JPH0898548A - 中性点クランプ型インバータを用いた電力変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【構成】 中性点クランプ型インバータ１００は、直流
入力側の正極点（＋）と負極点（−）との間に３レベル
若しくは３レベルより多いレベルに対応した数の中性点
（Ｎ）を有している。リンク部１０１は、中性点クラン
プ型インバータ１００の直流入力側の正極点（＋）と負
極点（−）とその間に設けられる中性点（Ｎ）の数に対
応して並列にそれぞれコンデンサ１０２が接続してあ
る。直流電源装置１０３は、リンク部１０１のそれぞれ
のコンデンサ１０２に個別に接続され、それぞれのコン
デンサの電圧を所定の電圧に保つように可逆して直流電
力を供給可能とするものである。 【効果】 中性点電圧の変動を抑制し素子の電圧余裕度
が小さくても使用できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、中性点クランプ型イン
バータを用いた電力変換装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】より歪みの少ない出力波形が得られ、そ
の上３つ以上というの電圧レベルを出力可能とするもの
として電圧型インバータを応用した中性点クランプ型イ
ンバータが考案され、今、注目を集めている。

【０００３】図１５に、中性点クランプ型インバータの
代表的な３レベルのものを用いて三相平衡負荷を駆動す
る場合の典型的な例を示す。

【０００４】図において、実効値および周波数が一定で
ある交流電源１がコンバータトランス２を介して交流を
直流へ変換するコンバータ３の交流側へ接続されてい
る。

【０００５】コンバータ３は、自己消弧能力を有するス
イッチング素子による三相ブリッジ回路により電圧型イ
ンバータ用としており、スイッチング素子にはダイオー
ドが逆並列に接続されている。

【０００６】コンバータ３の直流側は、同一のキャバシ
タンスＣ１＝Ｃ２を有するコンデンサ４ａとコンデンサ
４ｂを介して直流を交流へ変換する中性点クランプ型イ
ンバータ５の直流側の正極点「以下（＋）と称する」と
負極点「以下（−）と称する」に接続されている。

【０００７】中性点クランプ型インバータ５は、三相の
各アームに２段のスイッチング素子が配置され、このス
イッチング素子に逆並列にダイオードが接続されてお
り、スイッチング素子の接続点とコンデンサ４ａ，４ｂ
の接続点（Ｎ）とが接続されている。

【０００８】さらに、中性点クランプ型インバータ５の
出力側が三相平衡負荷６に接続されている。三相平衡負
荷６には、電流検出器７が配置され、コンバータ３の直
流出力側の（＋）と（−）間には電圧検出器９が配置さ
れ、コンバータトランス２の出力側に電流検出器１０が
配置され、それぞれ制御装置８へ接続されている。

【０００９】制御装置８では、図１６に示すように、コ
ンデンサ４ａとコンデンサ４ｂとの両端電圧が電圧検出
器９により検出され、リンク部４の電圧Ｖｄとしてコン
バータ制御手段８Ｂの加減算器８ｆへ入力される。そし
て、電圧設定器８ｅの出力である電圧指令Ｖｄ’とリン
ク部４の電圧Ｖｄとが加減算器８ｆにより偏差が演算さ
れ、この偏差が零となるように電圧制御器８ｇにより電
流指令ｉｃ’が作成される。

【００１０】続いて、電流指令ｉｃ’とコンバータ３の
入力電流ｉｃが加減算器８ｈで偏差が演算され、この偏
差が零となるように電流制御器８ｉにより電圧指令Ｖ
ｃ’が作成される。

【００１１】この電圧指令Ｖｃ’は、ＰＷＭ制御器８ｊ
によりパルス幅が時間的に変調されたＰＷＭパターン信
号に変換される。これによって、コンバータ３のスイッ
チング素子がＰＷＭパターン信号により点弧／消弧さ
れ、コンバータ３の入力電圧が調整され、コンバータ３
の入力電流ｉｃが電流指令ｉｃとなるように制御される
ことにより、リンク部４の電圧Ｖｄが電圧指令Ｖｄ’と
なるように制御される。

【００１２】従って、コンバータ３は、リンク部４の電
圧Ｖｄを常に一定にさせるべくコンデンサ４ａ，４ｂを
充電／放電させるような両極性の直流電流を供給する直
流電源として作用することになる。なお、ＰＷＭ制御器
８ｊが出力するＰＷＭパターン信号は、後述する中性点
クランプ型インバータ５を制御するＰＷＭパターン信号
と同様に作成される。

【００１３】中性点クランプ型インバータ５は自己消弧
能力を有するスイッチング素子より構成される電圧型イ
ンバータである。

【００１４】この中性点クランプ型インバータを用いた
電力変換器では、コンバータ３および中性点クランプ型
インバータ５のスイッチングに起因する直流リンク電圧
の急峻な変動が、コンデンサ４ａ，４ｂにより抑制され
る。また、コンバータ３のスイッチングに起因する直流
リンク電流の急峻な変動がコンバータトランス２の洩れ
リアクタンスＬｘにより抑制される。従って、中性点ク
ランプ型インバータ５は、直流リンク電圧Ｖｄ「（＋）
−（−）間電圧」が常に一定になるように両極性の直流
電流を供給する直流電源に接続されているという条件の
下で動作する。

【００１５】一方、インバータ制御手段８Ａにおいて、
中性点クランプ型インバータ５の出力電流ｉＩは電流検
出器７によって検出され、制御装置８の加減算器８ｂへ
入力される。電流設定器８ａの出力である電流指令ｉ
Ｉ’と出力電流ｉＩは加減算器８ｂにより偏差が演算さ
れ、この偏差が零となるように電流制御器８ｃで電圧指
令ｖＩ’が作成される。

【００１６】電圧指令ｖＩ’は、ＰＷＭ制御器８ｄでパ
ルス幅が時間的に変調されたＰＷＭパターン信号に変換
される。これによって、中性点クランプ型インバータ５
のスイッチング素子が点弧／消弧され出力電流が調整さ
れ、出力電流ｉＩが電流指令ｉＩ’となるように制御さ
れる。

【００１７】ここで、中性点クランプ型インバータ５の
動作原理を簡単に一相分のみについて説明する。

【００１８】図１７の上段（ａ）は、ＰＷＭ制御器８ｄ
におけるキャリヤＣと電圧指令ｖＩ’との関係を示し、
電圧指令ｖＩ’が正のとき正側のキャリヤＣと比較さ
れ、電圧指令ｖＩ’がキャリヤＣより大きいか同じとき
図１７の中段（ｂ）のように正側の対応する幅の電圧信
号＋Ｖｄ１を出力するようにスイッチング素子を点弧／
消弧させる。

【００１９】また、電圧指令ｖＩ’が負側のとき負側の
キャリヤＣとして小さいときか同じとき、図１７の中段
（ｂ）のように負側の電圧信号Ｖｄ２を出力するように
スイッチング素子を点弧／消弧させる。

【００２０】すなわち、図１５のある１つのアームを取
り出してスイッチング素子の点弧／消弧の動作を図１７
に対応して図１８を参照して説明すると、電圧指令ｖ
Ｉ’がキャリヤＣより大きいときか同じとき（１）ある
いは（６）の状態となるようにスイッチング素子Ｕ１，
Ｕ２を点弧させる。

【００２１】この結果、（６）の状態では、ダイオード
Ｄ１，Ｄ２を介して電流ｉＩがコンデンサ４ａへ流入さ
れる。これに伴い、コンデンサ４ａがコンバータ３へ放
電され電流ｉｃが放出される。

【００２２】また、（１）の状態では、今度はスイッチ
ング素子Ｕ１，Ｕ２を介して電流ｉＩが負荷側へ流出さ
れる。これによって、図１７に示すように出力電圧がｖ
ｄ１となり、出力電流がｉＩとなる。

【００２３】電圧指令ｖＩ’が負側でその絶対値がキャ
リヤＣより大きいとき、（３），（４）の状態となるよ
うにスイッチング素子Ｘ１，Ｘ２が点弧される。

【００２４】まず、（４）の状態では、負荷側からスイ
ッチング素子Ｘ１，Ｘ２を介して電流ｉＩが流入され
る。これに伴い、コンデンサ４ｂがコンバータ３へ電流
ｉｃを放出する。

【００２５】そして、（３）の状態では、コンデンサ４
ｂからダイオードＤ３，Ｄ４を介して負荷側へ電流を放
出し、コンデンサ４ｂへコンバータ３から電流ｉｃが流
入される。

【００２６】この結果、図１７の出力電圧−Ｖｄ２が得
られ、出力電流ｉＩが得られる。

【００２７】一方、（２）と（５）の状態では、スイッ
チング素子Ｕ２，Ｘ１を点弧してコンデンサ４ａ，４ｂ
の接続点を電圧を零とする。このとき（２）の状態のと
き中性点（Ｎ）から負荷側の中性点電流が発生して負荷
側へ流出される。また、（５）の状態では、負荷側から
中性点（Ｎ）へ中性点電流ｉＮが発生して流入される。

【００２８】これら中性点クランプ型インバータ５のス
イッチングの下で得られた出力電圧信号は、パルス幅が
時間的に変調され、かつ、（＋）／（Ｎ）／（−）とい
う３つのレベルの出力が得られており、より歪みの少な
い出力波形となっている。これにより、出力電流ｉＩの
信号が図１７の下段（Ｃ）に示すように電圧指令ｖＩ’
よりΨＩだけ位相差をもった波形となる。これに対し
て、一般の電圧型インバータの場合には、（＋）／
（−）という２つのレベルの出力となり歪みが多くスイ
ッチング素子に加わる電圧も大きくなる。

【００２９】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記し
た中性点クランプ型インバータ５は、次のように中性点
電圧が変動するという問題がある。

【００３０】すなわち、上記した中性点クランプ型イン
バータ５を使用した場合、インバータ内に中性点電流が
発生し、直流リンク回路の（＋）−（−）間の電圧Ｖｄ
が一定に維持されていても中性点電圧が変動するという
現象、つまり、（＋）−（Ｎ）間の電圧Ｖｄ１と（Ｎ）
−（−）間の電圧Ｖｄ２との比Ｖｄ１／Ｖｄ２とが変動
するという現象が起こることが知られている。

【００３１】この現象を詳しく説明すると、まず、図１
８に示す中性点クランプ型インバータ５の作用図のよう
に直流リンク回路（＋），（Ｎ），（−）という３つの
レベルの出力電圧と順方向か逆方向かの電流の組合せ、
すなわち、次の表で示す状態がある。

【００３２】

【表１】

【００３３】このうち、（１），（６）と（３），
（４）については、図１８に示すようにコンバータ３の
リンク部４の電圧Ｖｄを一定に維持するために両極性の
直流電流を供給する直流電源としての作用によりＶｄ＝
Ｖｄ１＋Ｖｄ２が一定であり、Ｖｄ１／Ｖｄ２も一定で
あるという状態が確保される。

【００３４】例えば、（１）の場合、には、出力電流ｉ
Ｉはコンデンサ４ａが放電されることによって出力さ
れ、Ｖｄ１：小，Ｖｄ２：一定，Ｖｄ＝Ｖｄ１＋Ｖｄ
２：小となるが、コンバータ３の電圧Ｖｄを一定に維持
しようという作用によりコンバータの電流ｉｃが発生
し、これがコンデンサ４ａを充電するようになるのでＶ
ｄ＝Ｖｄ１＋Ｖｄ２：一定が確保される。

【００３５】（６）の場合には、コンデンサ４ａに対し
てインバータが充電，コンバータが放電という作用にな
る。（３），（４）に関しては充電／放電の対象となる
コンデンサ４ａとなるだけで原理的には、上記と同様で
あり、（１），（６），（３），（４）のいずれの場合
もＶｄ＝Ｖｄ１＋Ｖｄ２：一定、Ｖｄ１／Ｖｄ２：一定
が確保される。

【００３６】一方、（２），（５）の場合には、図１８
に示すように中性点クランプ型インバータ５内に中性点
電流ｉＮが発生し、Ｖｄ＝Ｖｄ１＋Ｖｄ２が一定の下で
Ｖｄ１／Ｖｄ２の比が変動するといういわゆる中性点電
圧の変動が起こる。

【００３７】例えば、（２）の場合には、出力電流ｉＩ
がインバータの中性点（Ｎ）から出力されるため中性点
電流ｉＮが発生し、これがコンデンサ４ａを充電させコ
ンデンサ４ｂを放電させるためＶｄ＝Ｖｄ１＋Ｖｄ２：
一定の条件でＶｄ１：大，Ｖｄ２：小となる。

【００３８】また、（５）の場合には、中性点電流ｉＮ
は、コンデンサ４ａを放電させコンデンサＣ２を充電さ
せるためＶｄ＝Ｖｄ１＋Ｖｄ２：一定の条件下でＶｄ
１：小，Ｖｄ２：大となる。

【００３９】従って、（２），（５）のいずれの場合も
Ｖｄ＝Ｖｄ１＋Ｖｄ２：一定の条件下でＶｄ１／Ｖｄ２
の比が変動するといういわゆる中性点電圧の変動が起こ
る。

【００４０】後述するが、この中性点電圧変動の周波数
は、インバータ出力周波数の３倍であり、その大きさは
出力電圧および出力電流に比例し、出力周波数および直
流リンクコンデンサ４ａ，４ｂのキャパシタンスＣ１＋
Ｃ２に反比例し、インバータ交流出力の力率ｃｏｓΨＩ
の減少関数、すなわち、ｃｏｓΨＩが大きくなると、中
性点電圧変動が小さくなるような関数となる。

【００４１】インバータ出力の電圧，電流，周波数，力
率の状態、あるいは、キャパシタンスＣ１＋Ｃ２の選択
の仕方にもよるが、一般に、インバータが定格出力を行
っている場合には、Ｖｄ１／Ｖｄ２＝０．６／１．４〜
１．４／０．６の中性点電圧変動が発生し、インバータ
のスイッチング素子にとって大きな負担となり、スイッ
チング素子の電圧余裕度が小さい場合には、過電圧によ
り素子破壊に至るおそれがある。

【００４２】従って、過電圧による素子破壊を避けるた
め、中性点電圧の変動分を考慮して、直流リンク電圧を
低めに設定しておかねばならず、規格によるスイッチン
グ素子の電圧定格値より決定されるインバータの出力電
圧よりも小さな電圧しか得ることができなかった。

【００４３】また、インバータの交流出力側に三相平衡
負荷６として誘導機を接続し、電流帰還ループを組まず
オープンループでインバータを動作させるような場合に
は、インバータ出力電圧の歪みが出力電流の歪みとなっ
て現れ、これによって誘導機のトルクが変動してしま
い、振動が生じる等の問題があった。

【００４４】以上説明した中性点電圧の変動を別の角度
から考えると、その変動原理が次のように把握できる。

【００４５】図１９において、上段（ａ）、２段目
（ｂ）、３段目（ｃ）は図１７と同様にキャリヤＣと電
圧指令ｖＩ’との関係、出力電圧とスイッチング関係、
出力電流をそれぞれ示し、一相分としている。

【００４６】このようなＰＷＭ制御において電圧指令ｖ
１’は次の式（１）の如くに表される。

【００４７】

【数１】

【００４８】上記式を電圧指令の波高と直流リンク電圧
の比率、すなわち、変調率γを用いれば、次の式（２）
さらに（３）の如く表すことができる。

【００４９】

【数２】

【００５０】ここで、上記γｓｉｎΘＩはＰＷＭ制御の
スイッチング関数Ｓｐｗｍとして次の式（４）の如くに
定義される。

【００５１】Ｓｐｗｍ＝γｓｉｎΘＩ−−−−（４）

【００５２】一方、出力電流ｉＩは、電圧指令ｖＩ’に
対して位相差Ψ１を有しているため次の式（５）で表さ
れる（ｃ段目）。

【００５３】

【数３】

【００５４】さらに、中性点スイッチング関数ＳｎをＰ
ＷＭスイッチング関数Ｓｐｗｍを用いて表すと、中性点
クランプの状態が電圧指令の正／負によらず０（クラン
プ無し）と１（クランプ有り）のレベルしか存在しない
こととスイッチング関数Ｓｐｗｍとは相反していること
に着目して、次の式（６）〜（８）で示される（ｄ段
目）。

【００５５】

【数４】

【００５６】中性点クランプのスイッチングパターン
と、中性点スイッチング関数を信号ｄ段目に示す一相当
たりの中性点電流ｉＮは、中性点スイッチング関数Ｓｎ
と出力電流ｉＩの積によって次の式（９）の如く求めら
れる。また、その波形を信号（ｅ段目）に示す。

【００５７】ｉＮ＝Ｓｎ・ｉＩ−−−−（９）

【００５８】式（５）と式（７）（８）を式（９）に代
入し、フーリェ級数に展開すると、次の式（１０）が求
められる。

【００５９】

【００６０】次に、三相合成の中性点電流ｉＮは、上記
式（１０）を利用して次の式（１１）となる。

【００６１】

【数６】

【００６２】上記式で波高として最も大きく作用するｍ
＝０の場合のｎを無限大として収束値を求めると次の式
（１２）となる。

【００６３】

【数７】

【００６４】三相合成の中性点電流ｉＮを信号（ｆ段
目）に示す。中性点電圧変動ｖｎは位相ΘＩを出力周波
数ｆＩを用いてΘＩ＝２πｆＩと表し、式（１３）が得
られる。

【００６５】

【数８】

【００６６】中性点電圧変動ｖｎを信号（ｇ段目）に示
す。式（１３）から判るように、中性点電圧変動の周波
数は出力周波数の３倍であり、その大きさは変調率γ、
すなわち、出力電圧および出力電流に比例し、出力周波
数およびキャパシタンスＣ１＋Ｃ２に反比例し、力率ｃ
ｏｓΨＩの減少関数となる。

【００６７】また、リンク部４の電圧Ｖｄ１，Ｖｄ２を
信号（ｈ段目）に示す。リンク部４の電圧Ｖｄ１，Ｖｄ
２の時間的平均値は、リンク電圧Ｖｄの半分であり、中
性点電圧の変動を生じているときには、上記の如くにＶ
ｄ＝Ｖｄ１＋Ｖｄ２：一定を保ちながらＶｄ１／Ｖｄ２
の比が変動する。

【００６８】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、少な
くとも１つ以上の中性点を有してスイッチング素子の点
弧および消弧によって３つのレベル以上の電圧を負荷に
対して出力する中性点クランプ型インバータと、この中
性点クランプ型インバータの直流入力側の３つのレベル
以上に対応する中性点を正極点と負極点とにそれぞれ対
応して個別にコンデンサを接続するリンク部と、リンク
部のそれぞれのコンデンサに対応して個別に接続される
それぞれのコンデンサの電圧を所定値に保つように可逆
して直流電力を供給可能とする直流電源装置とを設ける
ようにしたものである。

【００６９】請求項２の発明は、少なくとも１つ以上の
中性点を有してスイッチング素子の点弧および消弧によ
って３つのレベル以上の電圧を負荷に対して出力する中
性点クランプ型インバータと、この中性点クランプ型イ
ンバータの直流入力側の３つのレベル以上に対応して設
ける中性点と正極点と負極点とにそれぞれ対応して個別
にコンデンサを接続するリンク部と、リンク部のそれぞ
れのコンデンサに対応して個別に接続される交流を直流
に変換するそれぞれのコンバータと、それぞれのコンバ
ータのリンク電圧を個別に検出するそれぞれの電圧検出
器と、これらの電圧検出器により検出されるリンク電圧
が所定値となるようにそれぞれのコンバータを制御する
制御装置とを設けるようにしたものである。

【００７０】請求項３の発明は、少なくとも１つ以上の
中性点を有してスイッチング素子の点弧および消弧によ
って３つのレベル以上の電圧を負荷に対して出力する並
列に多重化された中性点クランプ型インバータ群と、こ
れら中性点クランプ型インバータ群の直流入力側の３つ
のレベル以上に対応して設ける中性点と正極点と負極点
とにそれぞれ対応して個別にコンデンサを接続するリン
ク部と、リンク部のそれぞれのコンデンサに対応して個
別に接続される交流を直流に変換して出力する並列多重
化したそれぞれのコンバータ群と、それぞれのコンデン
サのリンク電圧を個別に検出するそれぞれの電圧検出器
と、これらの電圧検出器により検出されるリンク電圧が
所定値となるようにそれぞれのコンバータ群を制御する
制御装置とを設けるようにしたものである。

【００７１】請求項４の発明は、請求項１乃至請求項３
記載のいずれかの電力変換装置において、中性点クラン
プ型インバータは、中性点を有してスイッチング素子の
点弧および消弧によって３つのレベルの電圧を負荷に対
して出力する３レベル中性点クランプ型インバータとし
たことである。

【００７２】請求項５の発明は、請求項１乃至請求項３
記載のいずれかの電力変換装置において、中性点クラン
プ型インバータは、中性点と正側中性点と負側中性点と
を有してスイッチング素子の点弧および消弧によって５
つのレベルの電圧を負荷に対して出力する５レベル中性
点クランプ型インバータとしたことである。

【００７３】

【作用】請求項１の発明によれば、３レベル以上の中性
点クランプ型インバータにおいて、そのレベルに応じた
中性点と正極側と負極側とに対応して設けられるそれぞ
れのコンデンサに個別に直流電源装置が接続され、この
直流電源装置により、常にそれぞれのコンデンサの電圧
が所定値に保たれるように可逆した電流が供給される。
これにより、レベルに対応した各中性点の電圧変動が抑
制される。従って、スイッチング素子が過電圧によって
破壊される恐れが少なくなり、電圧余裕度を小さくする
ことができ、より大きな出力が得られる。また、オープ
ンループの回転機による制御のとき、中性点電圧の変動
が回避されるため電圧の歪みが小さくなり、回転機のト
ルクの変動が小さくなって振動の発生を抑制できる。

【００７４】請求項２の発明によれば、リンク部に設け
られるレベルに対応するコンデンサのそれぞれに個別の
コンバータが接続される一方、それぞれのコンデンサの
リンク電圧が電圧検出器によって検出され、制御装置に
よりリンク電圧が所定値となるようにコンバータが制御
されている。これにより、レベルに対応した各中性点の
電圧変動が抑制される。従って、スイッチング素子が過
電圧によって破壊される恐れが少なくなり、電圧余裕度
を小さくすることができ、より大きな出力が得られる。
また、オープンループの回転機による制御のとき、中性
点電圧の変動が回避されるため電圧の歪みが小さくな
り、回転機のトルクの変動が小さくなって振動の発生を
抑制できる。

【００７５】請求項３の発明によれば、３レベル以上の
中性点クランプ型インバータを並列に多重化してインバ
ータ群とし、また、コンバータ側を並列に多重化してコ
ンバータ群としてリンク電圧をそれぞれ所定値に維持す
るように制御装置により制御される。これにより、レベ
ルに対応した各中性点の電圧変動が抑制されると共に、
スイッチングの容量が小さくても大きな電流を出力する
ことができる。従って、スイッチング素子が過電圧によ
って破壊される恐れが少なくなり、電圧余裕度を小さく
することができ、より大きな電流出力が得られる。ま
た、オープンループの回転機による制御のとき、中性点
電圧の変動が回避されるため電圧の歪みが小さくなり、
回転機のトルクの変動が小さくなって振動の発生を抑制
できる。

【００７６】請求項４の発明によれば、３レベル中性点
クランプ型インバータにおいて、中性点の変動が抑制さ
れ、スイッチング素子の過電圧による破壊の恐れが少な
くなり、電圧余裕度を小さくすることができる。また、
回転機トルクの変動を小さくして振動の発生が抑制され
る。

【００７７】請求項５の発明によれば、５レベル中性点
クランプ型インバータにおいて、中性点の変動が抑制さ
れ、スイッチング素子の過電圧による破壊の恐れが少な
くなり、電圧余裕度を小さくすることができる。また、
回転機トルクの変動を小さくして振動の発生が抑制され
る。

【００７８】

【実施例】以下、本発明の実施例について図面を参照し
て説明する。

【００７９】図１は、本発明の第１実施例を示す中性点
クランプ型インバータを用いた電力変換装置の構成図で
ある。

【００８０】この電力変換装置は３レベル若しくは３レ
ベルより多いレベルの中性点クランプ型インバータ１０
０とリンク部１０１と複数の直流電源装置１０３とから
構成されている。

【００８１】中性点クランプ型インバータ１００は、直
流入力側の正極点（＋）と負極点（−）との間に３レベ
ル若しくは３レベルより多いレベルに対応した数の中性
点（Ｎ）を有している。

【００８２】リンク部１０１は、中性点クランプ型イン
バータ１００の直流入力側の正極点（＋）と負極点
（−）とその間に設けられる中性点（Ｎ）の数に対応し
て並列にそれぞれコンデンサ１０２が接続してある。

【００８３】直流電源装置１０３は、リンク部１０１の
それぞれのコンデンサ１０２に個別に接続され、それぞ
れのコンデンサのリンク電圧を所定の電圧に保つように
可逆して直流電力を供給可能とするものである。

【００８４】この構成の中性点クランプ型インバータを
用いた電力変換装置では、仮に中性点電流が流れコンデ
ンサ１０２の電圧が所定の電圧からずれても、それぞれ
コンデンサ１０２に対応して設けられる直流電源装置が
所定の電圧となる方向の電流をコンデンサ１０２へ流
す。これにより、中性点電圧の変動が抑制される。従っ
て、スイッチング素子が過電圧によって破壊される恐れ
が少なくなり、電圧余裕度を小さくすることができ、よ
り大きな出力が得られる。また、オープンループの回転
機による制御のとき、中性点電圧の変動が回避されるた
め電圧の歪みが小さくなり、回転機のトルクの変動が小
さくなって振動の発生を抑制できる。

【００８５】図２は、本発明の第２実施例を示す３レベ
ルの中性点クランプ型インバータを用いた電力変換装置
の構成図である。

【００８６】この電力変換装置は中性点クランプ型イン
バータ５とリンク部２０と直流電源装置２１ａ，２１ｂ
とから構成されている。

【００８７】中性点クランプ型インバータ５は、１つの
中性点（Ｎ）を有して３つのアームのそれぞれにスイッ
チング素子を上下に２個づつ設け、これらのスイッチン
グ素子の点弧および消弧によって３つのレベルの相電圧
を三相平衡負荷６に対して出力するものである。

【００８８】リンク部２０は、３レベルの中性点クラン
プ型インバータ５の直流入力側の正側としての正極点と
中性点（Ｎ）との間および中性点（Ｎ）と前記直流入力
側の負荷側として負極点（−）との間にそれぞれ対応し
て個別にコンデンサ２０ａ，２０ｂを接続したものであ
る。

【００８９】直流電源装置２１ａ，２１ｂは、リンク部
２０のそれぞれのコンデンサ２０ａ，２０ｂに対応して
個別に接続されそれぞれのコンデンサ２０ａ，２０ｂの
電圧を所定値に保つように可逆して直流電力を供給可能
とするものである。

【００９０】ここで、図３を参照して、図１８と対比し
て説明すると、例えば、（２）の場合には、中性点電流
ｉＮにより、コンデンサ２０ａが充電しコンデンサ２０
ａを放電させＶｄ１：大，Ｖｄ２：小となろうとする。
ところが、直流電源装置２１ａが直流電流ｉｃ１を流
す。これにより、リンク電圧Ｖｄ１が一定にしようとす
る。

【００９１】一方、直流電源装置２１ｂが直流電流ｉｃ
２を流してリンク電圧Ｖｄ２を一定に確保しようとす
る。このために直流電源装置２１ａ，２１ｂに直流電流
ｉｃ１，ｉｃ２が流れ、直流電流ｉｃ１はコンデンサ２
０ａを放電させ、直流電流ｉｃ２はコンデンサ２０ｂを
充電してリンク電圧Ｖｄ１が一定となり、リンク電圧Ｖ
ｄ２が一定になる。

【００９２】また、（５）の場合には、コンデンサ２０
ａ，２０ｂの充電／放電が逆になるだけで原理的には同
様にリンク電圧Ｖｄ１が一定，リンク電圧Ｖｄ２が一定
となる。

【００９３】また、（１）と（６）については、リンク
電圧Ｖｄ１が一定となるようにのみ作用し、（３）と
（４）については、直流電源装置２１ｂのみが作用する
ようになる。この結果、どのようなスイッチング状態に
おいてもリンク電圧Ｖｄ１：一定，リンク電圧Ｖｄ２：
一定となる。さらに、従来通りＶｄ＝Ｖｄ１＋Ｖｄ１：
一定も確保される。

【００９４】このように、中性点電流が流れてもリンク
部２０のコンデンサ２０ａ，２０ｂのリンク電圧が一定
値に維持されるために中性点電圧の変動を抑制すること
ができ、スイッチング素子の電圧負担を軽減することが
できる。

【００９５】ところで、図４は可逆電流供給可能な直流
電源装置２１ａ，２１ｂの一例を示すもので、二つの三
相サイリスタ整流回路２２ａ，２２ｂは一対として両者
の出力極性が互いに逆となるように構成され結合リアク
トル２４ａ，２４ｂによってコンデンサ２０ａに個別に
接続されている。

【００９６】同様に、三相サイリスタ整流回路２２ａ，
２２ｂは一対として両者の出力極性が互いに逆となるよ
うに構成され結合リアクトル２４ｃ，２４ｄによってコ
ンデンサ２０ｂに個別に接続されている。なお、サイリ
スタの点弧角は予めリンク電圧Ｖｄ１，Ｖｄ２が所定値
となるように調整してあり、２３ａ，２３ｂ，２３ｃ，
２３ｄはコンバータトランスを示している。

【００９７】この構成によれば、コンデンサ２０ａのリ
ンク電圧Ｖｄ１が低下すると三相サイリスタ整流回路２
２ａから図示実線ａの電流が供給されコンデンサ２０ａ
を介して図示実線ｂが三相サイリスタ整流回路２２ａへ
戻る。これによって、コンデンサ２０ａのリンク電圧が
所定値に保たれる。

【００９８】一方、コンデンサ２０ａのリング電圧が上
昇したとき図示鎖線ｃの電流が三相サイリスタ整流回路
２２ｂからコンデンサ２０ａへ供給され、コンデンサ２
０ａを経て図示鎖線ｄの電流が流れて三相サイリスタ整
流回路２２ｂへ戻る。

【００９９】これによって、コンデンサ２０ａのリンク
電圧が上昇したときも降下したときも三相サイリスタ整
流回路２２ａ，２２ｂから可逆電流が供給されてコンデ
ンサ２０ａのリンク電圧を所定値に保つ。

【０１００】一方、下側の三相サイリスタ整流回路２４
ｃ，２４ｄも全く同様でコンデンサ２０ｂのリンク電圧
をコンデンサ２０ａのリンク電圧と同じ所定値に保つよ
うに可逆した電流を流すことができる。

【０１０１】図５は本発明の第３実施例を示す電力変換
装置の構成図である。

【０１０２】電力変換装置は、５レベルの中性点クラン
プ型インバータ３０とリンク部３１と直流電源装置３２
ａ〜３２ｄにより構成されている。

【０１０３】ここで、中性点クランプ型インバータ３０
は、中性点（Ｎ）と正側中性点（Ｎ＋）と負側中性点
（Ｎ−）とを有してスイッチング素子の点弧および消弧
によって５つのレベルの相電圧を三相平衡負荷６に対し
て出力するものである。

【０１０４】リンク部３１は、５レベルの中性点クラン
プ型インバータ３０の直流入力側の正側としての正極点
（＋）と正側中性点（Ｎ＋）との間、正側中性点（Ｎ
＋）と中性点（Ｎ）との間、直流入力側の負側として負
極点（−）と負側中性点（Ｎ−）との間および負側中性
点（Ｎ−）と中性点（Ｎ）との間のそれぞれに対応して
個別にコンデンサ３１ａ，３１ｂ，３１ｃ，３１ｄを接
続している。

【０１０５】直流電源装置３２ａ〜３２ｄはそれぞれの
コンデンサ３１ａ，３１ｂ，３１ｃ，３１ｄに対応して
個別に接続されるそれぞれのコンデンサ３１ａ，３１
ｂ，３１ｃ，３１ｄの電圧を所定値に保つように直流電
力を供給可能とするものである。

【０１０６】この構成でリンク部３１は、（＋）／［１
／２（＋）］／（Ｎ）／［−１／２（−）］／（−）の
５レベルが構成され、３レベルと比較すると、図６に示
すように、３レベルの場合が正極側（＋）と（Ｎ）と負
極側（−）となるに対して５レベルの場合には、１／２
（＋）を正側中性点（Ｎ＋）、１／２（−）を負側中性
点（Ｎ−）と考えることができる。

【０１０７】従って、（＋）と−１／２（＋）との間に
直流電源装置３２ａを個別に接続し、１／２（＋）と
（Ｎ）との間に直流電源装置３２ｂを接続し、（Ｎ）と
１／２との間に直流電源装置３２ｃを接続し、１／２
（−）と（−）との間に直流電源装置３２ｄを接続する
という構成をとる。

【０１０８】上記構成で、図７に示す一相分について説
明すると、Ｕ相のアームのスイッチング素子Ｕ１〜Ｕ４
を点弧すれば、正極（＋）側のコンデンサ３１ａ，３１
ｂの電圧に基づく電流ｉＩが流れ相電圧が（＋）のレベ
ルとされる。このとき、コンデンサ３１ａ，３１ｂのリ
ンク電圧が変動するが、直流電源装置３２ａ，３２ｂか
ら電流が流れてコンデンサ３１ａ，３１ｂの電圧を一定
値に保つ。

【０１０９】次に、図８に示すようにスイッチング素子
Ｕ２〜Ｕ４を点弧すれば、正側中性点（Ｎ＋）から図示
するように電流ｉＩが流れ、相電圧が（Ｎ＋）のレベル
とされる。このとき、コンデンサ３１ａ，３１ｂの電圧
が変動するが直流電源装置３２ａ，３２ｂから電流が流
れてコンデンサ３１ａ，３１ｂの電圧を一定値に保つ。

【０１１０】また、図９に示すようにスイッチング素子
Ｕ３，Ｕ４，Ｕ５，Ｕ６を点弧すれば、中性点電流ｉＮ
が流れ中性点（Ｎ）の電圧が変動するが、直流電源装置
３２ｂ，３２ｃが図示する直流電流ｉｃ２とｉｃ３が流
れてコンデンサ３１ｂ，３１ｃを電圧所定値として中性
点（Ｎ）の電圧変動が抑制される。

【０１１１】なお、同様に負側（−）レベルと負側中性
点（Ｎ−）のそれぞれのレベルについてもアームの下側
のスイッチング素子Ｕ５〜Ｕ８を点弧することにより実
現することができ、コンデンサ３１ｃ，３１ｄの電圧を
所定値に保つことができる。

【０１１２】図１０は、本発明の第４実施例を示す中性
点クランプ型インバータを用いた電力変換装置の構成図
である。

【０１１３】電力変換装置は、中性点クランプ型インバ
ータ５とリンク部４０とコンバータ４１ａ，４１ｂから
なり、中性点クランプ型インバータ５には三相平衡負荷
６が接続され、リンク部４０には電圧検出器４４ａ，４
４ｂが接続され、コンバータ４１ａ，４１ｂの入力側に
はコンバータトランス４２ａ，４２ｂと電流検出器４３
ａが接続されて、これらは制御装置４５によって制御さ
れるようになっている。

【０１１４】ここで、コンバータ４１ａ，４１ｂは、リ
ンク部４０のそれぞれのコンデンサ４０ａ，４０ｂに対
応して個別に接続され交流を直流に変換する。電圧検出
器４４ａ，４４ｂは、それぞれのコンデンサ４０ａ，４
０ｂのリンク電圧を個別に検出する。制御装置４５は、
電圧検出器４４ａ，４４ｂにより検出されるリンク電圧
が所定値となるようにそれぞれのコンバータ４１ａ，４
１ｂを制御する。

【０１１５】制御装置４５は、図１１に示すように図１
６に示すと同様のインバータ制御手段８Ａと図１６と構
成を異にするコンバータ制御手段４６とからなってい
る。

【０１１６】コンバータ制御手段４６は、リンク電圧Ｖ
ｄ１とリンク電圧Ｖｄ２とが一定の値になるようにコン
バータ４１ａ，４１ｂへＰＷＭパターン信号を出力する
もので、電圧設定器４６ａ、加減算器４６ｂ、加減算器
４６ｃ、電圧制御器４６ｄ、電圧制御器４６ｅ、加減算
器４６ｆ、加減算器４６ｇ、電流制御器４６ｈ、電流制
御器４６ｉ、ＰＷＭ制御器４６ｊ、ＰＷＭ制御器４６ｋ
とからなっている。

【０１１７】この構成で、まず、図１１に示す制御装置
４５の加減算器４６ｂ，４６ｃでは、電圧検出器４４
ａ，４４ｂからの電圧検出信号であるリンク電圧Ｖｄ１
とリンク電圧Ｖｄ２とがそれぞれ電圧設定器４６ａから
の電圧設定信号（１／２Ｖｄ’）と加減算され、得られ
る偏差信号が各電圧制御器４６ｄ，４６ｅへ入力され
る。各電圧制御器４６ｄ，４６ｅでは、電流指令信号ｉ
ｃ１’，ｉｃ２’を作成し、この信号と電流検出器４３
ａ，４３ｂからの検出信号とが加減算器４６ｆ，４６ｇ
で加減算され、得られる偏差信号を電流制御器４６ｈ，
４６ｉへ出力する。

【０１１８】電流制御器４６ｈ，４６ｉでは、偏差信号
が零となるように電圧指令信号ｖｃ１’，ｖｃ２’を作
成してＰＷＭ制御器４６ｊ，４６ｋへ出力され、ＰＷＭ
制御器４６ｊ，４６ｋによってＰＷＭパターン信号がコ
ンバータ４１ａ，４１ｂへ出力される。

【０１１９】ここで、図１２を参照して、図１８に示す
（２）と（５）の場合について説明すると、例えば、
（２）の場合には、中性点電流ｉＮは、コンデンサ４０
ａを充電しコンデンサ４０ｂを放電させリンク電圧Ｖｄ
１：大，リンク電圧Ｖｄ２：小となろうとする。ところ
が、コンバータ４１ａがリンク電圧Ｖｄ１を一定に維持
しようと制御される。

【０１２０】一方、コンバータ４１ｂがリンク電圧Ｖｄ
２を一定にしようと制御される。このために直流電流ｉ
ｃ１，ｉｃ２が発生して、直流電流ｉｃ１はコンデンサ
４０ａを放電させ、直流電流ｉｃ２はコンデンサ４０ｂ
を充電してリンク電圧Ｖｄ１が一定，リンク電圧Ｖｄ２
も一定に保たれる。

【０１２１】また、（５）の場合には、コンデンサ４０
ａ，４０ｂの充電／放電が逆になるだけで原理的には同
様にリンク電圧Ｖｄ１が一定，リンク電圧Ｖｄ２が一定
に保たれる。

【０１２２】また、図１８の（１）と（６）について
は、リンク電圧Ｖｄ１が一定となるようにのみ作用し、
（３）と（４）については、コンバータ４１ｂのみが作
用するようになる。この結果、どのようなスイッチング
状態においてもリンク電圧Ｖｄ１：一定，リンク電圧Ｖ
ｄ２：一定となる。さらに、従来通りＶｄ＝Ｖｄ１＋Ｖ
ｄ２：一定に保たれる。

【０１２３】このように、コンバータ４１ａ，４１ｂの
各々に個別に電圧検出器４４ａ，４４ｂおよびコンバー
タ制御手段４６を設け、このコンバータ制御手段４６が
コンバータ４１ａを（＋）−（Ｎ）間のリンク電圧Ｖｄ
１が一定になるように制御する一方、コンバータ４１ｂ
を（Ｎ）−（−）間のリンク電圧Ｖｄ２が一定になるよ
うに制御する。

【０１２４】このように、中性点クランプ型インバータ
の中性点電圧の変動をインバータの如何なる出力状態に
おいても制御することができる。これによって、インバ
ータのスイッチング素子の負担を軽減させることが可能
となる。特に、インバータのスイッチング素子の電圧余
裕度が小さい場合には有効となる。

【０１２５】また、従来例と実施例を比べた場合、実施
例の方がコンバータの台数が２倍になり、一見すると装
置が大型化しそうに思われるが、コンバータの直流側電
圧は従来例の半分で良いため、コンバータ全体の容量は
変わることはなく、かつ、上記の応用としてインバータ
の電圧余裕度を従来例よりも小さくとることも可能とな
るので、コンバータ／インバータを総括した場合、従来
例よりも装置を小型化することもでき、電力変換装置の
経済的運用も可能となる。

【０１２６】また、中性点電圧変動の影響によるインバ
ータの電圧余裕度を考慮しなくても良くなるので、スイ
ッチング素子の電圧定格値より定まる電圧値を出力する
ことができ、従来よりも大きな出力電圧を得ることがで
きる。

【０１２７】また、電流帰還ループを組まずにオープン
ループ下でインバータを運転する場合には、出力電流の
歪みを小さくすることができる。

【０１２８】図１３は、本発明の第５実施例を示す電力
変換装置の構成図である。

【０１２９】第５実施例は本発明を多重化したインバー
タに適用したものである。

【０１３０】図１０に示す第４実施例では、リンク部４
０の（＋）−（−）間に中性点クランプ型インバータ５
を１台、（＋）−（Ｎ）間と（Ｎ）−（−）間にそれぞ
れコンバータ４１ａ，４１ｂを１台づつ配置させた事例
を示したが、本発明はこれに限るものではなく、インバ
ータを並列多重化した場合、コンバータを並列多重化し
た場合、あるいは、それらの組合せを用いた場合でも適
用は可能である。なお、図１３では制御装置を図示省略
している。

【０１３１】この場合、中性点クランプ型インバータ群
５ａ〜５ｍの直流入力側にリンク部５０を設け、コンデ
ンサ５０ａの両端の（＋）−（Ｎ）間にコンバータ群５
１ａ〜５１ｍを接続し、コンデンサ５０ｂの両端の
（Ｎ）−（−）間にコンバータ群５２ａ〜５２ｍを接続
するという構成をとる。

【０１３２】但し、インバータを並列多重化する場合に
は、並列インバータ間の横流を防止するために結合リア
クトル５３ａ〜５３ｍが必要となるので、図ではこれを
追加している。なお、５５ａ〜５５ｍ、５６ａ〜５６ｎ
はコンバータトランスを示している。この場合でも、第
４実施例と同等な作用を得ることができ、より大きな負
荷へ大容量の電流を供給することができる。

【０１３３】図１４は本発明の第６実施例を示す電力変
換装置の構成図である。

【０１３４】第６実施例は、５レベルの中性点クランプ
型インバータを用いた電力変換装置の一例である。

【０１３５】第６実施例では、リンク部６０にコンデン
サ６０ａ〜６０ｄを中性点（Ｎ）と正側中性点（Ｎ＋）
との間、正側中性点（Ｎ＋）と正極点（Ｎ）との間、中
性点（Ｎ）と負側中性点（Ｎ−）との間および負側中性
点（Ｎ−）と負極点（−）との間にそれぞれ個別に接続
している。

【０１３６】さらに、コンデンサ６０ａ〜６０ｄに個別
にコンバータ６１ａ〜６１ｄを接続している。６２ａ〜
６２ｄはコンバータトランスを示している。なお、図１
４では、制御装置を図示省略している。

【０１３７】この構成で、リンク部６０のコンデンサ６
０ａ〜６０ｄのリンク電圧が個別に検出されて、リンク
電圧が全て等しくなるようにコンバータ６１ａ〜６１ｄ
が制御される。なお、第５実施例を同様にコンバータの
それぞれを並列多重化し、インバータも並列多重化する
ことができる。

【０１３８】

【発明の効果】以上説明したように請求項１の発明によ
れば、それぞれのリンクするコンデンサに個別に接続さ
れた直流電源装置により、常にそれぞれのコンデンサの
電圧が所定値に保たれるように可逆した電流が供給され
るから中性点電圧の変動が抑制される。従って、スイッ
チング素子が過電圧によって破壊される恐れが少なくな
り、電圧余裕度を小さくすることができ、より大きな出
力が得られ、オープンループの回転機による制御のと
き、中性点電圧の変動が回避されるため電圧の歪みが小
さくなり、回転機のトルクの変動が小さくなって振動の
発生を抑制できる。

【０１３９】請求項２の発明によれば、リンク部に設け
られるレベルに対応するコンデンサのそれぞれに個別の
コンバータが接続され、それぞれのコンデンサのリンク
電圧が所定値となるようにコンバータが制御され、中性
点の電圧変動が抑制される。従って、スイッチング素子
の電圧余裕度を小さくすることができ、より大きな出力
が得られ、オープンループの回転機による制御のとき、
電圧の歪みが小さくなり、回転機のトルクの変動が小さ
くなって振動の発生を抑制できる。

【０１４０】請求項３の発明によれば、中性点クランプ
型インバータを並列に多重化してインバータ群とし、ま
た、コンバータ側を並列に多重化してコンバータ群とし
てリンク電圧をそれぞれ所定値に維持するように制御さ
れる。これにより、中性点の変動が抑制されると共に、
スイッチング素子の容量が小さくても、より大きな電流
を出力することができる。従って、電圧余裕度を小さく
することができ、より大きな電流出力が得られ、オープ
ンループの回転機による制御のとき、回転機のトルクの
変動が小さくなって振動の発生を抑制できる。

【０１４１】請求項４の発明によれば、３レベル中性点
クランプ型インバータの中性点の電圧変動が抑制され、
スイッチング素子の過電圧による破壊の恐れが少なくな
り、電圧余裕度を小さくすることができ、回転機トルク
の変動を小さくして振動の発生が抑制される。

【０１４２】請求項５の発明によれば、５レベル中性点
クランプ型インバータの中性点の電圧変動が抑制され、
スイッチング素子の過電圧による破壊の恐れが少なくな
り、電圧余裕度を小さくすることができ、回転機トルク
の変動を小さくして振動の発生が抑制される。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１実施例を示す中性点クランプ型イ
ンバータを用いた電力変換装置の構成図である。

【図２】本発明の第２実施例を示す中性点クランプ型イ
ンバータを用いた電力変換装置の構成図である。

【図３】本発明の第２実施例の作用示す説明図である。

【図４】図２の直流電源装置の一例を示す構成図であ
る。

【図５】本発明の第３実施例を示す中性点クランプ型イ
ンバータを用いた電力変換装置の構成図である。

【図６】図５の５レベル中性点クランプ型インバータの
説明図である。

【図７】図５の５レベル中性点クランプ型インバータの
作用を示す第１説明図である。

【図８】図５の５レベル中性点クランプ型インバータの
作用を示す第２説明図である。

【図９】図５の５レベル中性点クランプ型インバータの
作用を示す第３説明図である。

【図１０】本発明の第４実施例を示す中性点クランプ型
インバータを用いた電力変換装置の構成図である。

【図１１】図１０の制御装置を示す構成図である。

【図１２】図１０の第４実施例の作用を示す説明図であ
る。

【図１３】本発明の第５実施例を示す電力変換装置の構
成図である。

【図１４】本発明の第６実施例を示す電力変換装置の構
成図である。

【図１５】従来例を示す中性点クランプ型インバータを
用いた電力変換装置の構成図である。

【図１６】図１５の制御装置を示す構成図である。

【図１７】図１５の第１の作用を示す説明図である。

【図１８】図１５の第２の作用を示す説明図である。

【図１９】図１５の第３の作用を示す説明図である。

【符号の説明】

１ 交流電源 ２，４２ａ，４２ｂ コンバータトランス ３，４１ａ，４１ｂ コンバータ ５，３０，１００ 中性点クランプ型インバータ ５ａ〜５ｍ インバータ群 ７ 電流検出器 ８，４５ 制御装置 ９，４４ａ，４４ｂ 電圧検出器 １０ 電流検出器 ２０，３１，４０，５０，６０，１０１ リンク部 ２１ａ，２１ｂ，３２ａ〜３２ｄ，１０３ 直流電源
装置 ５１ａ〜５１ｍ コンバータ群 ５３ａ〜５３ｎ 結合リアクトル １０２ コンデンサ

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 少なくとも１つ以上の中性点を有してス
   イッチング素子の点弧および消弧によって３つのレベル
   以上の電圧を負荷に対して出力する中性点クランプ型イ
   ンバータと、 この中性点クランプ型インバータの直流入力側の前記３
   つのレベル以上に対応して設ける中性点と正極点と負極
   点とにそれぞれ対応して個別にコンデンサを接続するリ
   ンク部と、 前記リンク部の前記それぞれのコンデンサに対応して個
   別に接続される前記それぞれのコンデンサのリンク電圧
   が所定値となるように可逆的に直流電力を供給する直流
   電源装置とを設けたことを特徴とする中性点クランプ型
   インバータを用いた電力変換装置。
2. 【請求項２】 少なくとも１つ以上の中性点を有してス
   イッチング素子の点弧および消弧によって３つのレベル
   以上の電圧を負荷に対して出力する中性点クランプ型イ
   ンバータと、 この中性点クランプ型インバータの直流入力側の前記３
   つのレベル以上に対応して設ける中性点と正極点と負極
   点とにそれぞれ対応して個別にコンデンサを接続するリ
   ンク部と、 前記リンク部の前記それぞれのコンデンサに対応して個
   別に接続されるそれぞれのコンバータと、 前記それぞれのコンデンサのリンク電圧を個別に検出す
   るそれぞれの電圧検出器と、 これらの電圧検出器により検出されるリンク電圧が所定
   値となるように前記それぞれのコンバータを制御する制
   御装置とを設けたことを特徴とする中性点クランプ型イ
   ンバータを用いた電力変換装置。
3. 【請求項３】 少なくとも１つ以上の中性点を有してス
   イッチング素子の点弧および消弧によって３つのレベル
   以上の電圧を負荷に対して出力する並列に多重化された
   中性点クランプ型インバータ群と、 これら中性点クランプ型インバータ群の直流入力側の前
   記３つのレベル以上に対応して設ける中性点と正極点と
   負極点とにそれぞれ対応して個別にコンデンサを接続す
   るリンク部と、 前記リンク部のそれぞれのコンデンサに対応して個別に
   接続される交流を直流に変換して出力する並列多重化さ
   れたそれぞれのコンバータ群と、 前記それぞれのコンデンサのリンク電圧を個別に検出す
   るそれぞれの電圧検出器と、 これらの電圧検出器により検出されるリンク電圧が所定
   値となるように前記それぞれのコンバータ群を制御する
   制御装置とを設けたことを特徴とする中性点クランプ型
   インバータを用いた電力変換装置。
4. 【請求項４】 前記中性点クランプ型インバータは、中
   性点を有してスイッチング素子の点弧および消弧によっ
   て３つのレベルの電圧を負荷に対して出力する３レベル
   中性点クランプ型インバータとしたことを特徴とする請
   求項１乃至請求項３記載のいずれかの中性点クランプ型
   インバータを用いた電力変換装置。
5. 【請求項５】 前記中性点クランプ型インバータは、中
   性点と正側中性点と負側中性点とを有してスイッチング
   素子の点弧および消弧によって５つのレベルの電圧を負
   荷に対して出力する５レベル中性点クランプ型インバー
   タとしたことを特徴とする請求項１乃至請求項３記載の
   いずれかの中性点クランプ型インバータを用いた電力変
   換装置。