JPH088513B2 - 自動周波数制御方式 - Google Patents
自動周波数制御方式Info
- Publication number
- JPH088513B2 JPH088513B2 JP2296632A JP29663290A JPH088513B2 JP H088513 B2 JPH088513 B2 JP H088513B2 JP 2296632 A JP2296632 A JP 2296632A JP 29663290 A JP29663290 A JP 29663290A JP H088513 B2 JPH088513 B2 JP H088513B2
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- outputs
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は自動周波数制御方式に関し、特にDS受信機
における自動周波数制御方式に関するものである。
における自動周波数制御方式に関するものである。
第２図は、アイ・イー・イー・イーCOM−34,3巻 303
頁 1986年３月『ノイズパフォーマンス オブ ア ク
ロスプロダクトAFCウィズ ディジション フィードバ
ック フォーDPSKシグナルズ』（IE3COM−34,No.3,MARC
H 1986 P.P.303,“Noise Performance of a Cross−Pro
duct AFC with Decision Feedback for DPSK Signal
s"）に示された従来の自動周波数制御方式を示す図であ
る。
頁 1986年３月『ノイズパフォーマンス オブ ア ク
ロスプロダクトAFCウィズ ディジション フィードバ
ック フォーDPSKシグナルズ』（IE3COM−34,No.3,MARC
H 1986 P.P.303,“Noise Performance of a Cross−Pro
duct AFC with Decision Feedback for DPSK Signal
s"）に示された従来の自動周波数制御方式を示す図であ
る。
図において、１は直接拡散された受信信号、２は低域
ろ波器、３はA/Dコンバータ、４は相関器、５は位相検
出器、６はVCXO（Voltage−Controlled Crystal Oscill
ator:電圧制御水晶発振器）、７は乗算器、８はπ/2移
相器である。
ろ波器、３はA/Dコンバータ、４は相関器、５は位相検
出器、６はVCXO（Voltage−Controlled Crystal Oscill
ator:電圧制御水晶発振器）、７は乗算器、８はπ/2移
相器である。
次に動作について説明する。
まず第２図において直接拡散された受信信号１は、乗
算器７及びπ/2移相器８によって、受信側のもつ直交す
る二つのローカル信号を掛け合わされてベースバンド信
号に変換された後、低域ろ波器２を通過し、A/Dコンバ
ータ３によりデジタル信号に変換される。相関器４では
希望信号に対するPN（Pseude−Noise）符号が用意され
ており、デジタル化された信号はこの相関器４を通り逆
拡散された後、位相検出器５に入力される。
算器７及びπ/2移相器８によって、受信側のもつ直交す
る二つのローカル信号を掛け合わされてベースバンド信
号に変換された後、低域ろ波器２を通過し、A/Dコンバ
ータ３によりデジタル信号に変換される。相関器４では
希望信号に対するPN（Pseude−Noise）符号が用意され
ており、デジタル化された信号はこの相関器４を通り逆
拡散された後、位相検出器５に入力される。
この相関器４の出力は、位相偏差が±90゜を越えると
その極性が変わる。従って、１データ間に一回その成分
を検出し、VCXO6に負帰還することにより、送受信側の
周波数偏差が±（90゜/360゜）×伝送速度、即ち伝送速
度の1/2の周波数範囲内にあれば、１データ間の位相偏
差が±90゜より小さくなるので捕捉が可能となる。
その極性が変わる。従って、１データ間に一回その成分
を検出し、VCXO6に負帰還することにより、送受信側の
周波数偏差が±（90゜/360゜）×伝送速度、即ち伝送速
度の1/2の周波数範囲内にあれば、１データ間の位相偏
差が±90゜より小さくなるので捕捉が可能となる。
従来の自動周波数制御方式は以上のように構成されて
いるので、送受信側の周波数偏差が±（90゜/360゜）×
伝送速度、即ち伝送速度の1/2の周波数範囲を越える
と、１データ間の位相偏差が±90゜を越えるため、捕捉
不可能になってしまうという問題があった。
いるので、送受信側の周波数偏差が±（90゜/360゜）×
伝送速度、即ち伝送速度の1/2の周波数範囲を越える
と、１データ間の位相偏差が±90゜を越えるため、捕捉
不可能になってしまうという問題があった。
この発明は上記のような問題を解決するためになされ
たもので、送受信側の周波数偏差が、伝送周波数の1/2
より大きくなっても、捕捉が可能な自動周波数制御方式
を得ることを目的とする。
たもので、送受信側の周波数偏差が、伝送周波数の1/2
より大きくなっても、捕捉が可能な自動周波数制御方式
を得ることを目的とする。
この発明に係る自動周波数制御方式は、直接拡散受信
機の自動周波数制御方式において、ローカル信号を発生
する局部発振器と、直接拡散された受信信号を上記局部
発振器の出力に基づきそれぞれ検波する第１および第２
の乗算器と、上記第１および第２の乗算器からのアナロ
グ出力信号を、１つのデータにつき２回以上サンプリン
グしてディジタル信号に変換する第１および第２のA/D
変換器と、上記第１および第２のA/D変換器の出力をそ
れぞれ逆拡散する第１および第２の相関器と、上記第１
および第２の相関器の出力に基づき位相検波を行い、上
記局部発振器を制御する位相検波器と、上記第１および
第２の乗算器の出力をそれぞれ逆拡散する第３および第
４の相関器と、上記第１の相関器の出力と上記第４の相
関器の出力とを加算して上記位相検波器に対して出力す
る第１の加算器と、上記第２の相関器の出力と上記第３
の相関器の出力とを加算して上記位相検波器に対して出
力する第２の加算器とを備え、本自動周波数制御方式が
捕捉可能な送受信間の周波数偏差の範囲を、少なくとも
伝送速度の周波数範囲にまで拡げるようにしたものであ
る。
機の自動周波数制御方式において、ローカル信号を発生
する局部発振器と、直接拡散された受信信号を上記局部
発振器の出力に基づきそれぞれ検波する第１および第２
の乗算器と、上記第１および第２の乗算器からのアナロ
グ出力信号を、１つのデータにつき２回以上サンプリン
グしてディジタル信号に変換する第１および第２のA/D
変換器と、上記第１および第２のA/D変換器の出力をそ
れぞれ逆拡散する第１および第２の相関器と、上記第１
および第２の相関器の出力に基づき位相検波を行い、上
記局部発振器を制御する位相検波器と、上記第１および
第２の乗算器の出力をそれぞれ逆拡散する第３および第
４の相関器と、上記第１の相関器の出力と上記第４の相
関器の出力とを加算して上記位相検波器に対して出力す
る第１の加算器と、上記第２の相関器の出力と上記第３
の相関器の出力とを加算して上記位相検波器に対して出
力する第２の加算器とを備え、本自動周波数制御方式が
捕捉可能な送受信間の周波数偏差の範囲を、少なくとも
伝送速度の周波数範囲にまで拡げるようにしたものであ
る。
この発明における自動周波数制御方式は、１データ間
に少なくとも２回位相を検出することにより、捕捉可能
な送受信間の周波数偏差の範囲を少なくとも伝送速度の
周波数範囲にまで拡げたので、送受信間の周波数偏差が
少なくとも伝送速度の周波数範囲内にあれば、１データ
間の位相偏差は±90゜より小さくなり、捕捉可能とな
る。
に少なくとも２回位相を検出することにより、捕捉可能
な送受信間の周波数偏差の範囲を少なくとも伝送速度の
周波数範囲にまで拡げたので、送受信間の周波数偏差が
少なくとも伝送速度の周波数範囲内にあれば、１データ
間の位相偏差は±90゜より小さくなり、捕捉可能とな
る。
以下、この発明の一実施例を図について説明する。
第１図はこの発明の一実施例による自動周波数制御方
式の構成図である。図において、１は直接拡散された受
信信号、２は低域ろ波器、３はA/Dコンバータ、４は相
関器、５は位相検出器、６はVCXO、７は乗算器、８はπ
/2移相器、９は加算器である。
式の構成図である。図において、１は直接拡散された受
信信号、２は低域ろ波器、３はA/Dコンバータ、４は相
関器、５は位相検出器、６はVCXO、７は乗算器、８はπ
/2移相器、９は加算器である。
次に動作について説明する。
第１図において直接拡散された受信信号１は、７の乗
算器及び８のπ/2移相器によって、受信側の持つ直交す
る二つのローカル信号を掛け合わされてベースバンド信
号に変換された後、低域ろ波器２を通過しA/Dコンバー
タ３によりデジタル信号に変換される。相関器４では希
望信号に対するPN符号が用意されており、デジタル化さ
れた信号はこの相関器４を通って二つの加算器９を経た
後、逆拡散され、位相検出器５に入力される。この二つ
の加算器出力は、位相偏差が±90゜を越えるとその極性
が変わる。従って、１データ間に二回その成分を検出し
VCXO6に負帰還することにより、送受信側の周波数偏差
が±２×（90゜/360゜）×伝送速度、即ち伝送速度の周
波数範囲内にあれば、１データ間の位相偏差が±90゜よ
り小さくなるので、捕捉が可能となる。
算器及び８のπ/2移相器によって、受信側の持つ直交す
る二つのローカル信号を掛け合わされてベースバンド信
号に変換された後、低域ろ波器２を通過しA/Dコンバー
タ３によりデジタル信号に変換される。相関器４では希
望信号に対するPN符号が用意されており、デジタル化さ
れた信号はこの相関器４を通って二つの加算器９を経た
後、逆拡散され、位相検出器５に入力される。この二つ
の加算器出力は、位相偏差が±90゜を越えるとその極性
が変わる。従って、１データ間に二回その成分を検出し
VCXO6に負帰還することにより、送受信側の周波数偏差
が±２×（90゜/360゜）×伝送速度、即ち伝送速度の周
波数範囲内にあれば、１データ間の位相偏差が±90゜よ
り小さくなるので、捕捉が可能となる。
また、本実施例によれば、相関器４をさらに２個設
け、サンプリング回数を増加するだけで本装置を実現す
ることができるので、従来に比して送受信間の周波数偏
差の捕捉許容範囲が大きく高精度のものが、従来とほと
んど変わらないサイズで安価に得ることができる。
け、サンプリング回数を増加するだけで本装置を実現す
ることができるので、従来に比して送受信間の周波数偏
差の捕捉許容範囲が大きく高精度のものが、従来とほと
んど変わらないサイズで安価に得ることができる。
なお、上記実施例では１データ間の位相検出が２回の
場合を示したが、この１データ間の位相検出は４回であ
ってもよい。
場合を示したが、この１データ間の位相検出は４回であ
ってもよい。
以下、本発明の他の実施例として、１データ間の位相
検出を４回とした場合の自動周波数制御方式を示す。
検出を４回とした場合の自動周波数制御方式を示す。
まず、直接拡散された受信信号１は、７の乗算器及び
８のπ/2移相器によって、受信側の持つ直交する二つの
ローカル信号を掛け合わされて、ベースバンド信号に変
換された後、低域ろ波器２を通過した後A/Dコンバータ
３によりデジタル信号に変換される。相関器４では、希
望信号に対するPN符号が用意されており、デジタル化さ
れた信号はこの相関器４を通り、二つの加算器９を経つ
後、逆拡散され、位相検出器５に入力される。この二つ
の加算器出力は、位相偏差が±90゜を越えるとその極性
が変わる。従って、１データ間に上記実施例とサンプリ
ングのためのクロック信号を変え、４回その成分を検出
しVCXO6に負帰還することにより、送受信側の周波数偏
差が±４×（90゜/360゜）×伝送速度、即ち伝送速度の
２倍の周波数範囲内にあれば、１データ間の位相偏差が
±90゜より小さくなるので捕捉が可能となる。
８のπ/2移相器によって、受信側の持つ直交する二つの
ローカル信号を掛け合わされて、ベースバンド信号に変
換された後、低域ろ波器２を通過した後A/Dコンバータ
３によりデジタル信号に変換される。相関器４では、希
望信号に対するPN符号が用意されており、デジタル化さ
れた信号はこの相関器４を通り、二つの加算器９を経つ
後、逆拡散され、位相検出器５に入力される。この二つ
の加算器出力は、位相偏差が±90゜を越えるとその極性
が変わる。従って、１データ間に上記実施例とサンプリ
ングのためのクロック信号を変え、４回その成分を検出
しVCXO6に負帰還することにより、送受信側の周波数偏
差が±４×（90゜/360゜）×伝送速度、即ち伝送速度の
２倍の周波数範囲内にあれば、１データ間の位相偏差が
±90゜より小さくなるので捕捉が可能となる。
また、本実施例では上記実施例と同様のサイズで、上
記実施例よりもさらに捕捉可能な送受信間周波数偏差の
大きな装置が容易に得られる。
記実施例よりもさらに捕捉可能な送受信間周波数偏差の
大きな装置が容易に得られる。
なお、以上の実施例では１データ間の位相検出回数を
２回あるいは４回行ったものについて示したが、この位
相検出回数は２回,4回に限るものではなく、２回以上で
あればよいものである。
２回あるいは４回行ったものについて示したが、この位
相検出回数は２回,4回に限るものではなく、２回以上で
あればよいものである。
以上のように、この発明に係る自動周波数制御方式に
よれば、直接拡散受信機の自動周波数制御方式におい
て、ローカル信号を発生する局部発振器と、直接拡散さ
れた受信信号を上記局部発振器の出力に基づきそれぞれ
検波する第１および第２の乗算器と、上記第１および第
２の乗算器からのアナログ出力信号を、１つのデータに
つき２回以上サンプリングしてディジタル信号に変換す
る第１および第２のA/D変換器と、上記第１および第２
のA/D変換器の出力をそれぞれ逆拡散する第１および第
２の相関器と、上記第１および第２の相関器の出力に基
づき位相検波を行い、上記局部発振器を制御する位相検
波器と、上記第１および第２の乗算器の出力をそれぞれ
逆拡散する第３および第４の相関器と、上記第１の相関
器の出力と上記第４の相関器の出力とを加算して上記位
相検波器に対して出力する第１の加算器と、上記第２の
相関器の出力と上記第３の相関器の出力とを加算して上
記位相検波器に対して出力する第２の加算器とを備え、
本自動周波数制御方式が捕捉可能な送受信間の周波数偏
差の範囲を、少なくとも伝送速度の周波数範囲にまで拡
げるようにしたので、送受信間の周波数偏差が伝送速度
の周波数範囲内にあれば常に捕捉可能となる効果があ
る。
よれば、直接拡散受信機の自動周波数制御方式におい
て、ローカル信号を発生する局部発振器と、直接拡散さ
れた受信信号を上記局部発振器の出力に基づきそれぞれ
検波する第１および第２の乗算器と、上記第１および第
２の乗算器からのアナログ出力信号を、１つのデータに
つき２回以上サンプリングしてディジタル信号に変換す
る第１および第２のA/D変換器と、上記第１および第２
のA/D変換器の出力をそれぞれ逆拡散する第１および第
２の相関器と、上記第１および第２の相関器の出力に基
づき位相検波を行い、上記局部発振器を制御する位相検
波器と、上記第１および第２の乗算器の出力をそれぞれ
逆拡散する第３および第４の相関器と、上記第１の相関
器の出力と上記第４の相関器の出力とを加算して上記位
相検波器に対して出力する第１の加算器と、上記第２の
相関器の出力と上記第３の相関器の出力とを加算して上
記位相検波器に対して出力する第２の加算器とを備え、
本自動周波数制御方式が捕捉可能な送受信間の周波数偏
差の範囲を、少なくとも伝送速度の周波数範囲にまで拡
げるようにしたので、送受信間の周波数偏差が伝送速度
の周波数範囲内にあれば常に捕捉可能となる効果があ
る。
また、本発明によれば、このような広い捕捉周波数範
囲を有する高精度のものが、安価にしかも小型で得るこ
とができるという効果がある。
囲を有する高精度のものが、安価にしかも小型で得るこ
とができるという効果がある。
第１図はこの発明の一実施例による自動周波数制御方式
の構成図、第２図は従来の自動周波数制御方式の構成
図、第３図はこの発明の他の実施例による、１データ間
の位相検出が４回の場合の自動周波数制御方式の構成図
である。 図において、１は受信信号、２は低域ろ波器、３はA/D
コンバータ、４は相関器、５は位相検出器、６はVCXO、
７は乗算器、８はπ/2移相器、９は加算器である。 なお図中、同一符号は同一又は相当部分を示す。
の構成図、第２図は従来の自動周波数制御方式の構成
図、第３図はこの発明の他の実施例による、１データ間
の位相検出が４回の場合の自動周波数制御方式の構成図
である。 図において、１は受信信号、２は低域ろ波器、３はA/D
コンバータ、４は相関器、５は位相検出器、６はVCXO、
７は乗算器、８はπ/2移相器、９は加算器である。 なお図中、同一符号は同一又は相当部分を示す。
Claims (1)
- 【請求項１】DS（Direct Sequence:直接拡散）受信機の
自動周波数制御方式において、 ローカル信号を発生する局部発振器と、 直接拡散された受信信号を上記局部発振器の出力に基づ
きそれぞれ検波する第１および第２の乗算器と、 上記第１および第２の乗算器からのアナログ出力信号
を、１つのデータにつき２回以上サンプリングしてディ
ジタル信号に変換する第１および第２のA/D変換器と、 上記第１および第２のA/D変換器の出力をそれぞれ逆拡
散する第１および第２の相関器と、 上記第１および第２の相関器の出力に基づき位相検波を
行い、上記局部発振器を制御する位相検波器と、 上記第１および第２の乗算器の出力をそれぞれ逆拡散す
る第３および第４の相関器と、 上記第１の相関器の出力と上記第４の相関器の出力とを
加算して上記位相検波器に対して出力する第１の加算器
と、 上記第２の相関器の出力と上記第３の相関器の出力とを
加算して上記位相検波器に対して出力する第２の加算器
とを備え、 本自動周波数制御方式が捕捉可能な送受信間の周波数偏
差の範囲を、少なくとも伝送速度の周波数範囲にまで拡
げたことを特徴とする自動周波数制御方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2296632A JPH088513B2 (ja) | 1990-10-30 | 1990-10-30 | 自動周波数制御方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2296632A JPH088513B2 (ja) | 1990-10-30 | 1990-10-30 | 自動周波数制御方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04167723A JPH04167723A (ja) | 1992-06-15 |
| JPH088513B2 true JPH088513B2 (ja) | 1996-01-29 |
Family
ID=17836061
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2296632A Expired - Fee Related JPH088513B2 (ja) | 1990-10-30 | 1990-10-30 | 自動周波数制御方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH088513B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5579338A (en) * | 1992-06-29 | 1996-11-26 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Spread spectrum receiver using partial correlations |
| CN110716182A (zh) * | 2018-07-11 | 2020-01-21 | 同方威视技术股份有限公司 | 基于数字控制的智能自动频率控制设备 |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62226735A (ja) * | 1986-03-27 | 1987-10-05 | Anritsu Corp | 直接拡散信号捕捉追跡器 |
| JPH0270137A (ja) * | 1988-09-06 | 1990-03-09 | Mitsubishi Electric Corp | 直接拡散復調器 |
| JP2627320B2 (ja) * | 1988-10-18 | 1997-07-02 | 三洋電機株式会社 | スペクトラム拡散信号復調回路 |
| JPH0748709B2 (ja) * | 1988-12-20 | 1995-05-24 | 三菱電機株式会社 | ダイレクトシーケンス復調装置 |
-
1990
- 1990-10-30 JP JP2296632A patent/JPH088513B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04167723A (ja) | 1992-06-15 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |