、それによりＢＰＦ２８の出力が実質的に変調
のない搬送波信号から成るように、変調側波帯が除外さ
れる。
５に供給される。増幅器２５からの利得変調ＩＦ信号
が、適応型ライン強調器（ＡＬＥ）２７帯域フィルタ
（ＢＰＦ）２８および統合接続部２９を有する適応型狭
帯域通過フィルタ２６に供給される。適応型フィルタ２
６は米国先行出願９９０,１４３に記載した方法で作動
する。従って、ＡＬＥ２７はＢＰＦ２８についての適正
中心周波数を決定する。入ってくるＩＦ信号にロックさ
れると、ＢＰＦ２８の帯域は２０ないし３０ヘルツの範
囲にあり、それによりＢＰＦ２８の出力が実質的に変調
のない搬送波信号から成るように、変調側波帯が除外さ
れる。
【００１４】搬送波信号は、積算器すなわ平均器３１、
逆数ブロック３２および乗算器３３を有する正規化器３
３に結合される。積算器３１は搬送波信号の絶対値の長
時間積分を提供し、それによりライン３４の搬送波強度
信号を比較器３５の反転入力に与える。搬送波強度の逆
数は逆数ブロック３２で得られ、そして乗算器３３の１
つの入力に与えられる。この逆数は、正規化混合信号す
なわち＋１−１間で変化する搬送波信号を提供するため
に、搬送波信号によって乗算される。正規化された混合
信号は混合器３６で利得変調されたＡＭＩＦ信号と混合
されて復調ＡＭ信号を発生する。正規化混合信号の使用
により、復調信号の信号／ノイズ比を最大にする。さら
に、一定振幅の正規化混合信号の使用により、ノイズの
発生につながる変調信号への誤変調の付加を避けること
ができる。
逆数ブロック３２および乗算器３３を有する正規化器３
３に結合される。積算器３１は搬送波信号の絶対値の長
時間積分を提供し、それによりライン３４の搬送波強度
信号を比較器３５の反転入力に与える。搬送波強度の逆
数は逆数ブロック３２で得られ、そして乗算器３３の１
つの入力に与えられる。この逆数は、正規化混合信号す
なわち＋１−１間で変化する搬送波信号を提供するため
に、搬送波信号によって乗算される。正規化された混合
信号は混合器３６で利得変調されたＡＭＩＦ信号と混合
されて復調ＡＭ信号を発生する。正規化混合信号の使用
により、復調信号の信号／ノイズ比を最大にする。さら
に、一定振幅の正規化混合信号の使用により、ノイズの
発生につながる変調信号への誤変調の付加を避けること
ができる。
【００１５】正規化混合信号は絶対値ブロック３８で整
流されて、増幅器３７で定数ｋ1で乗算される。定数ｋ1
は、正規化混合の一部が比較器３５の非反転入力に供給
されるように、１以下である。比較器３５の出力はアタ
ックタイムブロック４０に接続され、そしてインバータ
４２を介して減退時間ブロック４１に接続される。
流されて、増幅器３７で定数ｋ1で乗算される。定数ｋ1
は、正規化混合の一部が比較器３５の非反転入力に供給
されるように、１以下である。比較器３５の出力はアタ
ックタイムブロック４０に接続され、そしてインバータ
４２を介して減退時間ブロック４１に接続される。
【００１６】可変増幅器２５の利得係数は典型的には１
である。利得係数は、以下のようにアタックタイムブロ
ック４０および減退時間ブロック４１によって、ＡＭＩ
Ｆ信号の急激な増加に応じて減少する。正規化混合信号
の瞬時値は増幅器３７の定数ｋ1によって減衰される。
減衰した信号の瞬時値は比較器３５の搬送波信号の平均
と比較される。定数ｋ1値は、搬送波強度が大きく変化
しない定常状態の間に瞬時値が平均値以下であることを
確実にするように選択される。搬送波強度が跳ねると、
瞬時値はその増加に対して応答の遅い平均値を越え、そ
れにより比較器３５の出力を低い値から高い値にトリッ
プする。比較器３５からの出力はアタックタイムブロッ
ク４０を起動し、増幅器２５に適用される利得係数を急
激に減少させてＩＦ信号の大きさを適当な値に回復させ
る。瞬時減衰混合信号が平均値以下に低下すると、比較
器３５の出力が低レベルに回復し、それによってアタッ
クタイムブロック４０を非動作化し、そしてインバータ
４２からの反転信号を介して減退時間ブロック４１を動
作させる。減退時間ブロック４１はゆっくりと利得係数
を１に回復させ、そして回路はＩＦ信号の次の急上昇ま
で休止状態となる。
である。利得係数は、以下のようにアタックタイムブロ
ック４０および減退時間ブロック４１によって、ＡＭＩ
Ｆ信号の急激な増加に応じて減少する。正規化混合信号
の瞬時値は増幅器３７の定数ｋ1によって減衰される。
減衰した信号の瞬時値は比較器３５の搬送波信号の平均
と比較される。定数ｋ1値は、搬送波強度が大きく変化
しない定常状態の間に瞬時値が平均値以下であることを
確実にするように選択される。搬送波強度が跳ねると、
瞬時値はその増加に対して応答の遅い平均値を越え、そ
れにより比較器３５の出力を低い値から高い値にトリッ
プする。比較器３５からの出力はアタックタイムブロッ
ク４０を起動し、増幅器２５に適用される利得係数を急
激に減少させてＩＦ信号の大きさを適当な値に回復させ
る。瞬時減衰混合信号が平均値以下に低下すると、比較
器３５の出力が低レベルに回復し、それによってアタッ
クタイムブロック４０を非動作化し、そしてインバータ
４２からの反転信号を介して減退時間ブロック４１を動
作させる。減退時間ブロック４１はゆっくりと利得係数
を１に回復させ、そして回路はＩＦ信号の次の急上昇ま
で休止状態となる。
【００１７】比較器３５のしきい値は積算器３１が与え
る可動平均から成っているので、ＡＧＣ制御は温度変動
および他の条件を補償する。減衰定数ｋ1は、正規化混
合信号の振幅変化が可動平均より少なくとも２０％以上
でなければ、比較器がトリガしないことを保証してい
る。例えば、定数ｋ1 は、公称コヒーレント混合信号の
ピーク／平均比の８０％に等しい減衰係数として得るこ
とができる。
る可動平均から成っているので、ＡＧＣ制御は温度変動
および他の条件を補償する。減衰定数ｋ1は、正規化混
合信号の振幅変化が可動平均より少なくとも２０％以上
でなければ、比較器がトリガしないことを保証してい
る。例えば、定数ｋ1 は、公称コヒーレント混合信号の
ピーク／平均比の８０％に等しい減衰係数として得るこ
とができる。
【００１８】図６は、デジタルＡＭＩＦ信号の総体的Ａ
ＧＣ制御およびオーバーシュートとアンダーシュートの
双方の除去を行う本発明の他の実施例を示す。短時間平
均搬送波強度信号が積算器３１で計算され、信号ライン
３４から最小平均二乗（ＬＭＳ）ブロック４５に送られ
る。特に、平均搬送波強度信号は、所望の平均搬送波強
度に対応する定数ｋ2 と共に、差分ブロック４６に入力
される。これら入力の差異が乗算器４７の１つの入力に
結合されるエラー信号を発生する。ＬＭＳブロックのエ
ラー帯域の大きさを定める定数２μが乗算器４７の第２
入力に結合される。乗算器４７の出力は合算器４８の１
つの入力に結合される。合算器４８の出力は単位遅延ブ
ロック４９を介して合算器４８の残りの入力に結合され
る。また合算器４８の出力は乗算器５０の１つの入力に
結合される。乗算器５０の第２の入力はデジタルＡＭＩ
Ｆ信号を受ける。乗算器５０の出力は、ＡＧＣ制御の受
け入れ可能な動的範囲を得るために固定利得（例えば、
２４デシベル）を与えるシフトレジスタ５１の入力に結
合される。
ＧＣ制御およびオーバーシュートとアンダーシュートの
双方の除去を行う本発明の他の実施例を示す。短時間平
均搬送波強度信号が積算器３１で計算され、信号ライン
３４から最小平均二乗（ＬＭＳ）ブロック４５に送られ
る。特に、平均搬送波強度信号は、所望の平均搬送波強
度に対応する定数ｋ2 と共に、差分ブロック４６に入力
される。これら入力の差異が乗算器４７の１つの入力に
結合されるエラー信号を発生する。ＬＭＳブロックのエ
ラー帯域の大きさを定める定数２μが乗算器４７の第２
入力に結合される。乗算器４７の出力は合算器４８の１
つの入力に結合される。合算器４８の出力は単位遅延ブ
ロック４９を介して合算器４８の残りの入力に結合され
る。また合算器４８の出力は乗算器５０の１つの入力に
結合される。乗算器５０の第２の入力はデジタルＡＭＩ
Ｆ信号を受ける。乗算器５０の出力は、ＡＧＣ制御の受
け入れ可能な動的範囲を得るために固定利得（例えば、
２４デシベル）を与えるシフトレジスタ５１の入力に結
合される。
【００１９】動作に関し、ＬＭＳブロック４５は、定数
ｋ2で決まる値に平均搬送波強度の値を維持する傾向に
ある。図６に示すＡＧＣ制御回路は情報信号の変調に応
答しないので、ＡＧＣ制御の動作速度は、情報信号に影
響することなく非常に早い。
ｋ2で決まる値に平均搬送波強度の値を維持する傾向に
ある。図６に示すＡＧＣ制御回路は情報信号の変調に応
答しないので、ＡＧＣ制御の動作速度は、情報信号に影
響することなく非常に早い。
【図面の簡単な説明】
【図１】ＡＧＣ制御回路を有する従来の無線受信機を示
す。
す。
【図２】利得−ＡＧＣ特性を示す。
【図３】周波数に対するＡＧＣ回路の応答特性を示す。
【図４】時間に対するＡＧＣ回路の応答特性を示す。
【図５】本発明のＡＧＣ制限装置の一実施例を示す概略
ブロック図。
ブロック図。
【図６】ＩＦ段で直接ＡＧＣを与える本発明の他の実施
例を示す概略ブロック図。
例を示す概略ブロック図。
２５ 可変利得増幅器 ２６ 適応型狭帯域フィルタ ３０ 正規化装置 ３５ 比較器 ３６ 混合器 ３７ 増幅器 ４０ アタック時間ブロック ４１ 減退時間ブロック ４２ インバータ ５０ 乗算器 ５１ シフトレジスタ
Claims (1)
- 【請求項１】 搬送波信号および変調信号を含むＡＭ中
間周波信号を処理するための方法であって、 前記ＡＭ中間周波信号から実質的に変調側波帯のない前
記搬送波信号を回復させる段階、 前記の回復させた搬送波信号を統合して搬送波強度信号
を発生させる段階、 前記搬送波強度信号の逆数を形成する段階、 前記の回復させた搬送波信号と前記逆数を乗算して正規
化混合信号を発生させる段階、 前記正規化混合信号と前記ＡＭ中間周波信号を混合して
前記変調信号を回復させる段階、 前記搬送波強度信号と比較信号を比較する段階、および
前記ＡＭ中間周波信号を前記比較に応じた利得係数で変
調する段階を有する、前記の方法。
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