JPH088786A - 適応等化器 - Google Patents
適応等化器Info
- Publication number
- JPH088786A JPH088786A JP6134625A JP13462594A JPH088786A JP H088786 A JPH088786 A JP H088786A JP 6134625 A JP6134625 A JP 6134625A JP 13462594 A JP13462594 A JP 13462594A JP H088786 A JPH088786 A JP H088786A
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- JP
- Japan
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- signal
- phase difference
- input signal
- inputted
- adaptive equalizer
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- Pending
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- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 自動周波数制御機能を有し、高速フェージン
グに対して追従性があり、マルチパスフェージングに対
しても動作が良好な適応等化器を提供する。 【構成】 理想信号15を伝送路の状態を推定したトラン
スバーサルフィルタ16に入力し、入力信号13に近い信号
を遅延検波装置17に入力する。遅延検波装置17ではこの
入力信号13から推定位相差18を得る。また、入力信号13
を入力した遅延検波装置11から受信位相差19を得る。推
定位相差18と受信位相差19を減算した誤差20の２乗を演
算装置21により演算する。結果をＭＬＳＥ等化器22に入
力し、いちばん尤もらしい理想信号15が硬判定出力信号
14となる。
グに対して追従性があり、マルチパスフェージングに対
しても動作が良好な適応等化器を提供する。 【構成】 理想信号15を伝送路の状態を推定したトラン
スバーサルフィルタ16に入力し、入力信号13に近い信号
を遅延検波装置17に入力する。遅延検波装置17ではこの
入力信号13から推定位相差18を得る。また、入力信号13
を入力した遅延検波装置11から受信位相差19を得る。推
定位相差18と受信位相差19を減算した誤差20の２乗を演
算装置21により演算する。結果をＭＬＳＥ等化器22に入
力し、いちばん尤もらしい理想信号15が硬判定出力信号
14となる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、移動通信用受信機等に
使用し、自動周波数制御(ＡＦＣ)を行い、高速フェージ
ング，マルチパスフェージング等に対しても動作が良好
となる適応等化器に関するものである。
使用し、自動周波数制御(ＡＦＣ)を行い、高速フェージ
ング，マルチパスフェージング等に対しても動作が良好
となる適応等化器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図４は従来の自動周波数制御装置を有す
る復調器のブロック図を示す。図４において、１は受信
信号の周波数オフセットを検出し補正する自動周波数制
御装置、２は受信信号の復調を行う復調装置、３は入力
信号、４は出力データの硬判定出力信号である。
る復調器のブロック図を示す。図４において、１は受信
信号の周波数オフセットを検出し補正する自動周波数制
御装置、２は受信信号の復調を行う復調装置、３は入力
信号、４は出力データの硬判定出力信号である。
【０００３】前記従来例の動作について説明する。入力
信号３は、自動周波数制御装置１に入力され、ここで周
波数オフセットを検出し入力信号３の周波数ピークを最
適周波数ピーク位置に変換し、復調装置２に入力され
る。復調装置２では、入力された周波数ずれのない信号
を遅延検波手段あるいは適応等化器手段により硬判定出
力信号４に復調する。
信号３は、自動周波数制御装置１に入力され、ここで周
波数オフセットを検出し入力信号３の周波数ピークを最
適周波数ピーク位置に変換し、復調装置２に入力され
る。復調装置２では、入力された周波数ずれのない信号
を遅延検波手段あるいは適応等化器手段により硬判定出
力信号４に復調する。
【０００４】このように、前記従来例の自動周波数制御
装置１を用いた復調器では、自動周波数制御装置１と復
調装置２とが別々の構成で、それぞれの動作を行ってい
る。
装置１を用いた復調器では、自動周波数制御装置１と復
調装置２とが別々の構成で、それぞれの動作を行ってい
る。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
復調装置に使用される遅延検波手段ではマルチパスフェ
ージングに対しては受信性能が悪く、また、従来の復調
装置に使用される適応等化手段では、マルチパスフェー
ジングに対しては受信性能は良いが、遅延波のない高速
フェージングに対しては、遅延検波手段と比較すると受
信性能が悪いという問題があった。
復調装置に使用される遅延検波手段ではマルチパスフェ
ージングに対しては受信性能が悪く、また、従来の復調
装置に使用される適応等化手段では、マルチパスフェー
ジングに対しては受信性能は良いが、遅延波のない高速
フェージングに対しては、遅延検波手段と比較すると受
信性能が悪いという問題があった。
【０００６】本発明は、前記従来技術の問題を解決する
ものであり、自動周波数制御機能を有し、高速フェージ
ングに対して追従性があり、マルチパスフェージングに
対しても動作が良好で、信号の明瞭度を向上できる適応
等化器を提供することを目的とする。
ものであり、自動周波数制御機能を有し、高速フェージ
ングに対して追従性があり、マルチパスフェージングに
対しても動作が良好で、信号の明瞭度を向上できる適応
等化器を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に、本発明は、受信信号を遅延検波する遅延検波手段
と、該遅延検波手段からの信号を復調する適応等化手段
とを備え、自動周波数制御を行うことを特徴とする。
に、本発明は、受信信号を遅延検波する遅延検波手段
と、該遅延検波手段からの信号を復調する適応等化手段
とを備え、自動周波数制御を行うことを特徴とする。
【０００８】また、遅延検波手段と適応等化手段により
受信信号の遅延波と線形歪みによる劣化した信号特性を
補正するように構成したものである。
受信信号の遅延波と線形歪みによる劣化した信号特性を
補正するように構成したものである。
【０００９】
【作用】前記構成によれば、適応等化手段と遅延検波手
段を設けることにより、自動周波数制御機能を有し、高
速フェージングによる変動に対して追従性が高く、マル
チパスフェージングに対しても受信性能が良好となる。
段を設けることにより、自動周波数制御機能を有し、高
速フェージングによる変動に対して追従性が高く、マル
チパスフェージングに対しても受信性能が良好となる。
【００１０】
【実施例】以下、本発明の適応等化器の実施例を図面を
参照して詳細に説明する。
参照して詳細に説明する。
【００１１】図１は本発明の一実施例における適応等化
器の概略を示すブロック図で、本実施例は基地局と無線
回線で接続される携帯電話機の受信装置における復調器
を例としている。
器の概略を示すブロック図で、本実施例は基地局と無線
回線で接続される携帯電話機の受信装置における復調器
を例としている。
【００１２】図１において、11は入力信号を遅延検波す
る遅延検波装置、12は遅延検波したした信号を復調する
適応等化装置、13は無線回線を通じて基地局から送られ
た電波をベースバンド帯信号に変調した受信信号である
入力信号、14は硬判定出力信号である。
る遅延検波装置、12は遅延検波したした信号を復調する
適応等化装置、13は無線回線を通じて基地局から送られ
た電波をベースバンド帯信号に変調した受信信号である
入力信号、14は硬判定出力信号である。
【００１３】また、図２は本実施例の適応等化器の動作
を説明するための詳細図で、15は理想信号、16は伝送路
の状態を推定したトランスバーサルフィルタ、17は１シ
ンボル前の信号と現在の信号により遅延検波する遅延検
波装置、18は推定位相差、19は受信位相差、20は推定位
相差18と受信位相差19の誤差、21は誤差20の２乗を求め
る演算装置、22は誤差20の２乗からデータ系列を復調す
るＭＬＳＥ(MaximumLikelihood Sequent Estimate)等化
器、23はトランスバーサルフィルタ16の係数更新を行う
係数推定器である。
を説明するための詳細図で、15は理想信号、16は伝送路
の状態を推定したトランスバーサルフィルタ、17は１シ
ンボル前の信号と現在の信号により遅延検波する遅延検
波装置、18は推定位相差、19は受信位相差、20は推定位
相差18と受信位相差19の誤差、21は誤差20の２乗を求め
る演算装置、22は誤差20の２乗からデータ系列を復調す
るＭＬＳＥ(MaximumLikelihood Sequent Estimate)等化
器、23はトランスバーサルフィルタ16の係数更新を行う
係数推定器である。
【００１４】次に、本実施例の動作について説明する。
入力信号13は遅延検波装置11に入力され同相成分と直交
成分に分解され、適応等化装置12に入力される。適応等
化装置12では、周波数オフセット変動分とフェージング
による変動分を補正し、硬判定出力信号14を出力する。
入力信号13は遅延検波装置11に入力され同相成分と直交
成分に分解され、適応等化装置12に入力される。適応等
化装置12では、周波数オフセット変動分とフェージング
による変動分を補正し、硬判定出力信号14を出力する。
【００１５】ここで、理想信号15を伝送路の状態を推定
したトランスバーサルフィルタ16に入力すると、入力信
号13に近い信号が出力され遅延検波装置17に入力され
る。遅延検波装置17では、この入力信号13を遅延検波し
推定位相差18を得る。また、受信位相差19は入力信号13
を入力した遅延検波装置11から得られる。推定位相差18
と受信位相差19を減算した結果が誤差20となり、この誤
差20を２乗したものを演算装置21により求める。誤差20
を２乗したものがＭＬＳＥ等化器22に入力され、いちば
ん尤もらしい理想信号15が硬判定出力信号14となる。
したトランスバーサルフィルタ16に入力すると、入力信
号13に近い信号が出力され遅延検波装置17に入力され
る。遅延検波装置17では、この入力信号13を遅延検波し
推定位相差18を得る。また、受信位相差19は入力信号13
を入力した遅延検波装置11から得られる。推定位相差18
と受信位相差19を減算した結果が誤差20となり、この誤
差20を２乗したものを演算装置21により求める。誤差20
を２乗したものがＭＬＳＥ等化器22に入力され、いちば
ん尤もらしい理想信号15が硬判定出力信号14となる。
【００１６】次に、トランスバーサルフィルタ16の係数
更新を行う係数推定器23について説明する。図３は本実
施例の適応等化器のＬＭＳ(least mean square)アルゴ
リズムの説明図で、24は入力信号(Ｘi)、25は遅延検波
装置、26は基地局から送られた送信信号である理想信号
(Ｒi)、27はトランスバーサルフィルタ16の状態ベクト
ルである伝送路推定状態ベクトル(Ｗi)、28は伝送路の
状態をあらわす伝送路状態ベクトル(Ｈi)、29は遅延検
波装置、30は誤差(αi)である。
更新を行う係数推定器23について説明する。図３は本実
施例の適応等化器のＬＭＳ(least mean square)アルゴ
リズムの説明図で、24は入力信号(Ｘi)、25は遅延検波
装置、26は基地局から送られた送信信号である理想信号
(Ｒi)、27はトランスバーサルフィルタ16の状態ベクト
ルである伝送路推定状態ベクトル(Ｗi)、28は伝送路の
状態をあらわす伝送路状態ベクトル(Ｈi)、29は遅延検
波装置、30は誤差(αi)である。
【００１７】入力信号24(Ｘi)を遅延検波装置25で遅延
検波を行うと、遅延検波後の信号は、時刻ｉの入力信号
24(Ｘi)と１シンボル前の入力信号24(Ｘi-1)を用いて、
(数１)のように表される。
検波を行うと、遅延検波後の信号は、時刻ｉの入力信号
24(Ｘi)と１シンボル前の入力信号24(Ｘi-1)を用いて、
(数１)のように表される。
【００１８】
【数１】
【００１９】ここで、伝送路推定状態ベクトル27(Ｗi)
＝伝送路状態ベクトル28(Ｈi)であるなら誤差30(αi)は
０となり、基地局から送信されたデータ系列である理想
信号26(Ｒi)が推定できる。しかし、伝送路状態ベクト
ル28(Ｈi)は未知の状態ベクトルであるので、誤差30(α
i)の信号をもとにトランスバーサルフィルタの伝送路推
定状態ベクトル27(Ｗi)をＬＭＳアルゴリズムを用いて
推定する。
＝伝送路状態ベクトル28(Ｈi)であるなら誤差30(αi)は
０となり、基地局から送信されたデータ系列である理想
信号26(Ｒi)が推定できる。しかし、伝送路状態ベクト
ル28(Ｈi)は未知の状態ベクトルであるので、誤差30(α
i)の信号をもとにトランスバーサルフィルタの伝送路推
定状態ベクトル27(Ｗi)をＬＭＳアルゴリズムを用いて
推定する。
【００２０】遅延検波を式で表すと(数１)で表されるの
で、誤差30(αi)の信号は(数２)で表される。
で、誤差30(αi)の信号は(数２)で表される。
【００２１】
【数２】
【００２２】αi 2を伝送路推定状態ベクトル27(Ｗi)で
偏微分すると伝送路推定状態ベクトル27(Ｗi)により最
も急速にαi 2を変化させる方向が得られる。
偏微分すると伝送路推定状態ベクトル27(Ｗi)により最
も急速にαi 2を変化させる方向が得られる。
【００２３】
【数３】
【００２４】したがって、更新する伝送路推定状態ベク
トル27(Ｗi)は、
トル27(Ｗi)は、
【００２５】
【数４】
【００２６】となる。ここで、定数Ｃは、時刻ｉにおい
て、Ｗi+1が得られているとαi＝０となるように定めれ
ばよいので、(数５)のように求まる。
て、Ｗi+1が得られているとαi＝０となるように定めれ
ばよいので、(数５)のように求まる。
【００２７】
【数５】
【００２８】したがって、更新するＷi+1は(数６)のよ
うに変形される。
うに変形される。
【００２９】
【数６】
【００３０】
【外１】
【００３１】次に、周波数オフセットが存在した場合に
ついて説明する。周波数オフセットが存在すると(数２)
は(数７)のように変形され、
ついて説明する。周波数オフセットが存在すると(数２)
は(数７)のように変形され、
【００３２】
【数７】
【００３３】(数７)のαi 2をＷiで偏微分すると更新す
るＷi+1は、
るＷi+1は、
【００３４】
【数８】
【００３５】となり、周波数オフセットはトランスバー
サルフィルタの伝送路推定状態ベクトル27の更新に関与
しない。
サルフィルタの伝送路推定状態ベクトル27の更新に関与
しない。
【００３６】なお、本実施例では、トランスバーサルフ
ィルタの係数更新アルゴリズムにＬＭＳアルゴリズムを
用いているが、他の係数更新アルゴリズムであってもよ
い。また、適応等化手段にＭＬＳＥ等化器を用いている
が、他の適応等化手段であってもよい。
ィルタの係数更新アルゴリズムにＬＭＳアルゴリズムを
用いているが、他の係数更新アルゴリズムであってもよ
い。また、適応等化手段にＭＬＳＥ等化器を用いている
が、他の適応等化手段であってもよい。
【００３７】
【発明の効果】以上説明したように、本発明の適応等化
器は、遅延検波手段を用いたアルゴリズムを用いること
により、周波数オフセットを適応的に補償するという効
果を有する。また、適応等化手段と遅延検波手段を用い
ることにより、レイリーフェージングによる１シンボル
あたりの位相変化量を推定することが可能となり、トラ
ンスバーサルフィルタの伝送路推定状態ベクトルを容易
に更新し、フェージングによる劣化した信号特性を補正
し、音声やデータ通信における明瞭度を向上させること
ができるという効果を奏する。
器は、遅延検波手段を用いたアルゴリズムを用いること
により、周波数オフセットを適応的に補償するという効
果を有する。また、適応等化手段と遅延検波手段を用い
ることにより、レイリーフェージングによる１シンボル
あたりの位相変化量を推定することが可能となり、トラ
ンスバーサルフィルタの伝送路推定状態ベクトルを容易
に更新し、フェージングによる劣化した信号特性を補正
し、音声やデータ通信における明瞭度を向上させること
ができるという効果を奏する。
【図１】本発明の実施例における適応等化器の概略を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図２】本実施例における適応等化器を示す詳細図であ
る。
る。
【図３】適応等化器のＬＭＳアルゴリズムの説明図であ
る。
る。
【図４】従来の自動周波数制御装置を有する復調器を示
すブロック図である。
すブロック図である。
１…自動周波数制御装置、 ２…復調装置、 ３，13，
24…入力信号、 ４，14…硬判定出力信号、 11，17，
25，29…遅延検波装置、 12…適応等化装置、15，26…
理想信号、 16…トランスバーサルフィルタ、 18…推
定位相差、 19…受信位相差、 20，30…誤差、 21…
演算装置、 22…ＭＬＳＥ等化器、 23…係数推定器、
27…伝送路推定状態ベクトル、 28…伝送路状態ベク
トル。
24…入力信号、 ４，14…硬判定出力信号、 11，17，
25，29…遅延検波装置、 12…適応等化装置、15，26…
理想信号、 16…トランスバーサルフィルタ、 18…推
定位相差、 19…受信位相差、 20，30…誤差、 21…
演算装置、 22…ＭＬＳＥ等化器、 23…係数推定器、
27…伝送路推定状態ベクトル、 28…伝送路状態ベク
トル。
Claims (2)
- 【請求項１】 受信信号を遅延検波する遅延検波手段
と、該遅延検波手段からの信号を復調する適応等化手段
とを備え、自動周波数制御を行うことを特徴とする適応
等化器。 - 【請求項２】 遅延検波手段と適応等化手段とにより受
信信号の遅延波と線形歪みによる劣化した信号特性を補
正することを特徴とする請求項１記載の適応等化器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6134625A JPH088786A (ja) | 1994-06-16 | 1994-06-16 | 適応等化器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6134625A JPH088786A (ja) | 1994-06-16 | 1994-06-16 | 適応等化器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH088786A true JPH088786A (ja) | 1996-01-12 |
Family
ID=15132756
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6134625A Pending JPH088786A (ja) | 1994-06-16 | 1994-06-16 | 適応等化器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH088786A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6404827B1 (en) | 1998-05-22 | 2002-06-11 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Method and apparatus for linear predicting |
| KR100462471B1 (ko) * | 2002-09-05 | 2004-12-17 | 한국전자통신연구원 | 디지털 신호의 위상오차 보상장치 및 방법 |
| KR100585965B1 (ko) * | 2003-12-27 | 2006-06-01 | 한국전자통신연구원 | 수신기 위상 보정장치 및 그 방법 |
-
1994
- 1994-06-16 JP JP6134625A patent/JPH088786A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6404827B1 (en) | 1998-05-22 | 2002-06-11 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Method and apparatus for linear predicting |
| KR100462471B1 (ko) * | 2002-09-05 | 2004-12-17 | 한국전자통신연구원 | 디지털 신호의 위상오차 보상장치 및 방법 |
| KR100585965B1 (ko) * | 2003-12-27 | 2006-06-01 | 한국전자통신연구원 | 수신기 위상 보정장치 및 그 방법 |
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