JPH088644A - 電圧制御発振回路およびテレビ用自動周波数調整回路 - Google Patents
電圧制御発振回路およびテレビ用自動周波数調整回路Info
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- JPH088644A JPH088644A JP6166083A JP16608394A JPH088644A JP H088644 A JPH088644 A JP H088644A JP 6166083 A JP6166083 A JP 6166083A JP 16608394 A JP16608394 A JP 16608394A JP H088644 A JPH088644 A JP H088644A
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- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
- H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/16—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/18—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop using a frequency divider or counter in the loop
- H03L7/197—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop using a frequency divider or counter in the loop a time difference being used for locking the loop, the counter counting between numbers which are variable in time or the frequency divider dividing by a factor variable in time, e.g. for obtaining fractional frequency division
- H03L7/1974—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop using a frequency divider or counter in the loop a time difference being used for locking the loop, the counter counting between numbers which are variable in time or the frequency divider dividing by a factor variable in time, e.g. for obtaining fractional frequency division for fractional frequency division
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/20—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising resistance and either capacitance or inductance, e.g. phase-shift oscillator
- H03B5/24—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising resistance and either capacitance or inductance, e.g. phase-shift oscillator active element in amplifier being semiconductor device
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
- H03J7/00—Automatic frequency control; Automatic scanning over a band of frequencies
- H03J7/02—Automatic frequency control
- H03J7/04—Automatic frequency control where the frequency control is accomplished by varying the electrical characteristics of a non-mechanically adjustable element or where the nature of the frequency controlling element is not significant
- H03J7/06—Automatic frequency control where the frequency control is accomplished by varying the electrical characteristics of a non-mechanically adjustable element or where the nature of the frequency controlling element is not significant using counters or frequency dividers
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K23/00—Pulse counters comprising counting chains; Frequency dividers comprising counting chains
- H03K23/64—Pulse counters comprising counting chains; Frequency dividers comprising counting chains with a base or radix other than a power of two
- H03K23/66—Pulse counters comprising counting chains; Frequency dividers comprising counting chains with a base or radix other than a power of two with a variable counting base, e.g. by presetting or by adding or suppressing pulses
- H03K23/667—Pulse counters comprising counting chains; Frequency dividers comprising counting chains with a base or radix other than a power of two with a variable counting base, e.g. by presetting or by adding or suppressing pulses by switching the base during a counting cycle
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N5/00—Details of television systems
- H04N5/44—Receiver circuitry for the reception of television signals according to analogue transmission standards
- H04N5/50—Tuning indicators; Automatic tuning control
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
- Synchronizing For Television (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 外付けのコイルおよびコンデンサを完全に不
要とした電圧制御発振回路と安価で精度の高いテレビ用
自動周波数調整回路を提供すること。 【構成】 増幅器の出力信号をバンドパスフィルターに
より帯域制限をかけることによりバンドパスフィルター
の共振点での周波数で発振させる第１のループと、発振
振幅を制御する第２のループとを備え、第１のループか
ら位相が９０°のローパスフィルター出力を取り出し、
第２のループから位相が０°のバンドパスフィルター出
力を取り出す。テレビ中間周波数と基準周波数の周波数
比に応じて選定される１／Ｎ分周と１／（Ｎ＋１）分周
とをそれぞれ複数回行って基準周波数に近くなるように
した両分周の平均値を分周周波数として出力し、これと
基準周波数との位相周波数差に応じたエラー信号を出力
し、テレビチューナーの発振回路の発振周波数を一定に
制御する。
要とした電圧制御発振回路と安価で精度の高いテレビ用
自動周波数調整回路を提供すること。 【構成】 増幅器の出力信号をバンドパスフィルターに
より帯域制限をかけることによりバンドパスフィルター
の共振点での周波数で発振させる第１のループと、発振
振幅を制御する第２のループとを備え、第１のループか
ら位相が９０°のローパスフィルター出力を取り出し、
第２のループから位相が０°のバンドパスフィルター出
力を取り出す。テレビ中間周波数と基準周波数の周波数
比に応じて選定される１／Ｎ分周と１／（Ｎ＋１）分周
とをそれぞれ複数回行って基準周波数に近くなるように
した両分周の平均値を分周周波数として出力し、これと
基準周波数との位相周波数差に応じたエラー信号を出力
し、テレビチューナーの発振回路の発振周波数を一定に
制御する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、例えばテレビやラジオ
等の通信機器に使用される電圧制御発振回路およびテレ
ビ用自動周波数調整回路に関するものである。
等の通信機器に使用される電圧制御発振回路およびテレ
ビ用自動周波数調整回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来の例えばテレビ用の電圧制御発振回
路は、図８に示すように、コイルＬとコンデンサＣとを
用いて構成されており、発振周波数はコイルＬとコンデ
ンサＣの定数によって定められている。そして、回路を
構成するトランジスタ、抵抗等の素子は通常はＰＣ板上
に一体的に製造されるが、発振周波数を定めるコイルＬ
とコンデンサＣはＰＣ板に対して外付けされている。
路は、図８に示すように、コイルＬとコンデンサＣとを
用いて構成されており、発振周波数はコイルＬとコンデ
ンサＣの定数によって定められている。そして、回路を
構成するトランジスタ、抵抗等の素子は通常はＰＣ板上
に一体的に製造されるが、発振周波数を定めるコイルＬ
とコンデンサＣはＰＣ板に対して外付けされている。
【０００３】一方、従来のテレビ用自動周波数調整回路
は、図９に示すように、テレビ中間周波数の信号を増幅
する増幅器４１と、この増幅器４１よりのテレビ中間周
波数と基準周波数との位相周波数差に応じたエラー信号
を出力する位相周波数比較器４２と、基準周波数を発生
する電圧制御発振回路４３と、エラー信号を増幅する増
幅器４４とを備え、増幅器４４によって増幅されたエラ
ー信号により発振周波数が一定となるようにテレビチュ
ーナーの発振回路４５を自動的に制御するようにしてい
る。
は、図９に示すように、テレビ中間周波数の信号を増幅
する増幅器４１と、この増幅器４１よりのテレビ中間周
波数と基準周波数との位相周波数差に応じたエラー信号
を出力する位相周波数比較器４２と、基準周波数を発生
する電圧制御発振回路４３と、エラー信号を増幅する増
幅器４４とを備え、増幅器４４によって増幅されたエラ
ー信号により発振周波数が一定となるようにテレビチュ
ーナーの発振回路４５を自動的に制御するようにしてい
る。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかし、図８の従来の
電圧制御発振回路では、発振周波数を定めるコイルＬと
コンデンサＣをＰＣ板上に外付けすることが必要とされ
るため、回路をＩＣ化する場合に接続用ピンが２本も余
計に必要となり、ＰＣ板の小型化の障害となっていた。
また、ＩＣの接続用ピンおよびコイルＬからの不要放射
等により音声信号のチューナー等へ悪影響を与えるた
め、これを防止するためのシールドおよびパターン設計
が相当に複雑であった。
電圧制御発振回路では、発振周波数を定めるコイルＬと
コンデンサＣをＰＣ板上に外付けすることが必要とされ
るため、回路をＩＣ化する場合に接続用ピンが２本も余
計に必要となり、ＰＣ板の小型化の障害となっていた。
また、ＩＣの接続用ピンおよびコイルＬからの不要放射
等により音声信号のチューナー等へ悪影響を与えるた
め、これを防止するためのシールドおよびパターン設計
が相当に複雑であった。
【０００５】また、図９の従来のテレビ用自動周波数調
整回路では、基準周波数を発生する電圧制御発振回路４
３において図８の場合と同様にコイルＬとコンデンサＣ
を外付けすることが必要とされるため、ＡＦＴ（自動周
波数調整）の精度を最悪でも０．２％以下とするために
はコイルの厳密な調整が必要となり、煩雑な作業を強い
られることになる。また、コイルＬが外付けであるた
め、コイルＬおよびＩＣの接続用ピンからの不要放射等
により音声信号のチューナー等へ悪影響を与え、特定チ
ャンネルでのビートの問題が発生する。また、かかる悪
影響を防止するためのチューナーのシールドおよびＰＣ
板のパターン設計が相当に難しくなる。
整回路では、基準周波数を発生する電圧制御発振回路４
３において図８の場合と同様にコイルＬとコンデンサＣ
を外付けすることが必要とされるため、ＡＦＴ（自動周
波数調整）の精度を最悪でも０．２％以下とするために
はコイルの厳密な調整が必要となり、煩雑な作業を強い
られることになる。また、コイルＬが外付けであるた
め、コイルＬおよびＩＣの接続用ピンからの不要放射等
により音声信号のチューナー等へ悪影響を与え、特定チ
ャンネルでのビートの問題が発生する。また、かかる悪
影響を防止するためのチューナーのシールドおよびＰＣ
板のパターン設計が相当に難しくなる。
【０００６】そこで、本発明者は、テレビ中間周波数の
増幅器４１の信号を分周器により直接基準周波数ｆref
に分周してから位相周波数比較器４２に入力し、この位
相周波数比較器４２よりのエラー信号によりテレビチュ
ーナーの発振回路４５の発振周波数を一定となるように
自動的に制御する手段について検討を試みた。しかし、
この場合は、基準周波数ｆref を発生させる手段として
水晶発振回路を用いると、分周器を簡単にする場合には
水晶の値が特殊となり、高価なものとなる。逆に、水晶
を３．５７９４５４ＭＨｚ（色信号の基準）等の標準品
にした場合には、分周比が大きくなり回路規模が増大す
る。特に、中間周波数が５８．７５ＭＨｚ（ＮＴＳＣ
日本）の場合には、高速ロジック（ＥＣＬ等）を使用す
る必要があり、回路電流も増大する問題のあることが判
明した。
増幅器４１の信号を分周器により直接基準周波数ｆref
に分周してから位相周波数比較器４２に入力し、この位
相周波数比較器４２よりのエラー信号によりテレビチュ
ーナーの発振回路４５の発振周波数を一定となるように
自動的に制御する手段について検討を試みた。しかし、
この場合は、基準周波数ｆref を発生させる手段として
水晶発振回路を用いると、分周器を簡単にする場合には
水晶の値が特殊となり、高価なものとなる。逆に、水晶
を３．５７９４５４ＭＨｚ（色信号の基準）等の標準品
にした場合には、分周比が大きくなり回路規模が増大す
る。特に、中間周波数が５８．７５ＭＨｚ（ＮＴＳＣ
日本）の場合には、高速ロジック（ＥＣＬ等）を使用す
る必要があり、回路電流も増大する問題のあることが判
明した。
【０００７】本発明の第１の目的は、外付けのコイルお
よびコンデンサを完全に不要とした電圧制御発振回路を
提供することにある。また、本発明の第２の目的は、外
付けのコイルおよびコンデンサを完全に不要とした電圧
制御発振回路を用いて、安価で精度の高いテレビ用自動
周波数調整回路を提供することにある。
よびコンデンサを完全に不要とした電圧制御発振回路を
提供することにある。また、本発明の第２の目的は、外
付けのコイルおよびコンデンサを完全に不要とした電圧
制御発振回路を用いて、安価で精度の高いテレビ用自動
周波数調整回路を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】請求項１の電圧制御発振
回路は、増幅器の出力信号をバンドパスフィルターによ
り帯域制限をかけることによりバンドパスフィルターの
共振点での周波数で発振させる第１のループと、発振振
幅を制御する第２のループとを備え、第１のループから
位相が９０°のローパスフィルター出力を取り出し、第
２のループから位相が０°のバンドパスフィルター出力
を取り出すことを特徴とする。請求項２の電圧制御発振
回路は、請求項１の第１のループが、第１の増幅器と、
この第１の増幅器に接続された第１のフィルターと、こ
の第１のフィルターに接続された第２のフィルターと、
この第２のフィルターの出力を第１の増幅器の入力に帰
還させる第１の帰還回路とを備え、請求項１の第２のル
ープが、第２のフィルターの出力を増幅する第２の増幅
器と、この第２の増幅器の出力を第２のフィルターを介
して第２の増幅器の入力に帰還させる第２の帰還回路と
を備えてなることを特徴とする。
回路は、増幅器の出力信号をバンドパスフィルターによ
り帯域制限をかけることによりバンドパスフィルターの
共振点での周波数で発振させる第１のループと、発振振
幅を制御する第２のループとを備え、第１のループから
位相が９０°のローパスフィルター出力を取り出し、第
２のループから位相が０°のバンドパスフィルター出力
を取り出すことを特徴とする。請求項２の電圧制御発振
回路は、請求項１の第１のループが、第１の増幅器と、
この第１の増幅器に接続された第１のフィルターと、こ
の第１のフィルターに接続された第２のフィルターと、
この第２のフィルターの出力を第１の増幅器の入力に帰
還させる第１の帰還回路とを備え、請求項１の第２のル
ープが、第２のフィルターの出力を増幅する第２の増幅
器と、この第２の増幅器の出力を第２のフィルターを介
して第２の増幅器の入力に帰還させる第２の帰還回路と
を備えてなることを特徴とする。
【０００９】請求項３のテレビ用自動周波数調整回路
は、テレビ中間周波数の分周器と、この分周器よりの分
周周波数と基準周波数との位相周波数差に応じたエラー
信号を出力する位相周波数比較器と、基準周波数を発生
する電圧制御発振回路とを備え、前記分周器は、テレビ
中間周波数と基準周波数の周波数比に応じて選定される
１／Ｎ分周と１／（Ｎ＋１）分周とをそれぞれ複数回行
って基準周波数に近くなるようにした両分周の平均値を
分周周波数として出力するものであり、前記位相周波数
比較器よりのエラー信号により発振周波数が一定となる
ようにテレビチューナーの発振回路を自動的に制御する
ことを特徴とする。
は、テレビ中間周波数の分周器と、この分周器よりの分
周周波数と基準周波数との位相周波数差に応じたエラー
信号を出力する位相周波数比較器と、基準周波数を発生
する電圧制御発振回路とを備え、前記分周器は、テレビ
中間周波数と基準周波数の周波数比に応じて選定される
１／Ｎ分周と１／（Ｎ＋１）分周とをそれぞれ複数回行
って基準周波数に近くなるようにした両分周の平均値を
分周周波数として出力するものであり、前記位相周波数
比較器よりのエラー信号により発振周波数が一定となる
ようにテレビチューナーの発振回路を自動的に制御する
ことを特徴とする。
【００１０】
【作用】電圧制御発振回路においては、第１のループで
は、増幅器の出力信号をバンドパスフィルターにより帯
域制限をかけることによりバンドパスフィルターの共振
点での周波数で発振させる。第２のループでは、発振振
幅を一定値に制御する。第１のループから位相が９０°
のローパスフィルター出力を取り出し、第２のループか
ら位相が０°のバンドパスフィルター出力を取り出す。
従って、一定の発振周波数および発振振幅で安定に発振
させながら、位相が９０°異なる２つの出力が得られ
る。テレビ用自動周波数調整回路においては、分周器
は、テレビ中間周波数と基準周波数の周波数比に応じて
選定される１／Ｎ分周と１／（Ｎ＋１）分周とをそれぞ
れ複数回行って両分周の平均値を基準周波数に近くなる
ようにしてその平均値を分周周波数として出力する。従
って、分周比を大きくすることなく、高い精度でテレビ
チューナーの発振回路の発振周波数を一定に制御するこ
とができる。
は、増幅器の出力信号をバンドパスフィルターにより帯
域制限をかけることによりバンドパスフィルターの共振
点での周波数で発振させる。第２のループでは、発振振
幅を一定値に制御する。第１のループから位相が９０°
のローパスフィルター出力を取り出し、第２のループか
ら位相が０°のバンドパスフィルター出力を取り出す。
従って、一定の発振周波数および発振振幅で安定に発振
させながら、位相が９０°異なる２つの出力が得られ
る。テレビ用自動周波数調整回路においては、分周器
は、テレビ中間周波数と基準周波数の周波数比に応じて
選定される１／Ｎ分周と１／（Ｎ＋１）分周とをそれぞ
れ複数回行って両分周の平均値を基準周波数に近くなる
ようにしてその平均値を分周周波数として出力する。従
って、分周比を大きくすることなく、高い精度でテレビ
チューナーの発振回路の発振周波数を一定に制御するこ
とができる。
【００１１】
【実施例】以下、本発明の実施例について説明する。図
１の実施例は、疑似差動型の電圧制御発振回路（ＶＣ
Ｏ）であり、一方の第１の電流増幅器１１Ａの出力端と
入力端との間に、コンデンサＣ１、バッファアンプ１２
Ａ、抵抗Ｒ１、Ｒ２、コンデンサＣ２、バッファアンプ
１３Ａが接続されて、第１のループが形成されている。
この第１のループにより、バンドパスフィルター（ＢＰ
Ｆ）が構成され、これにより帯域制限をかけることによ
りバンドパスフィルターの共振点での周波数で発振す
る。なお、バッファアンプ１２Ａおよび１３Ａの代わり
にエミッタホロワを用いてもよい。また、コンデンサＣ
１と抵抗Ｒ１により第１のフィルターが構成され、コン
デンサＣ２と抵抗Ｒ２により第２のフィルターが構成さ
れている。他方の第１の電流増幅器１１Ｂ側もまったく
同様に構成されている。第１の電流増幅器１１Ａおよび
１１Ｂの非反転入力端子（＋）には電源１６が接続され
ている。
１の実施例は、疑似差動型の電圧制御発振回路（ＶＣ
Ｏ）であり、一方の第１の電流増幅器１１Ａの出力端と
入力端との間に、コンデンサＣ１、バッファアンプ１２
Ａ、抵抗Ｒ１、Ｒ２、コンデンサＣ２、バッファアンプ
１３Ａが接続されて、第１のループが形成されている。
この第１のループにより、バンドパスフィルター（ＢＰ
Ｆ）が構成され、これにより帯域制限をかけることによ
りバンドパスフィルターの共振点での周波数で発振す
る。なお、バッファアンプ１２Ａおよび１３Ａの代わり
にエミッタホロワを用いてもよい。また、コンデンサＣ
１と抵抗Ｒ１により第１のフィルターが構成され、コン
デンサＣ２と抵抗Ｒ２により第２のフィルターが構成さ
れている。他方の第１の電流増幅器１１Ｂ側もまったく
同様に構成されている。第１の電流増幅器１１Ａおよび
１１Ｂの非反転入力端子（＋）には電源１６が接続され
ている。
【００１２】一方のバッファアンプ１３Ａの出力端には
第２の電流増幅器１４の非反転入力端子（＋）が接続さ
れ、その出力が一方の第１のフィルターと第２のフィル
ターとの接続点、即ち、抵抗Ｒ１とＲ２との接続点に接
続されて、一方の第２のループが形成されている。他方
のバッファアンプ１３Ｂの出力端には第２の電流増幅器
１４の反転入力端子（−）が接続され、その出力が他方
の抵抗Ｒ１とＲ２との接続点に接続されて、他方の第２
のループが形成されている。第２の電流増幅器１４の２
つの出力端子からはそれぞれ同じ大きさで位相が反対の
電流が出力される。そして、第２の電流増幅器１４の２
つの入力端子間に位相が０°の発振出力ＯＵＴ０°が得
られる。そして、これらの第２のループによりＯＵＴ０
°における発振振幅の大きさが一定値に規定される。一
方のバッファアンプ１２Ａと他方のバッファアンプ１２
Ｂの出力端子間に位相が９０°の発振出力ＯＵＴ９０°
が得られる。なお、バッファアンプ１３Ａの出力端が第
１の電流増幅器１１Ａの入力端に接続されて第１の帰還
回路が構成され、第２の電流増幅器１４の出力端が抵抗
Ｒ１とＲ２との接続点に接続されて第２の帰還回路が構
成されている。
第２の電流増幅器１４の非反転入力端子（＋）が接続さ
れ、その出力が一方の第１のフィルターと第２のフィル
ターとの接続点、即ち、抵抗Ｒ１とＲ２との接続点に接
続されて、一方の第２のループが形成されている。他方
のバッファアンプ１３Ｂの出力端には第２の電流増幅器
１４の反転入力端子（−）が接続され、その出力が他方
の抵抗Ｒ１とＲ２との接続点に接続されて、他方の第２
のループが形成されている。第２の電流増幅器１４の２
つの出力端子からはそれぞれ同じ大きさで位相が反対の
電流が出力される。そして、第２の電流増幅器１４の２
つの入力端子間に位相が０°の発振出力ＯＵＴ０°が得
られる。そして、これらの第２のループによりＯＵＴ０
°における発振振幅の大きさが一定値に規定される。一
方のバッファアンプ１２Ａと他方のバッファアンプ１２
Ｂの出力端子間に位相が９０°の発振出力ＯＵＴ９０°
が得られる。なお、バッファアンプ１３Ａの出力端が第
１の電流増幅器１１Ａの入力端に接続されて第１の帰還
回路が構成され、第２の電流増幅器１４の出力端が抵抗
Ｒ１とＲ２との接続点に接続されて第２の帰還回路が構
成されている。
【００１３】フィルター理論によると、ＯＵＴ０°は、
バンドパスフィルター（ＢＰＦ）出力となり、発振周波
数において位相が０°の出力となる。一方、ＯＵＴ９０
°は、ローパスフィルター（ＬＰＦ）出力となり、発振
周波数において位相が９０°の出力となる。また、発振
周波数ｆOSC および発振器のバンド幅を示すＱは下記式
で示される。 ｆOSC ＝（１／２π）〔ＲＥ１・Ｃ１（Ｒｅ２＋Ｒ１＋
Ｒ２）Ｃ２〕-1/2 Ｑ＝〔（Ｒｅ２＋Ｒ１＋Ｒ２）Ｃ２／（ＲＥ１・Ｃ
１）〕1/2 但し、ＲＥ１は、電流増幅器１１Ａおよび１１Ｂの出力
インピーダンス、Ｒｅ２はバッファアンプ１２Ａ、１２
Ｂの出力インピーダンスを表す。
バンドパスフィルター（ＢＰＦ）出力となり、発振周波
数において位相が０°の出力となる。一方、ＯＵＴ９０
°は、ローパスフィルター（ＬＰＦ）出力となり、発振
周波数において位相が９０°の出力となる。また、発振
周波数ｆOSC および発振器のバンド幅を示すＱは下記式
で示される。 ｆOSC ＝（１／２π）〔ＲＥ１・Ｃ１（Ｒｅ２＋Ｒ１＋
Ｒ２）Ｃ２〕-1/2 Ｑ＝〔（Ｒｅ２＋Ｒ１＋Ｒ２）Ｃ２／（ＲＥ１・Ｃ
１）〕1/2 但し、ＲＥ１は、電流増幅器１１Ａおよび１１Ｂの出力
インピーダンス、Ｒｅ２はバッファアンプ１２Ａ、１２
Ｂの出力インピーダンスを表す。
【００１４】また、発振振幅Ｖ0 は、第２の電流増幅器
１４からの出力電流ＩPFと（Ｒ１＋Ｒｅ２）の積で決定
される。即ち、Ｖ0 ＝ＩPF×（Ｒ１＋Ｒｅ２）となる。
なお、発振周波数ｆOSC は、第１の電流増幅器１１Ａお
よび１１Ｂの電流を制御回路１５によりコントロールし
て出力インピーダンスＲＥ１を変化させることにより可
変調整することができる。
１４からの出力電流ＩPFと（Ｒ１＋Ｒｅ２）の積で決定
される。即ち、Ｖ0 ＝ＩPF×（Ｒ１＋Ｒｅ２）となる。
なお、発振周波数ｆOSC は、第１の電流増幅器１１Ａお
よび１１Ｂの電流を制御回路１５によりコントロールし
て出力インピーダンスＲＥ１を変化させることにより可
変調整することができる。
【００１５】図２の実施例は、フル差動型の電圧制御発
振回路（ＶＣＯ）であり、第１の電流増幅器１１を共通
とし、電源１６を除いたほかは、図１の実施例と同様の
構成であり、発振周波数ｆOSC 、発振器のバンド幅を示
すＱ、発振振幅Ｖ0 は図１の実施例と同様にして求めら
れる。
振回路（ＶＣＯ）であり、第１の電流増幅器１１を共通
とし、電源１６を除いたほかは、図１の実施例と同様の
構成であり、発振周波数ｆOSC 、発振器のバンド幅を示
すＱ、発振振幅Ｖ0 は図１の実施例と同様にして求めら
れる。
【００１６】図３の実施例は、シングルタイプの電圧制
御発振回路（ＶＣＯ）であり、図４はその等価回路、図
５は各部の電流および電圧のベクトル図である。図５に
おいてαは電流増幅器１１の位相シフトである。この実
施例は、いわば図１の疑似差動型の電圧制御発振回路を
上段と下段とに２分してその一方のみにより構成したも
のである。なお、トランジスタＱ１およびＱ２はリミッ
ティング動作をしている。
御発振回路（ＶＣＯ）であり、図４はその等価回路、図
５は各部の電流および電圧のベクトル図である。図５に
おいてαは電流増幅器１１の位相シフトである。この実
施例は、いわば図１の疑似差動型の電圧制御発振回路を
上段と下段とに２分してその一方のみにより構成したも
のである。なお、トランジスタＱ１およびＱ２はリミッ
ティング動作をしている。
【００１７】ここで、この電圧制御発振回路における発
振条件を求めてみると、ｖC2ｃｏｓα＞ｖR1のときにこ
の回路は発振し、仮にα＝０°とすれば、ｖC2＞ｖR1の
ときに発振し、そのときｖC1とｖC2の位相差は９０°と
なる。さて、図３より、 ｖC1＝−ｉ1 ＺC1（ただし、ＺC1＝１／ｊωＣ1 ）・・・（１） ｖC2＝−ｉ0 ＺC2（ただし、ＺC2＝１／ｊωＣ2 ） ＝−ｖC1（１／Ｒe ）ＺC2・・・（２） （ただし、Ｒe は電流増幅器１１の出力インピーダン
ス）となる。
振条件を求めてみると、ｖC2ｃｏｓα＞ｖR1のときにこ
の回路は発振し、仮にα＝０°とすれば、ｖC2＞ｖR1の
ときに発振し、そのときｖC1とｖC2の位相差は９０°と
なる。さて、図３より、 ｖC1＝−ｉ1 ＺC1（ただし、ＺC1＝１／ｊωＣ1 ）・・・（１） ｖC2＝−ｉ0 ＺC2（ただし、ＺC2＝１／ｊωＣ2 ） ＝−ｖC1（１／Ｒe ）ＺC2・・・（２） （ただし、Ｒe は電流増幅器１１の出力インピーダン
ス）となる。
【００１８】（１）式を（２）式に代入すると、ｖC2＝
（ｉ1 ＺC1ＺC2）／Ｒe となる。一方、 ｖA ＝−ｉ1 （Ｒ1 ＋ＺC1） ｖR2＝ｖA −ｖC2 ＝−ｉ1 （Ｒ1 ＋ＺC1）−（ｉ1 ＺC1ＺC2）／Ｒe ＝−ｉ1 （Ｒ1 ＋ＺC1＋ＺC1ＺC2／Ｒe ）・・・（３） ｉ2 ＝ｖR2／（Ｒ2 ＋ｒe3） ＝〔−ｉ1 ／（Ｒ2 ＋ｒe3）〕・（Ｒ1 ＋ＺC1＋ＺC1ＺC2／Ｒe ） ・・・（４） が成立する。
（ｉ1 ＺC1ＺC2）／Ｒe となる。一方、 ｖA ＝−ｉ1 （Ｒ1 ＋ＺC1） ｖR2＝ｖA −ｖC2 ＝−ｉ1 （Ｒ1 ＋ＺC1）−（ｉ1 ＺC1ＺC2）／Ｒe ＝−ｉ1 （Ｒ1 ＋ＺC1＋ＺC1ＺC2／Ｒe ）・・・（３） ｉ2 ＝ｖR2／（Ｒ2 ＋ｒe3） ＝〔−ｉ1 ／（Ｒ2 ＋ｒe3）〕・（Ｒ1 ＋ＺC1＋ＺC1ＺC2／Ｒe ） ・・・（４） が成立する。
【００１９】トランジスタＱ１およびＱ２がリミッティ
ング動作をしているので、 ｉ3 ＝−ＩE ・・・（５） とみなすことができる。（４）と（５）式から、 ｉ1 ＝ｉ3 ＋ｉ2＝−ＩE−〔ｉ1 ／（Ｒ2 ＋ｒe3）〕・
（Ｒ1 ＋ＺC1＋ＺC1ＺC2／Ｒe ） となる。ここで、ｉ1 について整理すると、 ｉ1 ＝−ＩE 〔１＋（Ｒ2 ＋ｒe3）-1（Ｒ1 ＋ＺC1＋Ｚ
C1ＺC2／Ｒe ）〕-1 となる。ここで、ｊω＝ｓに置き換えると、 ｉ1 の分子＝−ＩE ｓ2 （Ｒ2 ＋ｒe3）Ｒe Ｃ1 Ｃ2 ｉ1 の分母＝１＋ｓＲe Ｃ2 ＋ｓ2 （Ｒ1 ＋Ｒ2 ＋ｒe3）Ｒe Ｃ1 Ｃ2 ・・・（６） となる。この（６）式を（１）式に代入すると、 ｖC1の分子＝ＩE （Ｒ2 ＋ｒe3）ｓＲe Ｃ2 ＝ＩE （Ｒ2 ＋ｒe3）ｊωＲe Ｃ2 ｖC1の分母＝１＋ｓＲe Ｃ2 ＋ｓ2 （Ｒ1 ＋Ｒ2 ＋ｒe3）Ｒe Ｃ1 Ｃ2 ＝１＋ｊωＲe Ｃ2 ＋（ｊω）2 （Ｒ1 ＋Ｒ2 ＋ｒe3）Ｒe Ｃ1 Ｃ2 ・・・（７）
ング動作をしているので、 ｉ3 ＝−ＩE ・・・（５） とみなすことができる。（４）と（５）式から、 ｉ1 ＝ｉ3 ＋ｉ2＝−ＩE−〔ｉ1 ／（Ｒ2 ＋ｒe3）〕・
（Ｒ1 ＋ＺC1＋ＺC1ＺC2／Ｒe ） となる。ここで、ｉ1 について整理すると、 ｉ1 ＝−ＩE 〔１＋（Ｒ2 ＋ｒe3）-1（Ｒ1 ＋ＺC1＋Ｚ
C1ＺC2／Ｒe ）〕-1 となる。ここで、ｊω＝ｓに置き換えると、 ｉ1 の分子＝−ＩE ｓ2 （Ｒ2 ＋ｒe3）Ｒe Ｃ1 Ｃ2 ｉ1 の分母＝１＋ｓＲe Ｃ2 ＋ｓ2 （Ｒ1 ＋Ｒ2 ＋ｒe3）Ｒe Ｃ1 Ｃ2 ・・・（６） となる。この（６）式を（１）式に代入すると、 ｖC1の分子＝ＩE （Ｒ2 ＋ｒe3）ｓＲe Ｃ2 ＝ＩE （Ｒ2 ＋ｒe3）ｊωＲe Ｃ2 ｖC1の分母＝１＋ｓＲe Ｃ2 ＋ｓ2 （Ｒ1 ＋Ｒ2 ＋ｒe3）Ｒe Ｃ1 Ｃ2 ＝１＋ｊωＲe Ｃ2 ＋（ｊω）2 （Ｒ1 ＋Ｒ2 ＋ｒe3）Ｒe Ｃ1 Ｃ2 ・・・（７）
【００２０】（７）式で、共振点において、１−ωC 2
（Ｒ1 ＋Ｒ2 ＋ｒe3）Ｒe Ｃ1 Ｃ2 ＝０より、共振周波
数ｆC は、 ｆC ＝ωC ／２π＝（１／２π）〔（Ｒ1 ＋Ｒ2 ＋ｒe
3）Ｒe Ｃ1 Ｃ2 〕-1/2 となる。Ｑは、Ｑ＝〔（Ｒ1 ＋Ｒ2 ＋ｒe3）Ｃ1 ／Ｒe
Ｃ2 〕1/2 となる。発振振幅ｖOSC1は、ｖOSC1＝ＩE
（Ｒ2 ＋ｒe3）となる。
（Ｒ1 ＋Ｒ2 ＋ｒe3）Ｒe Ｃ1 Ｃ2 ＝０より、共振周波
数ｆC は、 ｆC ＝ωC ／２π＝（１／２π）〔（Ｒ1 ＋Ｒ2 ＋ｒe
3）Ｒe Ｃ1 Ｃ2 〕-1/2 となる。Ｑは、Ｑ＝〔（Ｒ1 ＋Ｒ2 ＋ｒe3）Ｃ1 ／Ｒe
Ｃ2 〕1/2 となる。発振振幅ｖOSC1は、ｖOSC1＝ＩE
（Ｒ2 ＋ｒe3）となる。
【００２１】（７）式から、ｖC1出力においては、バン
ドパスフィルター（ＢＰＦ）出力となり、その位相は０
°となる。一方、（２）と（７）式より、 ｖC2の分子＝−ＩE （Ｒ2 ＋ｒe3） ｖC2の分母＝１＋ｊωＲe Ｃ2 ＋（ｊω）2 （Ｒ1 ＋Ｒ
2 ＋ｒe3）Ｒe Ｃ1 Ｃ2 となる。この式から、ｖC2出力は、ローパスフィルター
（ＬＰＦ）出力となり、その位相は９０°となる。
ドパスフィルター（ＢＰＦ）出力となり、その位相は０
°となる。一方、（２）と（７）式より、 ｖC2の分子＝−ＩE （Ｒ2 ＋ｒe3） ｖC2の分母＝１＋ｊωＲe Ｃ2 ＋（ｊω）2 （Ｒ1 ＋Ｒ
2 ＋ｒe3）Ｒe Ｃ1 Ｃ2 となる。この式から、ｖC2出力は、ローパスフィルター
（ＬＰＦ）出力となり、その位相は９０°となる。
【００２２】以上の回路解析より、図３および図４の実
施例の電圧制御発振回路によれば、外付けのコイルおよ
びコンデンサを用いることなく、一定の発振周波数およ
び発振振幅で安定に発振させながら、位相が０°と９０
°の２つの出力が得られる。従って、従来のようにコイ
ルとコンデンサをＰＣ板上に外付けすることがまったく
不要となり、ＰＣ板の小型化を達成することができる。
また、コイル等からの不要放射の問題も生じないため、
例えばテレビの音声信号のチューナー等への悪影響のお
それもなく、不要放射による悪影響を防止するためのシ
ールドおよびパターン設計がまったく不要となる。
施例の電圧制御発振回路によれば、外付けのコイルおよ
びコンデンサを用いることなく、一定の発振周波数およ
び発振振幅で安定に発振させながら、位相が０°と９０
°の２つの出力が得られる。従って、従来のようにコイ
ルとコンデンサをＰＣ板上に外付けすることがまったく
不要となり、ＰＣ板の小型化を達成することができる。
また、コイル等からの不要放射の問題も生じないため、
例えばテレビの音声信号のチューナー等への悪影響のお
それもなく、不要放射による悪影響を防止するためのシ
ールドおよびパターン設計がまったく不要となる。
【００２３】また、図１および図２の電圧制御発振回路
の回路解析は省略するが、上記と同様の回路解析を行え
ば、一定の発振周波数および発振振幅で安定に発振させ
ながら、位相が０°と９０°の２つの出力が得られるこ
とが証明できる。なお、本発明の電圧制御発振回路は、
テレビのほか、ラジオ等の通信機器にも使用することが
できる。
の回路解析は省略するが、上記と同様の回路解析を行え
ば、一定の発振周波数および発振振幅で安定に発振させ
ながら、位相が０°と９０°の２つの出力が得られるこ
とが証明できる。なお、本発明の電圧制御発振回路は、
テレビのほか、ラジオ等の通信機器にも使用することが
できる。
【００２４】次に、テレビ用自動周波数調整回路につい
て説明する。図６はテレビ用自動周波数調整回路の実施
例を示し、テレビ中間周波数ＩＦは増幅器２１により増
幅された後、テレビ中間周波数の分周器２２により分周
される。この分周器２２は、テレビ中間周波数ＩＦと基
準周波数ｆref の周波数比に応じて選定される１／Ｎ分
周と１／（Ｎ＋１）分周とをそれぞれ複数回行って基準
周波数ｆref に近くなるようにした両分周の平均値を分
周周波数として出力するものである。基準周波数ｆref
としては、例えば色信号の周波数（日本の場合は３．５
７９４５４ＭＨｚ）を用いることができる。
て説明する。図６はテレビ用自動周波数調整回路の実施
例を示し、テレビ中間周波数ＩＦは増幅器２１により増
幅された後、テレビ中間周波数の分周器２２により分周
される。この分周器２２は、テレビ中間周波数ＩＦと基
準周波数ｆref の周波数比に応じて選定される１／Ｎ分
周と１／（Ｎ＋１）分周とをそれぞれ複数回行って基準
周波数ｆref に近くなるようにした両分周の平均値を分
周周波数として出力するものである。基準周波数ｆref
としては、例えば色信号の周波数（日本の場合は３．５
７９４５４ＭＨｚ）を用いることができる。
【００２５】この分周器２２よりの分周周波数は位相周
波数比較器２３に入力され、この位相周波数比較器２３
において、基準周波数ｆref を発生する電圧制御発振回
路２４からの基準周波数ｆref と分周周波数とが比較さ
れ、両者の位相周波数差に応じたエラー信号を出力す
る。このエラー信号は、チャージポンプ２５により昇圧
された後、テレビチューナーの発振回路２６にコントロ
ール信号として送られ、この発振回路２６の発振周波数
が一定となるように自動的に制御される。電圧制御発振
回路２４としては、図１から図４に示したような本発明
に係る電圧制御発振回路を用いてもよいし、あるいはコ
イルとコンデンサを外付けしないで構成した標準的な水
晶発振器を利用したものを用いてもよい。
波数比較器２３に入力され、この位相周波数比較器２３
において、基準周波数ｆref を発生する電圧制御発振回
路２４からの基準周波数ｆref と分周周波数とが比較さ
れ、両者の位相周波数差に応じたエラー信号を出力す
る。このエラー信号は、チャージポンプ２５により昇圧
された後、テレビチューナーの発振回路２６にコントロ
ール信号として送られ、この発振回路２６の発振周波数
が一定となるように自動的に制御される。電圧制御発振
回路２４としては、図１から図４に示したような本発明
に係る電圧制御発振回路を用いてもよいし、あるいはコ
イルとコンデンサを外付けしないで構成した標準的な水
晶発振器を利用したものを用いてもよい。
【００２６】分周器２２について具体的に説明すると、
日本の場合では、テレビ中間周波数ＩＦは５８．７５Ｍ
Ｈｚ、色信号の基準周波数ｆref は３．５７９４５４Ｍ
Ｈｚであり、両者の周波数比は１６．４１３１２とな
る。そこで、この実施例では、Ｎとして１６を選択し、
１／１６分周と１／１７分周をそれぞれ複数回行って両
分周の平均値を分周周波数として出力する。１／１６分
周と１／１７分周のそれぞれの回数は、分周器２２より
の平均値としての分周周波数が基準周波数ｆrefに近く
なるように設定する。
日本の場合では、テレビ中間周波数ＩＦは５８．７５Ｍ
Ｈｚ、色信号の基準周波数ｆref は３．５７９４５４Ｍ
Ｈｚであり、両者の周波数比は１６．４１３１２とな
る。そこで、この実施例では、Ｎとして１６を選択し、
１／１６分周と１／１７分周をそれぞれ複数回行って両
分周の平均値を分周周波数として出力する。１／１６分
周と１／１７分周のそれぞれの回数は、分周器２２より
の平均値としての分周周波数が基準周波数ｆrefに近く
なるように設定する。
【００２７】例えば５ビットのダウンカウンタにより分
周比を切り替える場合には、分周の全回数を２5 ＝３２
回とし、１／１６分周を１９回行い、１／１７分周を１
３回行う。この場合の分周器２２よりの平均化された分
周周波数は、 〔（Ｄ−Ｆ）×Ｎ＋Ｆ×（Ｎ＋１）〕／Ｄ ＝（１９×１６＋１３×１７）／３２ ＝１６．４０６２５ となり、実際の周波数比１６．４１３１２に近い値とな
る。ただし、Ｄは全分周の回数、Ｆは１／（Ｎ＋１）分
周を行う回数を表す。従って、分周器２２からの１／１
６．４０６２５分周された分周周波数（約３．５８０９
５２ＭＨｚ）は、基準周波数ｆref （３．５７９４５４
ＭＨｚ）と実質的に等価な信号となる。
周比を切り替える場合には、分周の全回数を２5 ＝３２
回とし、１／１６分周を１９回行い、１／１７分周を１
３回行う。この場合の分周器２２よりの平均化された分
周周波数は、 〔（Ｄ−Ｆ）×Ｎ＋Ｆ×（Ｎ＋１）〕／Ｄ ＝（１９×１６＋１３×１７）／３２ ＝１６．４０６２５ となり、実際の周波数比１６．４１３１２に近い値とな
る。ただし、Ｄは全分周の回数、Ｆは１／（Ｎ＋１）分
周を行う回数を表す。従って、分周器２２からの１／１
６．４０６２５分周された分周周波数（約３．５８０９
５２ＭＨｚ）は、基準周波数ｆref （３．５７９４５４
ＭＨｚ）と実質的に等価な信号となる。
【００２８】図７は、分周器２２の具体例を示し、フラ
クショナル（Ｆｒａｃｔｉｏｎａｌ）Ｎカウンターによ
り構成されている。３１はメインカウンターであり、１
／Ｎ分周と１／（Ｎ＋１）分周とを選択して分周を行う
ものであり、５つのＴフリップフロップＴ−ＦＦ０〜Ｔ
−ＦＦ４と、１／Ｎ分周用オア回路ＯＲ１と、１／（Ｎ
＋１）分周用オア回路ＯＲ２と、１／Ｎ分周と１／（Ｎ
＋１）分周とを切り替えるＤフリップフロップＤ−ＦＦ
１とを備えている。この例では、日本ＪＰＮ、ヨーロッ
パＥＵＲ、米国ＵＳの３つのテレビ中間周波数ＩＦに対
応できるようスイッチＳＷ１〜ＳＷ３により切り替え可
能に設計されている。
クショナル（Ｆｒａｃｔｉｏｎａｌ）Ｎカウンターによ
り構成されている。３１はメインカウンターであり、１
／Ｎ分周と１／（Ｎ＋１）分周とを選択して分周を行う
ものであり、５つのＴフリップフロップＴ−ＦＦ０〜Ｔ
−ＦＦ４と、１／Ｎ分周用オア回路ＯＲ１と、１／（Ｎ
＋１）分周用オア回路ＯＲ２と、１／Ｎ分周と１／（Ｎ
＋１）分周とを切り替えるＤフリップフロップＤ−ＦＦ
１とを備えている。この例では、日本ＪＰＮ、ヨーロッ
パＥＵＲ、米国ＵＳの３つのテレビ中間周波数ＩＦに対
応できるようスイッチＳＷ１〜ＳＷ３により切り替え可
能に設計されている。
【００２９】３２はサブカウンターであり、１／Ｎ分周
を何回、１／（Ｎ＋１）分周を何回行うかを決定するも
の、即ち、分周比を切り替える回路であり、メインカウ
ンター３１のＴフリップフロップと同じ５つのＴフリッ
プフロップＴ−ＦＦ０Ａ〜Ｔ−ＦＦ４Ａと、オア回路Ｏ
Ｒ３と、同期型クロックに同期させてリセットするため
のノア回路ＮＯＲと、ＤフリップフロップＤ−ＦＦ２
と、１／Ｎ分周と１／（Ｎ＋１）分周とを切り替えるコ
ントロール信号を出力するＤフリップフロップＤ−ＦＦ
３とを備えている。ＤフリップフロップＤ−ＦＦ３は、
分子の数に＋１をカウントした後、パルスの立ち上がり
エッジにおいて動作するものである。
を何回、１／（Ｎ＋１）分周を何回行うかを決定するも
の、即ち、分周比を切り替える回路であり、メインカウ
ンター３１のＴフリップフロップと同じ５つのＴフリッ
プフロップＴ−ＦＦ０Ａ〜Ｔ−ＦＦ４Ａと、オア回路Ｏ
Ｒ３と、同期型クロックに同期させてリセットするため
のノア回路ＮＯＲと、ＤフリップフロップＤ−ＦＦ２
と、１／Ｎ分周と１／（Ｎ＋１）分周とを切り替えるコ
ントロール信号を出力するＤフリップフロップＤ−ＦＦ
３とを備えている。ＤフリップフロップＤ−ＦＦ３は、
分子の数に＋１をカウントした後、パルスの立ち上がり
エッジにおいて動作するものである。
【００３０】次に、日本ＪＰＮ、ヨーロッパＥＵＲ、米
国ＵＳの３つのテレビ中間周波数ＩＦのそれぞれについ
て実際に分周器２２により分周したときに位相周波数比
較器２３から出力されるエラー信号の評価について説明
する。日本ＪＰＮの場合では、中間周波数ｆP が５８．
７５ＭＨｚ、基準周波数ｆref が３．５７９４５４ＭＨ
ｚで、両者の周波数比ｆP ／ｆref は１６．４１３１２
となる。これを５ビットの分周器２２により、全分周の
回数Ｄ＝３２、１／Ｎ＝１／１６、１／（Ｎ＋１）＝１
／１７、１／（Ｎ＋１）分周を行う回数Ｆ＝１３とし
て、１／１６分周を１９回、１／１７分周を１３回（Ｆ
＝１３）行うと、エラー信号の比率は０．０４１８７
％、エラー信号の周波数は２４．６ＫＨｚと、精度の高
いＡＦＴ（自動周波数調整）を行うことができる。ま
た、ビット数を３ビットに減少させて、Ｄ＝５、１／Ｎ
＝１／１６、１／（Ｎ＋１）＝１／１７、Ｆ＝２とし
て、１／１６分周を３回、１／１７分周を２回（Ｆ＝
２）行う場合でも、エラー信号の比率は０．０７９９
％、エラー信号の周波数は４７．０ＫＨｚと、若干精度
が低くはなるものの、実用可能なＡＦＴを行うことがで
きる。
国ＵＳの３つのテレビ中間周波数ＩＦのそれぞれについ
て実際に分周器２２により分周したときに位相周波数比
較器２３から出力されるエラー信号の評価について説明
する。日本ＪＰＮの場合では、中間周波数ｆP が５８．
７５ＭＨｚ、基準周波数ｆref が３．５７９４５４ＭＨ
ｚで、両者の周波数比ｆP ／ｆref は１６．４１３１２
となる。これを５ビットの分周器２２により、全分周の
回数Ｄ＝３２、１／Ｎ＝１／１６、１／（Ｎ＋１）＝１
／１７、１／（Ｎ＋１）分周を行う回数Ｆ＝１３とし
て、１／１６分周を１９回、１／１７分周を１３回（Ｆ
＝１３）行うと、エラー信号の比率は０．０４１８７
％、エラー信号の周波数は２４．６ＫＨｚと、精度の高
いＡＦＴ（自動周波数調整）を行うことができる。ま
た、ビット数を３ビットに減少させて、Ｄ＝５、１／Ｎ
＝１／１６、１／（Ｎ＋１）＝１／１７、Ｆ＝２とし
て、１／１６分周を３回、１／１７分周を２回（Ｆ＝
２）行う場合でも、エラー信号の比率は０．０７９９
％、エラー信号の周波数は４７．０ＫＨｚと、若干精度
が低くはなるものの、実用可能なＡＦＴを行うことがで
きる。
【００３１】米国ＵＳの場合では、中間周波数ｆP が４
５．７５ＭＨｚ、基準周波数ｆrefが３．５７９４５４
ＭＨｚであり、両者の周波数比ｆP ／ｆref は１２．７
８１２８となる。これを５ビットの分周器２２により、
全分周の回数Ｄ＝３２、１／Ｎ＝１／１２、１／（Ｎ＋
１）＝１／１３、１／（Ｎ＋１）分周を行う回数Ｆ＝２
５として、１／１２分周を７回、１／１３分周を２５回
（Ｆ＝２５）行うと、エラー信号の比率は０．０００２
３％、エラー信号の周波数は０．１０５ＫＨｚと、精度
の高いＡＦＴを行うことができる。また、ビット数を３
ビットに減少させて、Ｄ＝５、１／Ｎ＝１／１２、１／
（Ｎ＋１）＝１／１３、Ｆ＝４として、１／１２分周を
１回、１／１３分周を４回（Ｆ＝４）行う場合でも、エ
ラー信号の比率は０．１４６４６％、エラー信号の周波
数は６７．０ＫＨｚと、若干精度が低くはなるものの、
実用可能なＡＦＴを行うことができる。
５．７５ＭＨｚ、基準周波数ｆrefが３．５７９４５４
ＭＨｚであり、両者の周波数比ｆP ／ｆref は１２．７
８１２８となる。これを５ビットの分周器２２により、
全分周の回数Ｄ＝３２、１／Ｎ＝１／１２、１／（Ｎ＋
１）＝１／１３、１／（Ｎ＋１）分周を行う回数Ｆ＝２
５として、１／１２分周を７回、１／１３分周を２５回
（Ｆ＝２５）行うと、エラー信号の比率は０．０００２
３％、エラー信号の周波数は０．１０５ＫＨｚと、精度
の高いＡＦＴを行うことができる。また、ビット数を３
ビットに減少させて、Ｄ＝５、１／Ｎ＝１／１２、１／
（Ｎ＋１）＝１／１３、Ｆ＝４として、１／１２分周を
１回、１／１３分周を４回（Ｆ＝４）行う場合でも、エ
ラー信号の比率は０．１４６４６％、エラー信号の周波
数は６７．０ＫＨｚと、若干精度が低くはなるものの、
実用可能なＡＦＴを行うことができる。
【００３２】ヨーロッパＥＵＲの場合では、中間周波数
ｆP が３８．９０ＭＨｚ、基準周波数ｆref が４．４３
３６１７５ＭＨｚであり、両者の周波数比ｆP ／ｆref
は８．７７３８７となる。これを５ビットの分周器２２
により、全分周の回数Ｄ＝３２、１／Ｎ＝１／８、１／
（Ｎ＋１）＝１／９、１／（Ｎ＋１）分周を行う回数Ｆ
＝２５として、１／８分周を７回、１／９分周を２５回
（Ｆ＝２５）行うと、エラー信号の比率は０．０８４１
１％、エラー信号の周波数は３２．７２ＫＨｚと、精度
の高いＡＦＴを行うことができる。また、ビット数を３
ビットに減少させて、Ｄ＝４、１／Ｎ＝１／８、１／
（Ｎ＋１）＝１／９、Ｆ＝３として、１／８分周を１
回、１／９分周を３回（Ｆ＝３）行う場合でも、エラー
信号の比率は０．２７２％、エラー信号の周波数は１０
５．８ＫＨｚと、若干精度が低くはなるものの、実用可
能なＡＦＴを行うことができる。
ｆP が３８．９０ＭＨｚ、基準周波数ｆref が４．４３
３６１７５ＭＨｚであり、両者の周波数比ｆP ／ｆref
は８．７７３８７となる。これを５ビットの分周器２２
により、全分周の回数Ｄ＝３２、１／Ｎ＝１／８、１／
（Ｎ＋１）＝１／９、１／（Ｎ＋１）分周を行う回数Ｆ
＝２５として、１／８分周を７回、１／９分周を２５回
（Ｆ＝２５）行うと、エラー信号の比率は０．０８４１
１％、エラー信号の周波数は３２．７２ＫＨｚと、精度
の高いＡＦＴを行うことができる。また、ビット数を３
ビットに減少させて、Ｄ＝４、１／Ｎ＝１／８、１／
（Ｎ＋１）＝１／９、Ｆ＝３として、１／８分周を１
回、１／９分周を３回（Ｆ＝３）行う場合でも、エラー
信号の比率は０．２７２％、エラー信号の周波数は１０
５．８ＫＨｚと、若干精度が低くはなるものの、実用可
能なＡＦＴを行うことができる。
【００３３】以上の実施例のテレビ用自動周波数調整回
路によれば、日本のテレビには必ず使用されている標準
的な３．５７９４５４ＭＨｚの信号を基準周波数として
使用し、この基準周波数を外付けのコイルおよびコンデ
ンサを用いないで構成した電圧制御発振回路により発生
させるので、安価でＩＣのトリミングおよび外部の調整
をすることなく、非常に精度の高いＡＦＴ（自動周波数
調整）を行うことができる。また、コイル等からの不要
放射の問題もまったく生じない。さらに、分周器２２に
おいては、メインカウンター３１を構成する５つのＴフ
リップフロップＴ−ＦＦ０〜Ｔ−ＦＦ４と、サブカウン
ター３２を構成する５つのＴフリップフロップＴ−ＦＦ
０Ａ〜Ｔ−ＦＦ４Ａとが、まったく同じＴフリップフロ
ップであるので、レイアウトも簡略化することが可能と
なる。
路によれば、日本のテレビには必ず使用されている標準
的な３．５７９４５４ＭＨｚの信号を基準周波数として
使用し、この基準周波数を外付けのコイルおよびコンデ
ンサを用いないで構成した電圧制御発振回路により発生
させるので、安価でＩＣのトリミングおよび外部の調整
をすることなく、非常に精度の高いＡＦＴ（自動周波数
調整）を行うことができる。また、コイル等からの不要
放射の問題もまったく生じない。さらに、分周器２２に
おいては、メインカウンター３１を構成する５つのＴフ
リップフロップＴ−ＦＦ０〜Ｔ−ＦＦ４と、サブカウン
ター３２を構成する５つのＴフリップフロップＴ−ＦＦ
０Ａ〜Ｔ−ＦＦ４Ａとが、まったく同じＴフリップフロ
ップであるので、レイアウトも簡略化することが可能と
なる。
【００３４】
【発明の効果】本発明の電圧制御発振回路によれば、外
付けのコイルおよびコンデンサを用いることなく、一定
の発振周波数および発振振幅で安定に発振させながら、
位相が０°と９０°の２つの出力が得られる。従って、
従来のようにコイルとコンデンサをＰＣ板上に外付けす
ることがまったく不要となり、ＰＣ板の小型化を達成す
ることができる。また、コイル等からの不要放射の問題
も生じないため、例えばテレビの音声信号のチューナー
等への悪影響のおそれもなく、不要放射による悪影響を
防止するためのシールドおよびパターン設計がまったく
不要となる。
付けのコイルおよびコンデンサを用いることなく、一定
の発振周波数および発振振幅で安定に発振させながら、
位相が０°と９０°の２つの出力が得られる。従って、
従来のようにコイルとコンデンサをＰＣ板上に外付けす
ることがまったく不要となり、ＰＣ板の小型化を達成す
ることができる。また、コイル等からの不要放射の問題
も生じないため、例えばテレビの音声信号のチューナー
等への悪影響のおそれもなく、不要放射による悪影響を
防止するためのシールドおよびパターン設計がまったく
不要となる。
【００３５】本発明のテレビ用自動周波数調整回路によ
れば、分周器が、テレビ中間周波数と基準周波数の周波
数比に応じて選定される１／Ｎ分周と１／（Ｎ＋１）分
周とをそれぞれ複数回行って両分周の平均値を基準周波
数に近くなるようにしてその平均値を分周周波数として
出力するので、分周比を大きくすることがなく、非常に
精度の高いＡＦＴ（自動周波数調整）を行うことができ
る。
れば、分周器が、テレビ中間周波数と基準周波数の周波
数比に応じて選定される１／Ｎ分周と１／（Ｎ＋１）分
周とをそれぞれ複数回行って両分周の平均値を基準周波
数に近くなるようにしてその平均値を分周周波数として
出力するので、分周比を大きくすることがなく、非常に
精度の高いＡＦＴ（自動周波数調整）を行うことができ
る。
【図１】疑似差動型の電圧制御発振回路の実施例を示す
説明図である。
説明図である。
【図２】フル差動型の電圧制御発振回路の実施例を示す
説明図である。
説明図である。
【図３】シングルタイプの電圧制御発振回路の実施例を
示す説明図である。
示す説明図である。
【図４】図３のシングルタイプの電圧制御発振回路の等
価回路を示す説明図てある。
価回路を示す説明図てある。
【図５】図３のシングルタイプの電圧制御発振回路にお
ける各部の電流および電圧のベクトル図である。
ける各部の電流および電圧のベクトル図である。
【図６】テレビ用自動周波数調整回路の実施例を示す説
明図である。
明図である。
【図７】分周器２２の具体例を示す説明図である。
【図８】従来の電圧制御発振回路の一例を示す説明図で
ある。
ある。
【図９】従来のテレビ用自動周波数調整回路の一例を示
す説明図である。
す説明図である。
１１Ａ、１１Ｂ、１１ 第１の電流増幅器 １２Ａ、１２Ｂ、１３Ａ、１３Ｂ バッファアンプ １４ 第２の電流増幅器 １５ 制御回路 １６ 電源 ２１ 増幅器 ２２ 分周器 ２３ 位相周波数比較器 ２４ 電圧制御発振回路 ２５ チャージポンプ ２６ テレビチューナーの発振回路 ３１ メインカウンター ３２ サブカウンター
Claims (3)
- 【請求項１】 増幅器の出力信号をバンドパスフィルタ
ーにより帯域制限をかけることによりバンドパスフィル
ターの共振点での周波数で発振させる第１のループと、
発振振幅を制御する第２のループとを備え、 第１のループから位相が９０°のローパスフィルター出
力を取り出し、第２のループから位相が０°のバンドパ
スフィルター出力を取り出すことを特徴とする電圧制御
発振回路。 - 【請求項２】 請求項１の第１のループが、第１の増幅
器と、この第１の増幅器に接続された第１のフィルター
と、この第１のフィルターに接続された第２のフィルタ
ーと、この第２のフィルターの出力を第１の増幅器の入
力に帰還させる第１の帰還回路とを備え、請求項１の第
２のループが、第２のフィルターの出力を増幅する第２
の増幅器と、この第２の増幅器の出力を第２のフィルタ
ーを介して第２の増幅器の入力に帰還させる第２の帰還
回路とを備えてなることを特徴とする電圧制御発振回
路。 - 【請求項３】 テレビ中間周波数の分周器と、この分周
器よりの分周周波数と基準周波数との位相周波数差に応
じたエラー信号を出力する位相周波数比較器と、基準周
波数を発生する電圧制御発振回路とを備え、 前記分周器は、テレビ中間周波数と基準周波数の周波数
比に応じて選定される１／Ｎ分周と１／（Ｎ＋１）分周
とをそれぞれ複数回行って基準周波数に近くなるように
した両分周の平均値を分周周波数として出力するもので
あり、 前記位相周波数比較器よりのエラー信号により発振周波
数が一定となるようにテレビチューナーの発振回路を自
動的に制御することを特徴とするテレビ用自動周波数調
整回路。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6166083A JPH088644A (ja) | 1994-06-23 | 1994-06-23 | 電圧制御発振回路およびテレビ用自動周波数調整回路 |
| US08/492,559 US5581215A (en) | 1994-06-23 | 1995-06-20 | Voltage controlled oscillator having frequency and amplitude controlling loops |
| US08/573,095 US5574515A (en) | 1994-06-23 | 1995-12-15 | Voltage controlled oscillator circuit and automatic fine tuning circuit for TV |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6166083A JPH088644A (ja) | 1994-06-23 | 1994-06-23 | 電圧制御発振回路およびテレビ用自動周波数調整回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH088644A true JPH088644A (ja) | 1996-01-12 |
Family
ID=15824674
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6166083A Pending JPH088644A (ja) | 1994-06-23 | 1994-06-23 | 電圧制御発振回路およびテレビ用自動周波数調整回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (2) | US5581215A (ja) |
| JP (1) | JPH088644A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100335743B1 (ko) * | 2000-06-17 | 2002-05-08 | 송재인 | 수신기의 주파수 분할회로 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3239827B2 (ja) * | 1997-12-02 | 2001-12-17 | 船井電機株式会社 | リモコンロケータ用送信回路 |
| US6188291B1 (en) * | 1999-06-30 | 2001-02-13 | Lucent Technologies, Inc. | Injection locked multi-phase signal generator |
| US7009438B2 (en) * | 1999-10-08 | 2006-03-07 | Lucent Technologies Inc. | Trans-admittance trans-impedance logic for integrated circuits |
| US6297706B1 (en) * | 1999-10-08 | 2001-10-02 | Lucent Technologies Inc. | Single stage voltage controlled ring oscillator |
| JP3327271B2 (ja) * | 1999-11-15 | 2002-09-24 | 日本電気株式会社 | Ｐｌｌ回路及びデータ読み出し回路 |
| US6448909B1 (en) * | 2000-01-28 | 2002-09-10 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Analog continuous wavelet transform circuit |
| US6545555B1 (en) | 2000-10-12 | 2003-04-08 | Telefonaktiebolaget, Lm Ericsson | Voltage controlled oscillator having a phase noise reduction device |
| US6768389B2 (en) * | 2002-09-23 | 2004-07-27 | Ericsson Inc. | Integrated, digitally-controlled crystal oscillator |
| US6822522B1 (en) * | 2003-05-23 | 2004-11-23 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Method and apparatus for an improved nonlinear oscillator |
| JP4040034B2 (ja) * | 2004-05-28 | 2008-01-30 | 富士通株式会社 | 発振器および半導体装置 |
| FR2874467B1 (fr) * | 2004-08-17 | 2006-11-17 | Atmel Corp | Circuit pour un generateur d'eeprom haute tension |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4397038A (en) * | 1979-03-26 | 1983-08-02 | Matsushita Electric Corporation Of America | Frequency synthesizer tuning system for television receivers |
| US4994763A (en) * | 1989-11-13 | 1991-02-19 | Chen Haw Renn | Universal voltage-controlled multivibrator |
| US5233425A (en) * | 1991-10-24 | 1993-08-03 | Zenith Electronics Corporation | Adaptive AFT system with variable step resolution |
| US5459438A (en) * | 1992-12-16 | 1995-10-17 | Mirow; Fred | Negative feedback frequency stabilized pulse oscillator |
-
1994
- 1994-06-23 JP JP6166083A patent/JPH088644A/ja active Pending
-
1995
- 1995-06-20 US US08/492,559 patent/US5581215A/en not_active Expired - Lifetime
- 1995-12-15 US US08/573,095 patent/US5574515A/en not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100335743B1 (ko) * | 2000-06-17 | 2002-05-08 | 송재인 | 수신기의 주파수 분할회로 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5574515A (en) | 1996-11-12 |
| US5581215A (en) | 1996-12-03 |
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