JPH089187A - 水平クロス歪補正回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 充放電コンデンサの容量を大きくすることな
く、少ない電力で、確実なクランプ作用が得られる水平
クロス歪補正回路を提供する。 【構成】 画面が右シフトの傾向のある部分では充電電
流Ｉchが、左シフト傾向のある部分では放電電流Ｉdsが
流れるので、パラボラ波の各先端の時点で必ずコンデン
サ１３の一端がクランプダイオード１４もしくはクラン
プトランジスタ１５によって接地されていることにな
る。これにより、各水平帰線時間毎に必ず常にクランプ
作用が生じ、クランプダイオード１４の両端のパラボラ
電圧Ｖs2は、正の方向に浮き上がってしまうことはな
く、その結果、水平偏向コイル電流Ｉｙが安定し、画像
の水平クロス歪が抑えられる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、テレビジョン受像機等
における水平偏向の際に、画面の明るさに影響されて生
じる偏向歪（水平クロス歪）を軽減する水平クロス歪補
正回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、受像管を偏向する際に、画面の一
部の輝度が高い場合、その直後の水平偏向作用が影響を
受けて、歪みを生じる現象が見られた。例えば、図６に
示すように、格子縞信号を受像した場合、白の横線の直
ぐ下側では画像水平振幅が影響を受け、本来直線である
べき白縦線が左右に振動してしまうことがある。この現
象は、特に比較的水平偏向パワーが小さくて済む小型受
像管で、輝度を上げるため、高圧負荷電流を多く流すよ
うな場合に顕著であり、画像の品位を下げている場合が
多かった。

【０００３】図７は上記のいわゆる水平クロス歪を軽減
するための対策を講じた、従来の水平クロス歪補正回路
を示したものである。先ず、ここで１は図示しない前段
からのドライブ波形Ｖ１に応じて、ダンパーダイオード
２と共にスイッチング動作を行う水平出力トランジスタ
である。また、３は帰線共振コンデンサ、４は水平偏向
コイル、５はＳ字補正コンデンサ、６はフライバックト
ランス、７は高圧整流ダイオードである。

【０００４】このようにして、フライバックトランス６
の１次巻線６ａの一端に直流電源電圧Ｅｂを加えると、
この回路は周知の原理により水平偏向コイル４にノコギ
リ波電流Ｉｙを流し、受像管の電子ビームを水平方向に
偏向する。また、同時に水平出力トランジスタ１のコレ
クタには正弦半波のパルスＶｃが発生し、これがフライ
バックトランス６の２次巻線６ｂに昇圧された後、高圧
整流ダイオード７で整流されて直流高圧ＨＶとなる。こ
の高圧ＨＶは図示されない受像管の陽極に導かれ、画像
の輝度に応じた高圧電流Ｉhvが流れる。

【０００５】以上説明した符号１から７までは標準的な
水平偏向、高圧出力回路であるが、これだけでは先に図
６で示したようなクロス歪が生じやすい。そこで、その
対策として、クランプ回路８を追加することがある。こ
のクランプ回路８の中で、９は充放電コンデンサ、１０
はクランプダイオード、１１は放電抵抗である。

【０００６】前述したように、受像管が格子縞信号のよ
うな画像を映出して、その白部分で急激に高圧電流Ｉhv
が増加したとする。すると、帰線期間中にその分のエネ
ルギーを１次側の共振回路から補うため、次の走査期間
での偏向コイル電流Ｉｙの平均レベルが移動し、画像は
右側にずれてしまう。この時、Ｓ字補正コンデンサ５の
両端のパラボラ波電圧Ｖｓも結果として動く。

【０００７】したがって、逆にこのパラボラ波電圧Ｖｓ
を安定化すれば、偏向コイル電流Ｉｙの変動は抑えられ
る。例えば、画像が白ピークの後では偏向コイル電流Ｉ
ｙが図７中の矢印で示す方向にシフトする結果、Ｓ字補
正コンデンサ５の両端に発生するパラボラ波電圧Ｖｓの
平均値が下がろうとする。その時、ダイオード１０とコ
ンデンサ９を通して充電電流Ｉchを流し、Ｓ字補正コン
デンサ５の減少しようとする電荷を補充してやれば、以
降の電圧の変動は抑制される。充放電コンデンサ９が完
全に充電されると、次のサイクル以降この電流Ｉchが流
れなくなるので、走査期間中に放電抵抗１１を通してこ
の充放電コンデンサ９に蓄積された電荷を放電してお
く。

【０００８】この様にすると、ダイオード１０の両端の
パラボラ波電圧Ｖs1は、図８に示すように、パラボラ波
の先端、即ち水平帰線時間に相当する部分で０Ｖにクラ
ンプされ、ほとんどその平均レベルが変動することはな
い。すると、Ｓ字補正コンデンサ５の両端のパラボラ波
電圧Ｖｓのレベルも、このＶs1と電源電圧Ｅｂの差だけ
保って動かないことになり、ひいては偏向コイル電流Ｉ
ｙが安定化されて画像の歪が抑えられる。なお、このク
ランプダイオードの極性はこの図の通りでなくとも良
く、逆にしてもパラボラ波の上部がクランプされるので
同様に画像は安定化される。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】ところが、図６から分
かるように、この高圧負荷電流の影響による画像の水平
方向へのシフト現象は振動的であり、一旦右にシフトし
た後は逆に正常位置より左側に動く。この左シフト時の
パラボラ電圧Ｖｓの平均レベルは上昇しようとする方向
である。

【００１０】このことを図９（Ａ）に示すような、時刻
Ｔ０からＴ１までの一水平期間だけ白信号が続き、以降
は黒になる映像信号Ｖｋと対応して考えてみる。する
と、図９（Ｂ）に示すように、白信号の直後、時刻Ｔ
２，Ｔ３では充放電コンデンサ９を充電する方向でのク
ランプ電流Ｉchが大きく流れ、確実なクランプ作用が行
われている。即ち、このときのクランプダイオード１０
のパラボラ電圧Ｖs1を見てみると、図９（Ｃ）のように
なり、少なくとも時刻Ｔ５の辺りまでは、パラボラ波電
圧Ｖs1の先端は０Ｖに固定されている。

【００１１】ところが、時刻Ｔ６からＴ８まで、図６の
縦線が左方向にずれている部分では、パラボラ波電圧Ｖ
s1の波形全体が正方向に浮いてしまうので、ダイオード
１０の極性から考えて電流が流れず、クランプ作用が働
かない。従って、このときのパラボラ波電圧Ｖｓの平均
レベルも変動し、歪補正の効果はほとんど無い。

【００１２】これを改善するには放電抵抗１１の値を小
さくして、各水平周期ごとに十分充放電コンデンサ９の
電荷を放電させれば良い。しかし、このように改善しよ
うとすると、放電抵抗１１における電力消費が多くな
り、回路全体の効率が悪くなること、またクランプダイ
オード１０に流れる電流のピーク値が大きくなり、ダイ
オードとしては大型で高価なものが必要であることな
ど、あまり得策とは言えない。

【００１３】また、コンデンサ９の容量値を大きくすれ
ば、Ｓ字補正コンデンサ５の電圧を修正するための充電
電流が大きく取れるので、歪補正の効果は大きくなる。
しかし、応答の時定数も長くなるため、図６の縦線左右
の振動の周期が長くなり、かえって見苦しくなる場合が
あり、この容量値による改善も限度がある。

【００１４】

【課題を解決するための手段】本発明は、上述した従来
の技術の課題を解決するため、受像管の水平偏向を行う
ための水平偏向周期のノコギリ波電流を流す水平偏向コ
イルとＳ字補正コンデンサとの直列回路と、前記Ｓ字補
正コンデンサに並列に接続された、充放電コンデンサと
クランプダイオードとの直列回路と、前記クランプダイ
オードと並列に接続され、水平帰線期間の一部で導通す
るように制御された電子スイッチとからなる水平クロス
歪補正回路であって、前記クランプダイオードは水平帰
線期間中の一部で導通させる極性とし、前記電子スイッ
チは、導通した時に流れる電流が前記クランプダイオー
ドと逆方向に流れるようにしたことを特徴とする水平ク
ロス歪補正回路を提供するものである。

【００１５】

【実施例】以下、本発明の水平クロス歪補正回路につい
て、添付図面を参照して説明する。図１は本発明の水平
クロス歪補正回路の一実施例を示す回路図、図２〜図４
は図１に示す回路の動作を説明するための波形図、図５
は本発明の水平クロス歪補正回路の他の実施例を示す回
路図である。なお、図１及び図５において、先の図７と
同一部分には同一符号を付し、その詳細な説明は省略す
る。即ち、符号１から７までの部分は、水平偏向出力回
路及び高圧出力回路として動作する。

【００１６】図１において、１２は本発明による歪補正
のためのクランプ回路である。ここで、１３は充放電コ
ンデンサ、１４はクランプダイオード、１５はクランプ
トランジスタ、１６と１７はそのベース抵抗、１８は微
分コンデンサ、６ｃはフライバックトランス６の３次巻
線である。ここでも、やはり図７と同じく、水平偏向コ
イル４にはノコギリ波状電流Ｉｙが流れ、水平出力トラ
ンジスタ１のコレクタにはパルスＶｃが発生する。そし
て、その結果、高圧整流ダイオード７のカソードには高
圧ＨＶが発生し、またＳ字補正コンデンサ５の両端には
パラボラ波電圧Ｖｓが発生する。

【００１７】このパラボラ波電圧Ｖｓは、本発明による
クランプ回路１２で、その先端が０Ｖにクランプされ
る。このクランプ回路１２中ではパラボラ波の先端部
分、即ち水平帰線期間の中央部付近においてダイオード
１４が導通し、充放電コンデンサ１３を通してＳ字補正
コンデンサ５に充電電流Ｉchを流し込む。

【００１８】一方、フライバックトランス６には新たに
３次巻線６ｃが設けられ、そこで得られたパルスＶ２が
微分コンデンサ１８を経て、クランプトランジスタ１５
のベースに加えられる。すると、そのコレクタ・エミッ
タ間が主として帰線期間の前半部の一部で導通し、Ｓ字
補正コンデンサ５から充放電コンデンサ１３を通して、
放電電流Ｉdsを流し出す。なお、この３次巻線６ｃから
得られるパルスＶ２は、受像機内の他の回路に供給する
パルスと共通に使用することが可能である。

【００１９】この図１における各部の波形を先の図９と
同様に示したのが図２である。ここでは前と同じく、図
２（Ａ）に示すような映像信号Ｖｋが受像管に加わっ
て、時刻Ｔ０からＴ１まで白の横線が出て、その後しば
らく次の白横線信号までの間、黒が続くものとする。こ
の時、クランプダイオード１４は、パラボラ波電圧Ｖｓ
の先端部、即ち水平帰線時間の中央付近で導通し、それ
によって、Ｓ字補正コンデンサ５及び充放電コンデンサ
１３を充電する充電電流Ｉchは、図２（Ｂ）に示すよう
に各水平周期毎に流れる。各サイクルごとの電流量は図
９の場合と同じ原理で、白信号の直後数サイクルは大き
く、その後逆に一旦減少し、振動しながら定常値に近付
いていく。

【００２０】また、クランプトランジスタ１５に流れる
コンデンサ５及び１３の放電電流Ｉdsは、図２（Ｃ）に
示すように、Ｉchとは逆方向に流れる。そして、これは
白信号の直後、Ｔ２，Ｔ３付近では電流量が少ないが、
本来画像が左側にずれる傾向のあるＴ５からＴ７付近で
は大きくなり、以後若干振動しながら定常値となる。

【００２１】従って、画面が右シフトの傾向のある部分
では電流Ｉchが、左シフト傾向のある部分では電流Ｉds
が流れるので、パラボラ波の各先端の時点で必ずコンデ
ンサ１３の一端がダイオードもしくはトランジスタによ
って接地されていることになる。これにより、各水平帰
線時間毎に必ず常にクランプ作用が生じ、クランプダイ
オード１４の両端のパラボラ電圧Ｖs2は、図２（Ｄ）の
様になり、従来の図９（Ｃ）の様に、この波形が正の方
向に浮き上がってしまうことはなく、その結果、水平偏
向コイル電流Ｉｙが安定し、画像のクロス歪が抑えられ
る。

【００２２】なお、ここでは、放電電流Ｉdsを流す素子
として、バイポーラトランジスタを用いた例を示した
が、これは電子スイッチとして動作するものならば他で
も良く、例えば、ＦＥＴ等も使用可能である。

【００２３】図３はこの充電電流Ｉch及び放電電流Ｉds
が白信号からある程度の時間が経過して、ほぼ定常値に
達した時の様子を、図２より時間軸を拡大して表したも
のである。即ち、図３（Ａ）はフライバックトランス６
の３次巻線６ｃに現れるパルスＶ２を示す。このパルス
Ｖ２を微分コンデンサ１８と抵抗１６とで微分すると、
図３（Ｂ）の破線ｄＶ２に示すような形になる。但し、
実際にトランジスタ１５のベースに加わる電圧波形Ｖｂ
は、同図の実線のように、トランジスタのベース・エミ
ッタ間のオン電圧である約０．７Ｖを越えるとスライス
され、この平坦部分でそのコレクタ・エミッタ間が導通
する。

【００２４】ダイオード１４に流れる充電電流Ｉchは、
パラボラ波電圧Ｖｓの先端部分で流れるから、図３
（Ｃ）に示すように、丁度帰線時間ｔｒの中央部を中心
にして流れる。これに対して放電電流Ｉdsの方は、先に
説明したように、トランジスタ１５が帰線時間ｔｒの前
半で導通するので、図３（Ｄ）の様に充電電流Ｉchより
前の部分で流れる。

【００２５】この時、図３（Ｃ）と図３（Ｄ）の電流Ｉ
chとＩdsのパルス部分の面積、言い換えれば充電と放電
の電荷量は定常状態でほぼ等しい。この充放電に際して
は電流経路の抵抗分はほとんど無視できるほど小さいの
で、従来例の図７に示す回路のように放電抵抗で電力損
を生じるようなことはない。そして、先の説明から明ら
かなように、白横線の直後では数サイクルの間、一旦充
電電流Ｉchが減少、放電電流Ｉdsが増加、以降この動き
は定常値に収斂していく。この場合、充電電流Ｉchか、
放電電流Ｉdsのどちらかが各帰線時間中に流れてクラン
プ作用が保たれる。

【００２６】図１において、トランジスタ１５は主とし
て帰線時間ｔｒの前半で導通すると説明した。しかし、
微分コンデンサ１８による微分をやめてパルスＶ２の波
形をそのままトランジスタ１５のベースに加えても構わ
ない。すると、トランジスタ１５のコレクタ・エミッタ
間は、ほぼ帰線時間ｔｒの全域に渡って導通状態にな
る。

【００２７】図４（Ａ）はこのときの放電電流Ｉdsを示
すが、まず帰線時間の最初のうちはコレクタに加わるパ
ラボラ波電圧Ｖs2が正なので、コレクタ電流としてＩds
が流れる。次いで、パラボラ波電圧Ｖs2の先端部でダイ
オード１４が導通して図４（Ｂ）の様に、充電電流Ｉch
が流れると、放電電流Ｉdsは一旦消滅する。そして、Ｉ
chがなくなると、再度Ｉdsが流れ出し、帰線時間ｔｒの
間続く。

【００２８】この放電電流Ｉdsの電流値は、偏向コイル
電流Ｉｙとこの放電経路のインピーダンスによって定ま
るが、その総電荷量、即ち図４（Ａ）のパルス部分面積
の和は、図４（Ｂ）の充電電流Ｉchのパルス部分の面積
に等しい。従って、図３の場合に比べて、図４の充電電
流Ｉchは、約倍の電流量になってしまう。

【００２９】これはクランプ作用が確実になる反面、ダ
イオード１４に流れる電流のピーク値が大きくなってし
まい、ここに電流定格の大きい物を使わなくてはならな
いという欠点を持つ。画像歪の防止の点からすれば、電
流ＩchにしろＩdsにしろ、歪の顕著な過渡振動時にも電
流値がゼロにならなければ良いので、ここはパルスＶ２
を微分して加えることにより、図３（Ｄ）に示す様な放
電電流Ｉdsの形にしたほうが有利である。

【００３０】次に、図５を用いて、本発明の他の実施例
について説明する。ここに示した水平出力高圧発生回路
は、ダイオードモジュレータとして知られているもので
ある。図５において、ダンパーダイオードは１９と２０
で構成され、第１のダンパーダイオード１９には帰線共
振コンデンサ２１と分圧用コンデンサ２２の直列回路
が、また、第２のダンパーダイオード２０には別の共振
コンデンサ２３が各々並列に接続されている。また、偏
向コイル４とＳ字補正コンデンサ５の直列回路の一端
は、これまでの接地と異なり、前記２つのダンパーダイ
オード１９，２０の接続点であるＡ点に接続されてい
る。

【００３１】もし、図５において、クランプ回路１２が
なく、共振コンデンサの一部である分圧用コンデンサ２
２を短絡したとすると、これは通常のダイオードモジュ
レータ回路となる。このダイオードモジュレータ回路
は、高圧負荷Ｉhvの状態に応じて、偏向コイル電流Ｉｙ
が変化し、画像の輝度が大きく変化しても、見掛上の画
像振幅が変化しないという特徴がある。また、図のＡ点
から引き出す電流Ｉｗの量によって、偏向コイル４の電
流Ｉｙの振幅が変えられるので、これにより水平振幅調
整を行ったり、あるいはこの電流Ｉｗを垂直周期のパラ
ボラ波で変調して、画像の糸巻き歪補正を行ったりする
ことができる。

【００３２】この回路も図１と同じく、Ｓ字補正コンデ
ンサ５の両端に生じるパラボラ波電圧Ｖｓを、クランプ
回路１２でクランプする。このクランプ回路１２の構成
及び動作は図１の場合と全く同様であるので、各回路要
素１３から１８までは図１の相当する部分と同一の符号
を付し、特に動作の説明は行わない。図５のように、ダ
イオードモジュレータ回路にクランプ回路１２を適用す
るに当たり、若干問題となるのは、Ｓ字補正コンデンサ
５の一端が接地ではなく、２つのダンパーダイオード１
９，２０の接続点であるＡ点に接続されていることであ
る。このＡ点は水平周期の小パルスＶ３が発生してお
り、さらに前述したように糸巻き歪補正を行うと、この
小パルスＶ３は垂直周期のパラボラ波で変調されてしま
う。

【００３３】このＡ点には、クランプトランジスタ１５
のエミッタも接続されるため、このベース・エミッタ間
に水平帰線パルスＶ２を微分して加えるのは難しい。少
なくとも図１のように、一端を接地した３次巻線６ｃか
ら得られるパルスＶ２を他の回路と共用しながら使うわ
けにはいかない。フライバックトランス６からのパルス
でこの微分波形を作るためには、一端をＡ点につないだ
専用の巻線が必要になる。

【００３４】そこで、図５では第１のダンパーダイオー
ド１９の両端に発生するパルスＶc1を共振コンデンサ２
１と２２で分圧してパルスＶ４を得て、これをコンデン
サ１８で微分するようにしている。このパルスＶc1はパ
ルスＶ３側と異なり、高圧負荷Ｉhv等の変化に比較的影
響されない正弦波であり、これを分圧したパルスＶ４も
高調波分の少ない綺麗な波形で、トランジスタ１５のク
ランプ動作が確実に行われる。また、パルスＶ４はＡ点
を基準にして発生するので、無理なくトランジスタ１５
のベース・エミッタ間にその微分波形を印加できる。

【００３５】この結果、ダイオードモジュレータを使用
した図５においても、トランジスタ１５とダイオード１
４によって、Ｓ字補正コンデンサ５の両端に発生するパ
ラボラ電圧Ｖｓが確実にクランプされ、図６に示すよう
な水平クロス歪が改善される。

【００３６】

【発明の効果】以上詳細に説明したように、本発明の水
平クロス歪補正回路は、充放電コンデンサの容量を大き
くすることなく、少ない電力で、確実なクランプ作用が
得られるため、効果的に水平クロス歪の補正が行える。
また、ダイオードモジュレータ回路への適用も容易であ
るという実用上極めて優れた効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の水平クロス歪補正回路の一実施例を示
す回路図である。

【図２】図１に示す回路の動作を説明するための波形図
である。

【図３】図１に示す回路の動作を説明するための波形図
である。

【図４】図１に示す回路の動作を説明するための波形図
である。

【図５】本発明の水平クロス歪補正回路の他の実施例を
示す回路図である。

【図６】水平クロス歪を示す図である。

【図７】従来の水平クロス歪補正回路の一例を示す回路
図である。

【図８】図７に示す回路の動作を説明するための波形図
である。

【図９】図７に示す回路の動作を説明するための波形図
である。

【符号の説明】

１ 水平出力トランジスタ ２ ダンパーダイオード ３ 帰線共振コンデンサ ４ 水平偏向コイル ５ Ｓ字補正コンデンサ ６ フライバックトランス ７ 高圧整流ダイオード １２ クランプ回路 １３ 充放電コンデンサ １４ クランプダイオード １５ クランプトランジスタ １８ 微分コンデンサ １９，２０ ダンパーダイオード ２１，２３ 帰線共振コンデンサ ２２ 分圧用コンデンサ Ｉｙ 水平偏向電流（ノコギリ波電流） Ｉch 充電電流 Ｉds 放電電流

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】受像管の水平偏向を行うための水平偏向周
   期のノコギリ波電流を流す水平偏向コイルとＳ字補正コ
   ンデンサとの直列回路と、 前記Ｓ字補正コンデンサに並列に接続された、充放電コ
   ンデンサとクランプダイオードとの直列回路と、 前記クランプダイオードと並列に接続され、水平帰線期
   間の一部で導通するように制御された電子スイッチとか
   らなる水平クロス歪補正回路であって、 前記クランプダイオードは水平帰線期間中の一部で導通
   させる極性とし、前記電子スイッチは、導通した時に流
   れる電流が前記クランプダイオードと逆方向に流れるよ
   うにしたことを特徴とする水平クロス歪補正回路。
2. 【請求項２】前記電子スイッチを導通するように制御さ
   せるために、前記水平偏向コイルに生じる水平帰線パル
   スを変圧、微分して得たパルスを使用したことを特徴と
   する請求項１記載の水平クロス歪補正回路。