JPH0884473A - 直流電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 力率改善が可能なスイッチング電源装置の効
率を高める。スイッチ及びコンデンサの耐圧を下げる。 【構成】 第１及び第２の整流回路３、２７を設ける。
第１の整流回路３に平滑用コンデンサ１２を接続する。
このコンデンサ１２に並列に第１及び第２のトランス１
３、１４の１次巻線７、９とスイッチ１０の直列回路を
接続する。第２の整流回路２７と２つの１次巻線７、９
の接続点２８との間にリアクトル４を接続する。第１及
び第２のトランス６、８の２次巻線１３、１４をダイオ
ード１５、１６を介して出力平滑用コンデンサ１７に接
続する。２つの２次巻線１３、１４を互いに逆極性に形
成する。リアクトル４に流れる電流が少なくなった分だ
け効率が高くなる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、力率改善可能な直流電
源装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】スイッチング電源装置の直流電源を商用
交流電源に整流平滑回路を接続することによって構成す
ると、正弦波交流電圧のピーク領域のみにおいて平滑用
コンデンサに充電電流が流れ、入力電流波形及び力率が
悪くなる。この種の問題を解決するため、スイッチング
レギュレータ回路の前段に力率改善回路を設けることが
ある。しかし、力率改善回路とスイッチングレギュレー
タ回路とを個別に設けると、電源装置が大型且つコスト
高になる。

【０００３】この種の問題を解決するために、図１に示
すようにスイッチを力率改善とスイッチングレギュレー
タで共用することが考えられる。この図１の直流電源装
置においては、商用交流電源が高周波フィルタ（図示せ
ず）を介して接続される交流電源端子１、２に、ダイオ
ードＤ1 、Ｄ2 、Ｄ3 、Ｄ4 から成るブリッジ型整流回
路３が接続され、この出力端子と共通端子（グランド）
との間にリアクトル（インダクタンス回路要素）４とダ
イオード５と第１のトランス６の１次巻線７と第２のト
ランス８の１次巻線９と電界効果トランジスタから成る
スイッチ１０との直流回路が接続されている。また、リ
アクトル４の出力端とスイッチ１０の上端との間にダイ
オード１１が接続され、ダイオード５のカソードと整流
回路３の下側端子との間に平滑用コンデンサ１２が接続
されている。第１及び第２のトランス６、８の２次巻線
１３、１４は第１及び第２の出力整流用ダイオード１
５、１６を介して共通の出力平滑用コンデンサ１７に接
続されている。なお、第１及び第２のトランス６、８は
互いに逆の極性に形成されている。換言すればダイオー
ド１５、１６が互いに逆に動作するようにトランス６、
８及びダイオード１５、１６が接続されている。一対の
直流出力端子１８、１９はコンデンサ１７の両端に接続
されている。

【０００４】スイッチ１０を交流電源端子１、２の例え
ば５０Hzの周波数よりも高い繰返し周波数（例えば２０
kHz ）でオン・オフ動作させるための制御回路２０は出
力端子１８、１９間に接続された電圧検出手段としての
抵抗２１、２２と、一方の入力端子が抵抗２１、２２の
分圧点に接続され、他方の入力端子が基準電圧源２３に
接続された誤差増幅器２４と、スイッチング周期で三角
波を発生する三角波発生器２５と、一方の入力端子が誤
差増幅器２４の出力に接続され、他方の入力端子が三角
波発生器２５に接続され、出力端子がスイッチ１０の制
御端子（ゲート）に接続された電圧コンパレータ２６と
から成る。誤差増幅器２４は検出電圧と基準電圧との差
に対応する電圧を出力し、コンパレータ２６は三角波と
誤差出力とを比較してＰＷＭパルスを形成し、これをス
イッチ１０に送る。

【０００５】図１の回路でスイッチ１０がオンの期間に
は、リアクトル４とダイオード１１とスイッチ１０との
回路に電流が流れ、リアクトル４にエネルギが蓄積され
る。スイッチ１０のオフ期間には整流回路３の出力電圧
とリアクトル４の電圧（蓄積エネルギ）とによってダイ
オード５がオンになり、コンデンサ１２が充電される。
コンデンサ１２が充電された状態でスイッチ１０がオン
になると、リアクトル４とダイオード１１とスイッチ１
０の回路でリアクトル４に電流が流れると共に、コンデ
ンサ１２を直流電源としてコンデンサ１２と第１及び第
２のトランス６、８の１次巻線７、９とスイッチ１０の
閉回路にも電流が流れる。この時、第２のトランス８の
２次巻線１４には上向きの極性の電圧が発生するので、
第２の出力整流用ダイオード１６がオンになり、コンデ
ンサ１７が充電される。一方、第１のトランス６の２次
巻線１３には下向きの電圧が発生するので、第１の出力
整流用ダイオード１５はオフに保たれ、第１のトランス
６には磁気エネルギが蓄積される。その後におけるスイ
ッチ１０のオフ期間には、前述したようにコンデンサ１
２の充電が行われると共に第１のトランス６の蓄積エネ
ルギの放出が生じ、第１の出力整流用ダイオード１５が
オンになり、コンデンサ１７に充電電流が流れる。従っ
て、出力平滑用コンデンサ１７はスイッチ１０のオン期
間とオフ期間の両方で充電される。なお、直流電源とし
て機能する１次側のコンデンサ１２がリアクトル４の昇
圧作用によって整流回路３の出力電圧のピークよりも高
い電圧（電源電圧の約２倍）に充電されていても、この
コンデンサ１２の電圧は第１及び第２のトランス６、８
の１次巻線７、１０に分割されて印加されるので、第１
及び第２のトランス６、８の１次と２次の巻数比が１：
１に設計されている場合において、出力平滑用コンデン
サ１７の電圧が１次側のコンデンサ１２の電圧よりも高
くなることはない。

【０００６】図１の回路の出力電圧が所望値よりも低く
なると、ＰＷＭ波のデューティ比が大きくなり、スイッ
チ１０のオン時間幅が長くなる。逆に出力電圧が所望値
よりも高くなると、ＰＷＭ波のデューティ比が小さくな
り、スイッチ１０のオン時間幅が短くなる。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】ところで、図１の回路
でスイッチ１０のオンの期間とオフの期間の両方でリア
クトル４に電流が流れる。この結果、リアクトル４の抵
抗分で電力損失が生じ、効果が悪くなる。また、コンデ
ンサ１２は電源電圧よりも高く充電されるので、高耐圧
の高価なコンデンサが必要になる。

【０００８】そこで、本発明の目的は、小型化及び低コ
スト化及び力率改善が可能であると共に、高効率化が可
能な直流電源装置を提供することにある。

【０００９】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の本発明は、交流電源端子に接続され且つ第１及び第２
の整流出力端子と共通端子とを有している整流回路と、
前記第１の整流出力端子と前記共通端子との間に接続さ
れたコンデンサと、前記コンデンサに対して並列に接続
された第１のトランスの１次巻線と第２のトランスの１
次巻線とスイッチとの直列回路と、前記第２の整流回路
の出力端子と前記第１及び第２のトランスの１次巻線の
相互間又は前記第１及び第２のトランスの１次巻線の任
意の位置との間に接続されたインダクタンス回路要素
と、前記第１及び第２のトランスの２次巻線と、前記第
１のトランスの２次巻線と出力平滑用コンデンサとの間
に接続された第１の出力整流ダイオードと、前記第２の
トランスの２次巻線と前記出力平滑用コンデンサとの間
に接続され且つ前記第１の整流ダイオードがオフの時に
オンになって前記出力平滑用コンデンサを充電する方向
性を有している第２の出力整流ダイオードと、前記交流
電源端子に印加される交流電圧の周波数よりも高い繰返
し周波数で前記スイッチをオン・オフ制御する制御回路
とを備えた直流電源装置に係わるものである。なお、請
求項２に示すように、インダクタンス回路要素と２つの
１次巻線における第１及び第２の位置（相互接続点を含
む）との間に第１及び第２の補助ダイオードを接続する
ことができる。また、請求項３に示すように、インダク
タンス回路要素と２つの１次巻線における第１及び第２
の位置（相互接続点を含む）との間に補助コンデンサと
補助ダイオードとを接続することができる。また、請求
項４に示すようにスイッチに１つのトランスの１次巻線
のみを接続した構成にすることができる。また、請求項
４の構成の直流電源装置においても、請求項５に示すよ
うに第１及び第２の補助ダイオ−ドを設けること、また
請求項６に示すように補助コンデンサと補助ダイオ−ド
とを設けることができる。また、請求項７に示すように
共振動作させるためのダイオ−ド、コンデンサ、スイッ
チを設けることができる。

【００１０】

【発明の作用及び効果】各請求項の発明において、スイ
ッチとトランスの１次巻線との直列回路の入力段のコン
デンサは実質的にインダクタンス回路要素（リアクト
ル）を介さないで、第１の整流出力端子に接続される。
従って、インダクタンス回路要素を通って流れる電流が
少なくなり、ここでの電力損失が低減し、高効率化が達
成される。また、コンデンサの充電電圧を低くすること
ができるので、低耐圧、低コストのコンデンサを使用し
て小型化及び低コスト化を図ることができる。また、ス
イッチのオン期間とオフ期間の両方で出力平滑用コンデ
ンサの充電が行われるのでリプルの小さい出力を得るこ
とができる。また、請求項７によれば共振によるスイッ
チング損失の低減効果を得ることができる。

【００１１】

【第１の実施例】次に、図２及び図３を参照して本発明
の第１の実施例の直流電源装置を説明する。但し、図２
において図１と実質的に同一の部分には同一の符号を付
してその説明を省略する。図２の直流電源装置は図１の
リアクトル（インダクタンス回路要素）４の接続位置を
変えたものである。即ち、図２では、第１の整流回路３
の第１の整流出力端子（出力ライン）と共通端子（グラ
ンドライン）との間にリアクトルを介さないでコンデン
サ１２が接続され、また第５及び第６のダイオードＤ5
、Ｄ6 から成る第２の整流回路２７が設けられ、この
第２の整流出力端子（出力ライン）と第１及び第２のト
ランス６、８の１次巻線７、９の相互接続点２８との間
にリアクトル４が接続されている。第５及び第６のダイ
オードＤ5 、Ｄ6 は一対の交流電源端子１、２とリアク
トル４との間に接続されている。従って、第２の整流回
路２７の第５及び第６のダイオード２７と第１の整流回
路３の第２及び第４のダイオードＤ2 、Ｄ4 との組み合
せによってブリッジ型整流回路が構成される。なお、第
２及び第４のダイオードＤ2 、Ｄ4 を第１及び第２の整
流回路３、２７で兼用しないで、第２の整流回路２７の
ために第７及び第８のダイオードを追加することもでき
る。

【００１２】図２の回路では、リアクトル４を移動した
ために第１の整流回路３とコンデンサ１２との間には図
１で示したリアクトル４及びダイオード５に相当するも
のがない。また、図２の回路には図１のダイオード１１
に相当するものも設けられていない。図２の回路におい
て、リアクトル４と第２の整流回路２７以外の部分は図
１の回路と同一に構成されている。

【００１３】

【動作】図２の回路において、交流電源端子１、２に高
周波フィルタ（図示せず）を介して商用交流電源（正弦
波交流電源）を接続すると、第１の整流回路３から得ら
れる図３（Ａ）の整流出力電圧Ｖ1 によって入力平滑用
コンデンサ１２が充電され、この充電電圧が第１及び第
２のトランス６、８の１次巻線７、９とスイッチ１０の
直列回路に印加される。図３（Ｂ）に示す制御信号Ｖg
によってスイッチ１０をオン・オフして出力端子１８、
１９に接続された負荷（図示せず）に電力を供給する場
合には、コンデンサ１２の放電が生じるので、図３
（Ａ）で点線で示すコンデンサ１２の電圧Ｖc よりも整
流出力電圧Ｖ1 が高い期間に図３（Ｃ）に示すように第
１の整流回路３から電流Ｉ1 がコンデンサ１２及びトラ
ンス６、８に流れる。なお、図３（Ｃ）の電流Ｉ1 の波
形はスイッチ１０のオン・オフによる変動を無視して概
略的に示すものである。もしリアクトル４を設けない
と、図３（Ｃ）の電流Ｉ1 に対応する電流が第１の整流
回路３の入力側に流れるので、交流電流は波形歪の大き
なものとなり、また力率が低くなる。

【００１４】スイッチ１０のオン期間Ｔonには、コンデ
ンサ１２と２つの１次巻線７、９とスイッチ１０とから
成る閉回路で電流が流れると共に、電源端子１又は２と
ダイオードＤ5 又はＤ6 とリアクトル４と第２のトラン
ス８の１次巻線９とスイッチ１０とダイオードＤ2 又は
Ｄ4 とから成る閉回路にも電流ＩL が図３（Ｄ）に示す
ように流れる。なお、コンデンサ１２に基づいて２つの
１次巻線７、９の相互接続点２８に与えられる電位がリ
アクトル４の入力端側の電位よりも高い区間Ｔa 、Ｔb
、Ｔc 、Ｔd ではリアクトル４に電流が流れない。第
１のトランス６の２次巻線１３はスイッチ１０がオンの
時に下向きの電圧を発生する極性を有するので、オン期
間Ｔonにはダイオード１５はオフに保たれる。従って、
第１のトランス６とスイッチ１０はリバース型（フライ
バック型）のスイッチングレギュレータに構成されてい
ることになり、オン期間Ｔonにトランスに磁気エネルギ
が蓄積される。一方、第２のトランス８の２次巻線１４
はオン期間Ｔonに上向きの電圧を発生するので、オン期
間Ｔonにダイオード１６がオンになる。従って、第２の
トランス８とスイッチ１０はフォワード型スイッチング
レギュレータを構成している。第２のトランス８の１次
巻線９にはコンデンサ１２に基づく電流の他に、リアク
トル４の電流ＩL も流れる。リアクトル４の電流ＩL は
スイッチ１０のオン期間Ｔonに徐々に増大し、オフ期間
Ｔoff に徐々に減少する。なお、リアクトル４のインダ
クタンスは、オフ期間Ｔoff 中にこの蓄積エネルギのす
べてを放出できる大きさに設定することが望ましい。リ
アクトル４の電流ＩL の三角波のピークは第２の整流回
路２７の出力電圧の大きさに応じて変化する。従って、
交流電源端子１、２に高周波フィルタ（図示せず）を接
続すれば、この入力電流波形は正弦波に近似する。交流
電源端子１、２には図３（Ｃ）の第１の整流回路３の電
流Ｉ1 と図３（Ｄ）の第２の整流回路２７を通るリアク
トル電流ＩL との和の電流が流れるので、正弦波に対す
る近似性は図３（Ｄ）のリアクトル電流ＩLのみの場合
よりは悪化する。しかし、この和の電流は図３（Ｃ）の
第１の整流回路３の電流Ｉ1 のみの場合よりは正弦波に
対する近似性が良くなり、且つ力率も良くなる。なお、
図３（Ｅ）は交流電源端子１、２に接続された高周波フ
ィルタ（図示せず）の入力電流の波形を示す。

【００１５】スイッチ１０のオフ期間Ｔoff のリアクト
ル電流ＩL は、リアクトル４と第１のトランス６の１次
巻線７とコンデンサ１２とダイオードＤ2 、Ｄ4 、Ｄ5
、Ｄ6 とから成る閉回路で流れる。これにより、コン
デンサ１２がリアクトル４の蓄積エネルギの放出で充電
される。また、オフ期間Ｔ0ff に１次巻線７に流れるリ
アクトル電流ＩL は２次巻線１３に上向きの電圧を発生
させるので、出力平滑用コンデンサ１７の充電にも寄与
する。なお、オフ期間Ｔoff には、リアクトル４の出力
端に第２の整流回路２７の出力電圧とリアクトル４の電
圧との和から成る電源電圧の２倍以上の電圧が発生する
が、これは１次巻線７とコンデンサ１２とで分圧される
ので、コンデンサ１２にはほぼ電源電圧が印加される。
従って、図２の回路のコンデンサ１２の電圧はほぼ電源
電圧となり、図１の回路のコンデンサ１２の電圧のほぼ
半分となる。従って、コンデンサ１２の耐圧を低くして
小型化及び低コスト化を図ることができる。

【００１６】本実施例は次の利点を有する。 （１） リアクトル４には力率改善及び入力電流波形改
善のための電流が流れ、コンデンサ１２を充電するため
の電流はさほど流れない。従って、図１の回路に比べて
リアクトル４の電流が小さくなり、リアクトル４の抵抗
分に基づく電力損失が少なくなり、効率を高めることが
できる。 （２） リアクトル４を含むにも拘らず、コンデンサ１
２の電圧はほぼ電源電圧になるので、コンデンサ１２と
して低耐圧、小型のものを使用することができ、装置の
低コスト化、小型化が達成される。 （３） 第１及び第２のトランス６、８を互いに逆極性
としたので、一方をリバース型スイッチングレギュレー
タ、他方をフォワード型スイッチングレギュレータとし
て動作させ、スイッチ１０のオン期間とオフ期間との両
方で出力平滑用コンデンサ１７を充電できるので、リプ
ルの少ない出力を得ることができる。

【００１７】

【第２の実施例】次に、図４を参照して本発明の第２の
実施例の直流電源装置を説明する。但し、図４において
図１及び図２と実質的に同一の部分には同一の符号を付
してその説明を省略する。図４においては、リアクトル
４の出力端が第１のトランス６の１次巻線７の中間タッ
プに接続されている他は、図２と同一に構成されてい
る。

【００１８】図４に示すようにリアクトル４の接続点を
相互接続点２８から上方位置に移すと、リアクトル４と
スイッチ１０の間の１次巻線７、９の量が多くなるため
にスイッチ１０のオン期間Ｔonにリアクトル４に流れる
電流ＩL が小さくなり、ここの抵抗分による電力損失が
小さくなる。また、図３（Ｄ）に示したリアクトル４に
電流が流れない区間Ｔa 、Ｔb 、Ｔc 、Ｔd の時間幅が
図２の回路に比べて長くなり、スイッチング損失が少な
くなる。従って、図４の回路の効率は図２のそれよりも
高くなる。しかし、リアクトル４による入力電流の正弦
波近似性改善（波形改善）効果及び力率改善効果は低下
する。

【００１９】リアクトル４の出力端は図４で点線で示す
ように第２のトランス８の１次巻線９の中間タップ又は
任意位置に接続することができる。この場合にはリアク
トル４とスイッチ１０との間の１次巻線９の量が少なく
なるので、リアクトル４の電流ＩL が大きくなり、波形
改善及び力率改善効果が大きくなる。但し、効率は低下
する。従って、波形改善及び力率改善と効率改善との重
要性の大小に応じてリアクトル４の接続箇所を第１及び
第２のトランス６、８の１次巻線７、９の任意の位置に
設定できる。なお、図４の回路も基本的には図２の回路
と同一の作用効果を有する。

【００２０】

【第３の実施例】次に、図５を参照して第３の実施例の
直流電源装置を説明する。但し、図５において図１及び
図２と実質的に同一の部分には同一の符号を付してその
説明を省略する。図５の回路は、図２の回路に第１及び
第２の補助ダイオード３１、３２を付加し、その他は図
２と同一に構成したものである。第１の補助ダイオード
３１はリアクトル４の出力端と第１の位置としての相互
接続点２８との間に接続され、第２の補助ダイオード３
２はリアクトル４の出力端と第２のトランス８の１次巻
線９の第２の位置としての中間タップとの間に接続され
ている。

【００２１】図５の回路の基本的動作は図２の回路と同
一である。スイッチ１０のオン期間Ｔonには、インピー
ダンスの関係で第２の補助ダイオード３２がオンにな
り、第１の補助ダイオード３１はオフに保たれる。従っ
て、リアクトル４の電流ＩL は第２の補助ダイオード３
２と１次巻線９の一部とスイッチ１０を通って流れる。
このため、１次巻線９の有効に働く巻数が少なくなる。
この結果、第２のトランス８の２次巻線１４に図２と同
一の電圧を得る場合には２次巻線１４の巻数を図２より
も少なくすることができる。これにより、トランス８の
小型化及び低コスト化が達成される。

【００２２】図５の回路でスイッチ１０がオフしている
期間Ｔoff には、リアクトル４の蓄積エネルギの放出に
基づく電流が第１の補助ダイオード３１と第１のトラン
ス６の１次巻線７とコンデンサ１２の回路で流れ、エネ
ルギは２次巻線１３側に放出されると共にコンデンサ１
２の充電に使用される。なお、第１及び第２の補助ダイ
オード３１のカソードを第１及び第２のトランス６、８
の１次巻線７、９の中間タップ又は上端又は下端に接続
することができる。

【００２３】図５の回路は基本的には図２の回路と同一
であるので、図２の回路と同一の作用効果を有する。

【００２４】

【第４の実施例】次に、図６を参照して第４の実施例の
直流電源装置を説明する。但し、図６において図１及び
図２と実質的に同一の部分には同一の符号を付してその
説明を省略する。図６の回路は図２の回路に補助コンデ
ンサ４１と補助ダイオード４２とを付加した他は図２の
回路と同一に構成されている。補助コンデンサ４１はリ
アクトル４の出力端と２つの１次巻線７、９の第１の位
置としての相互接続点２８との間に接続され、補助ダイ
オード４２はリアクトル４の出力端と１次巻線９の第２
の位置としての中間タップとの間に接続されている。

【００２５】図６の回路の基本的な動作は図２、図５と
同一である。スイッチ１０のオン期間Ｔonには、コンデ
ンサ１２を電源としてトランス６、８の１次巻線７、９
とスイッチ１０とから成る回路に電流が流れると共に、
リアクトル４と補助ダイオード４２と１次巻線９の一部
とスイッチ１０とから成る回路にも電流が流れる。これ
により、電圧調整作用と波形改善及び力率改善作用とが
生じる。また、スイッチ１０のオン期間には１次巻線９
の上側一部の電圧が補助ダイオード４２で整流されて補
助コンデンサ４１に印加され、この補助コンデンサ４１
の右側が正になるように充電される。スイッチ１０のオ
フ期間Ｔoff には、整流出力にリアクトル４の蓄積エネ
ルギと補助コンデンサ４１の蓄積エネルギとが加算さ
れ、整流回路２７とリアクトル４と補助コンデンサ４１
と第１のトランス６の１次巻線７とコンデンサ１２とダ
イオードＤ2 又はＤ4 とから成る回路に電流が流れる。
トランス６、８の２次側への電力供給は図２の回路と同
様に行われる。従って、図６の回路は図２の回路と実質
的に同一の作用効果を有する。なお、図６において、補
助コンデンサ４１の右端の接続箇所を１次巻線７又は９
の任意の位置に接続すること、及び補助ダイオード４２
のカソードを１次巻線７又は９の任意の位置に接続する
ことができる。また、補助コンデンサ４１と補助ダイオ
ード４２の接続位置を入れ替えること即ち逆にすること
もできる。

【００２６】

【第５の実施例】次に、図７を参照して第５の実施例の
直流電源装置を説明する。但し、図７において図２と実
質的に同一の部分には同一の符号を付してその説明を省
略する。図７の直流電源装置は図２の直流電源装置から
第２のトランス８とダイオード１６を省いた他は、図２
と同様に構成されている。

【００２７】なお、図７ではリアクトル４の出力端が１
次巻線７とスイッチ１０の側の端子に接続されている
が、点線で示すように１次巻線７の任意箇所に接続する
こともできる。

【００２８】図７の回路の基本的構成は図２と同一であ
るので、第５の実施例によっても第１の実施例と同一の
作用効果を得ることができる。

【００２９】

【第６の実施例】次に、図８に示す第６の実施例の直流
電源装置を説明する。但し、図８において図２及び図５
と実質的に同一の部分には同一の符号を付してその説明
を省略する。図８の回路は図２の回路から第２のトラン
ス８及びダイオード１６を省き、図５と同様に第１及び
第２の補助ダイオード３１、３２を設けたものである。
補助ダイオード３１、３２はリアクトル４と１次巻線７
の第１及び第２の位置との間に接続されている。なお、
第１及び第２の位置は任意に変えることができる。

【００３０】図８の回路は図５の回路と同一であるの
で、図５の回路と同様な作用効果を得ることができる。

【００３１】

【第７の実施例】次に、図９を参照して第７の実施例の
直流電源装置を説明する。但し、図９において、図６と
実質的に同一の部分には同一の符号を付してその説明を
省略する。この実施例の回路は、図２の回路から第２の
トランス８とダイオード１６を省き、図６と同様に補助
コンデンサ４１と補助ダイオード４２設けたものであ
る。補助コンデンサ４１及び補助ダイオード４２はリア
クトル４の出力端と１次巻線７の任意の第１及び第２の
位置との間に接続されている。

【００３２】図９の回路は基本的に図６と同一であるの
で、図６と同一の作用効果を有する。

【００３３】

【第８の実施例】次に、図１０の第８の実施例の直流電
源装置を説明する。但し、図１０において図２と実質的
に同一の部分には同一の符号を付してその説明を省略す
る。図１０の回路は図２の第２の整流回路２７の代りに
第１及び第２の逆流阻止用ダイオードＤa 、Ｄb を設け
た他は、図２と同一に構成したものである。第１の逆流
阻止用ダイオードＤ1 はブリッジ整流回路３の出力端子
とリアクトル４との間に接続され、第２の逆流阻止用ダ
イオードＤb は整流回路３の出力端子とコンデンサ１２
との間に接続されている。これにより、第１及び第２の
逆流阻止用ダイオードＤa 、Ｄb のカソードが第１及び
第２の整流出力端子として機能する。

【００３４】図１０の回路は整流回路を除いて図２と同
一であるので、図２と同一の作用効果を有する。なお、
図４、図５、図６、図７、図８、図９及び図１１の回路
の整流回路も図１０と同様に構成することができる。

【００３５】

【第９の実施例】次に、図１１及び図１２を参照して第
９の実施例の直流電源装置を説明する。但し、図１１に
おいて図６と実質的に同一の部分には同一の符号を付し
てその説明を省略する。図１１の回路には図２の回路に
共振用コンデンサＣx と電界効果トランジスタから成る
共振用スイッチＱx とを付加し、その他は図２と同一に
構成したものである。共振用コンデンサＣx とスイッチ
Ｑx との直列回路は断続用スイッチ１０に並列に接続さ
れている。２つのスイッチ１０、Ｑはいずれもソースを
サブストレート（バルク）に接続した絶縁ゲート型電界
効果トランジスタであるので、図１３に示すように主ス
イッチＳ10、Ｓq に逆並列にダイオードＤ10、Ｄq を有
し、更に主スイッチＳ10、Ｓq に並列に浮遊容量Ｃ10、
Ｃq を有する。しかし、ダイオードＤ10、Ｄq 及びコン
デンサＣ10を個別部品として接続することもできる。

【００３６】共振用スイッチＱx を制御するための制御
回路２０ａは、断続用スイッチ１０の制御回路２０から
得られる図１２（Ｂ）に示す制御信号Ｖg1のオフ期間に
スイッチＱx をオンにするための制御信号Ｖg2を図１２
（Ｄ）に示すように発生するものである。なお、第１及
び第２の制御信号Ｖg1、Ｖg2のオン期間の相互間に共に
オフになる休止期間が設けられている。

【００３７】図１２は図１１の各部の状態を示すもので
あり、（Ａ）、（Ｃ）はスイッチ１０、Ｑx の端子間電
圧（ドレイン・ソース間電圧）Ｖ10、Ｖg を示し、
（Ｂ）、（Ｄ）はスイッチ１０、Ｑx のゲートに印加さ
れる制御信号Ｖg1、Ｖg2を示し、（Ｅ）、（Ｆ）はスイ
ッチ１０、Ｑx の図１３に示す主スイッチＳ10、Ｓq に
流れる電流Ｉ10、Ｉq を示し、（Ｇ）は共振用コンデン
サＣx の電圧Ｖcxを示す。

【００３８】図１１の回路は図２と同一の作用効果を有
する他に、部分共振動作によるスイッチング損失の低減
効果を有する。

【００３９】図１１の回路において、図１２のｔ1 〜ｔ
2 に示すスイッチ１０のオン期間には、コンデンサ１２
と１次巻線７、９とスイッチ１０の閉回路に電流が流れ
ると共に、整流回路とリアクトル４と１次巻線９とスイ
ッチ１０の閉回路に電流が流れる。ｔ2 時点で断続用ス
イッチ１０がオフに制御されると、図１３に示すスイッ
チ１０の浮遊容量Ｃ10を通って電流が流れ、これが徐々
に充電される。このため断続用スイッチ１０の電圧Ｖ10
は図１２（Ａ）に示すようにｔ2 〜ｔ3 期間で徐々に上
昇する。これにより、ターンオフ時のゼロボルトスイッ
チングが達成され、スイッチング損失が小さくなる。ｔ
3 時点で浮遊容量Ｃ10の充電が完了すると、コンデンサ
１２と１次巻線７、９とコンデンサＣx と共振用スイッ
チＱx の主スイッチＳq 又はダイオードＤq とから成る
閉回路に電流が流れると共に、整流回路とリアクトル４
と１次巻線９とコンデンサＣx と主スイッチＳq 又はダ
イオードＤq とから成る閉回路に電流が流れる。次に、
コンデンサＣx が放電モードとなり、コンデンサＣx と
１次巻線９、７とコンデンサ１２と主スイッチＳqとか
ら成る閉回路で今迄と逆向き（上向き）の電流が流れる
と共に、整流回路とリアクトル４と１次巻線７とコンデ
ンサ１２とから成る閉回路にも電流が流れる。なお、コ
ンデンサＣx は比較的大きな容量を有しているので、こ
の右側が正となるように初期充電された後にはこの電圧
Ｖcxは図１２（Ｇ）に示すようにほぼ一定の直流電圧に
保たれる。ｔ4 時点でスイッチＱx がオフ制御される
と、断続用スイッチ１０の浮遊容量Ｃ10が逆充電されて
この電圧即ち断続用スイッチ１０の電圧Ｖ10が図１２
（Ａ）に示すように低下する。容量Ｃ10の逆充電の電流
は、コンデンサ１２と容量Ｃ10と１次巻線９、７との閉
回路で流れる。これにより、容量Ｃ10のコンデンサ１２
又は２次側のコンデンサ１７に戻される。ｔ5 時点で断
続用スイッチ１０がオン制御され、ここを通って電流Ｉ
10が流れる時にはこのスイッチ１０の電圧はほぼゼロボ
ルトであり、スイッチング損失が小さくなる。

【００４０】なお、コンデンサＣx とスイッチＱx との
回路は、図４、図５、図６、図７、図８、図９、図１０
の回路にも付加することができる。これにより、図１１
と同様の作用効果が得られる。

【００４１】

【変形例】本発明は上述の実施例に限定されるものでな
く、例えば次の変形が可能なものである。 （１） スイッチ１０をバイポーラトランジスタ等の半
導体スイッチにすることができる。 （２） 第１及び第２の整流回路３、２７及びスイッチ
１０の極性を逆にすることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】従来の直流電源装置を示す回路図である。

【図２】第１の実施例の直流電源装置を示す回路図であ
る。

【図３】図２の各部の状態を示す波形図である。

【図４】第２の実施例の直流電源装置を示す回路図であ
る。

【図５】第３の実施例の直流電源装置を示す回路図であ
る。

【図６】第４の実施例の直流電源装置を示す回路図であ
る。

【図７】第５の実施例の直流電源装置を示す回路図であ
る。

【図８】第６の実施例の直流電源装置を示す回路図であ
る。

【図９】第７の実施例の直流電源装置を示す回路図であ
る。

【図１０】第８の実施例の直流電源装置を示す回路図で
ある。

【図１１】第９の実施例の直流電源装置を示す回路図で
ある。

【図１２】図１１の各部の波形図である。

【図１３】図１１の２つのスイッチの等価回路図であ
る。

【符号の説明】

４ リアクトル ６、８ 第１及び第２のトランス １０ スイッチ １２ コンデンサ

Claims (7)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流電源端子に接続され且つ第１及び第
   ２の整流出力端子と共通端子とを有している整流回路
   と、 前記第１の整流出力端子と前記共通端子との間に接続さ
   れたコンデンサと、 前記コンデンサに対して並列に接続された第１のトラン
   スの１次巻線と第２のトランスの１次巻線とスイッチと
   の直列回路と、 前記第２の整流回路の出力端子と前記第１及び第２のト
   ランスの１次巻線の相互間又は前記第１及び第２のトラ
   ンスの１次巻線の任意の位置との間に接続されたインダ
   クタンス回路要素と、 前記第１及び第２のトランスの２次巻線と、 前記第１のトランスの２次巻線と出力平滑用コンデンサ
   との間に接続された第１の出力整流ダイオードと、 前記第２のトランスの２次巻線と前記出力平滑用コンデ
   ンサとの間に接続され且つ前記第１の整流ダイオードが
   オフの時にオンになって前記出力平滑用コンデンサを充
   電する方向性を有している第２の出力整流ダイオード
   と、 前記交流電源端子に印加される交流電圧の周波数よりも
   高い繰返し周波数で前記スイッチをオン・オフ制御する
   制御回路とを備えた直流電源装置。
2. 【請求項２】 更に、前記インダクタンス回路要素の出
   力端と前記第１及び第２のトランスの１次巻線の相互接
   続点又は前記第１又は第２のトランスの１次巻線の第１
   の位置との間に接続された第１の補助ダイオードと、 前記インダクタンス回路要素の出力端と前記第１又は第
   ２のトランスの１次巻線の前記第１の位置とは異なる第
   ２の位置との間に接続された第２の補助ダイオードとを
   備えた請求項１記載の直流電源装置。
3. 【請求項３】 更に、前記インダクタンス回路要素の出
   力端と前記第１及び第２のトランスの１次巻線の相互接
   続点又は前記第１又は第２のトランスの前記１次巻線の
   第１の位置との間に接続された補助コンデンサと、 前記インダクタンス回路要素の出力端と前記第１又は第
   ２のトランスの１次巻線の第１の位置と異なる第２の位
   置又は前記第１及び第２のトランスの１次巻線の相互接
   続点との間に接続され且つ前記１次巻線の少なくとも一
   部を介して前記補助コンデンサに並列に接続されている
   補助ダイオードとを備えた請求項１記載の直流電源装
   置。
4. 【請求項４】 交流電源端子に接続され且つ第１及び第
   ２の整流出力端子と共通端子とを有している整流回路
   と、 前記第１の整流出力端子と前記共通端子との間に接続さ
   れたコンデンサと、 前記コンデンサに対して並列に接続されたトランスの１
   次巻線と断続用スイッチとの直列回路と、 前記第２の整流出力端子と前記１次巻線の前記スイッチ
   の側の端子又は前記１次巻線の任意の位置との間に接続
   されたインダクタンス回路要素と、 前記トランスの２次巻線と、 前記２次巻線接続された出力整流平滑回路と、 前記交流電源端子に印加される交流電圧の周波数よりも
   高い繰返し周波数で前記スイッチをオン・オフ制御する
   制御回路とを備えた直流電源装置。
5. 【請求項５】 更に、前記インダクタンス回路要素の出
   力端と前記１次巻線の前記スイッチの側の端子又は前記
   １次巻線の第１の位置との間に接続された第１の補助ダ
   イオードと、 前記インダクタンス回路要素の出力端と前記１次巻線の
   前記第１の位置とは異なる第２の位置との間に接続され
   た第２の補助ダイオードとを備えた請求項４記載の直流
   電源装置。
6. 【請求項６】 更に、前記インダクタンス回路要素の出
   力端と前記１次巻線の前記スイッチの側の端子又は前記
   １次巻線の第１の位置との間に接続された補助コンデン
   サと、 前記インダクタンス回路要素の出力端と前記１次巻線の
   第１の位置と異なる第２の位置又は前記１次巻線の前記
   スイッチの側の端子との間に接続され且つ前記１次巻線
   の少なくとも一部を介して前記補助コンデンサに並列に
   接続されている補助ダイオードとを備えた請求項４記載
   の直流電源装置。
7. 【請求項７】 更に、前記断続用スイッチに等価的に並
   列に接続された浮遊容量又は前記断続用スイッチに並列
   接続された個別コンデンサと、 前記断続用スイッチに逆並列接続された内蔵又は個別の
   第１の共振用ダイオ−ドと、 前記断続用スイッチに対して並列にコンデンサを介して
   接続された共振用スイッチと、 前記第１の共振用ダイオ−ドとは逆の方向性を有して前
   記共振用スイッチに並列に接続された内蔵又は個別の第
   ２の共振用ダイオ−ドと、 前記断続用スイッチのオフ期間の始まりから少し遅れた
   時点から前記断続用スイッチのオフ期間の終了よりも少
   し前の時点まで前記共振用スイッチをオン制御するため
   の制御回路とを有していることを特徴とする請求項１か
   ら６までのいずれか１つに従う直流電源装置。