JPH09102712A - 発振回路および発振方法 - Google Patents
発振回路および発振方法Info
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- JPH09102712A JPH09102712A JP7259611A JP25961195A JPH09102712A JP H09102712 A JPH09102712 A JP H09102712A JP 7259611 A JP7259611 A JP 7259611A JP 25961195 A JP25961195 A JP 25961195A JP H09102712 A JPH09102712 A JP H09102712A
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- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
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- H—ELECTRICITY
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- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/30—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator
- H03B5/32—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator
- H03B5/326—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator the resonator being an acoustic wave device, e.g. SAW or BAW device
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K3/00—Circuits for generating electric pulses; Monostable, bistable or multistable circuits
- H03K3/02—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses
- H03K3/26—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use, as active elements, of bipolar transistors with internal or external positive feedback
- H03K3/28—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use, as active elements, of bipolar transistors with internal or external positive feedback using means other than a transformer for feedback
- H03K3/281—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use, as active elements, of bipolar transistors with internal or external positive feedback using means other than a transformer for feedback using at least two transistors so coupled that the input of one is derived from the output of another, e.g. multivibrator
- H03K3/282—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use, as active elements, of bipolar transistors with internal or external positive feedback using means other than a transformer for feedback using at least two transistors so coupled that the input of one is derived from the output of another, e.g. multivibrator astable
- H03K3/283—Stabilisation of output, e.g. using crystal
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- Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 高周波の信号を高精度で発生できるようにす
る。 【解決手段】 ＮＰＮトランジスタ６１と６２を差動接
続する。ＮＰＮトランジスタ６１のコレクタより出力さ
れた信号をコンデンサ６７を介してＮＰＮトランジスタ
６２のベースに正帰還し、ＮＰＮトランジスタ６２のコ
レクタより出力された信号を、コンデンサ６６を介して
ＮＰＮトランジスタ６１のベースに正帰還する。ＮＰＮ
トランジスタ６１と６２のコレクタには、直流阻止用の
コンデンサ６８，６９を介して、１ポート型ＳＡＷ共振
子９を接続する。
る。 【解決手段】 ＮＰＮトランジスタ６１と６２を差動接
続する。ＮＰＮトランジスタ６１のコレクタより出力さ
れた信号をコンデンサ６７を介してＮＰＮトランジスタ
６２のベースに正帰還し、ＮＰＮトランジスタ６２のコ
レクタより出力された信号を、コンデンサ６６を介して
ＮＰＮトランジスタ６１のベースに正帰還する。ＮＰＮ
トランジスタ６１と６２のコレクタには、直流阻止用の
コンデンサ６８，６９を介して、１ポート型ＳＡＷ共振
子９を接続する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、発振回路および発
振方法に関し、特に無調整で高い周波数の信号を発生す
ることができるようにした発振回路および発振方法に関
する。
振方法に関し、特に無調整で高い周波数の信号を発生す
ることができるようにした発振回路および発振方法に関
する。
【０００２】
【従来の技術】図３は、従来の発振回路の構成例を表し
ている。この例においては、ＮＰＮトランジスタ３のエ
ミッタが、抵抗４を介して接地され、抵抗４に並列にコ
ンデンサ６が接続されている。また、ＮＰＮトランジス
タ３のベースエミッタ間にコンデンサ５が接続されてい
る。所定の電圧源に接続されている端子１０と接地間に
は、抵抗１と抵抗２が接続されており、その抵抗１と抵
抗２の接続点が、ＮＰＮトランジスタ３のベースに接続
されている。これらの抵抗１，２，４は、それぞれＮＰ
Ｎトランジスタ３に所定のバイアス電圧を供給するもの
である。
ている。この例においては、ＮＰＮトランジスタ３のエ
ミッタが、抵抗４を介して接地され、抵抗４に並列にコ
ンデンサ６が接続されている。また、ＮＰＮトランジス
タ３のベースエミッタ間にコンデンサ５が接続されてい
る。所定の電圧源に接続されている端子１０と接地間に
は、抵抗１と抵抗２が接続されており、その抵抗１と抵
抗２の接続点が、ＮＰＮトランジスタ３のベースに接続
されている。これらの抵抗１，２，４は、それぞれＮＰ
Ｎトランジスタ３に所定のバイアス電圧を供給するもの
である。
【０００３】また、ＮＰＮトランジスタ３のベースに
は、直流阻止用のコンデンサ７を介して、１ポート型Ｓ
ＡＷ（Ｓｕｒｆａｃｅ Ａｃｏｕｓｔｉｃ Ｗａｖｅ）
共振子９が接続されている。さらに、端子Ｔ3はコンデ
ンサ８を介して接地されている。
は、直流阻止用のコンデンサ７を介して、１ポート型Ｓ
ＡＷ（Ｓｕｒｆａｃｅ Ａｃｏｕｓｔｉｃ Ｗａｖｅ）
共振子９が接続されている。さらに、端子Ｔ3はコンデ
ンサ８を介して接地されている。
【０００４】１ポート型ＳＡＷ共振子９は、例えば図４
に示すように構成されており、その等価回路は、図５に
示すようになっている。
に示すように構成されており、その等価回路は、図５に
示すようになっている。
【０００５】すなわち、端子Ｔ1とＴ2の間には、抵抗２
１、コイル２２およびコンデンサ２３よりなる直列回路
とコンデンサ２４との並列回路が接続されている。この
コンデンサ２４は、１ポート型ＳＡＷ共振子９の端子間
容量である。
１、コイル２２およびコンデンサ２３よりなる直列回路
とコンデンサ２４との並列回路が接続されている。この
コンデンサ２４は、１ポート型ＳＡＷ共振子９の端子間
容量である。
【０００６】この１ポート型ＳＡＷ共振子９は、次の条
件を満たすとき、実質的にインダクタンスとして作用す
る。なお、Ｌ22，Ｃ23，Ｃ24，Ｒ21は、それぞれコイル
２２のインダクタンス、コンデンサ２３の容量、コンデ
ンサ２４の容量、または抵抗２１の抵抗値を表してい
る。 ωＬ22＞１／（ωＣ23）＝１／（ωＣ24）＝Ｒ21
件を満たすとき、実質的にインダクタンスとして作用す
る。なお、Ｌ22，Ｃ23，Ｃ24，Ｒ21は、それぞれコイル
２２のインダクタンス、コンデンサ２３の容量、コンデ
ンサ２４の容量、または抵抗２１の抵抗値を表してい
る。 ωＬ22＞１／（ωＣ23）＝１／（ωＣ24）＝Ｒ21
【０００７】すなわち、１ポート型ＳＡＷ共振子９が、
上記条件を満足して、実質的にインダクタンス（コイ
ル）として機能するとき、図３の回路は、所謂コルピッ
ツ発振回路を構成し、発振動作を行う。
上記条件を満足して、実質的にインダクタンス（コイ
ル）として機能するとき、図３の回路は、所謂コルピッ
ツ発振回路を構成し、発振動作を行う。
【０００８】なお、この図３に示す発振回路において
は、図４と図５に示す１ポート型ＳＡＷ共振子９に替え
て、後述する図７と図８に示す２ポート型ＳＡＷ共振子
４３を用いることも可能である。
は、図４と図５に示す１ポート型ＳＡＷ共振子９に替え
て、後述する図７と図８に示す２ポート型ＳＡＷ共振子
４３を用いることも可能である。
【０００９】図６は、他の従来の発振回路の構成例を表
している。この例においては、増幅器４１の出力が、コ
ンデンサ４２を介して２ポート型ＳＡＷ共振子４３に供
給されている。また、２ポート型ＳＡＷ共振子４３の出
力は、コンデンサ４４を介して増幅器４１に入力されて
いる。
している。この例においては、増幅器４１の出力が、コ
ンデンサ４２を介して２ポート型ＳＡＷ共振子４３に供
給されている。また、２ポート型ＳＡＷ共振子４３の出
力は、コンデンサ４４を介して増幅器４１に入力されて
いる。
【００１０】増幅器４１は、ＩＣに内蔵されており、Ｉ
Ｃの各端子と内蔵チップの間に存在するボンディングワ
イヤーなどのインダクタンス成分が、コイル４５を構成
している。
Ｃの各端子と内蔵チップの間に存在するボンディングワ
イヤーなどのインダクタンス成分が、コイル４５を構成
している。
【００１１】２ポート型ＳＡＷ共振子４３は、例えば図
７に示すように、入出力のための端子Ｔ11，Ｔ12と、接
地用の端子Ｔ13を有している。図８は、この２ポート型
ＳＡＷ共振子４３の等価回路を表している。
７に示すように、入出力のための端子Ｔ11，Ｔ12と、接
地用の端子Ｔ13を有している。図８は、この２ポート型
ＳＡＷ共振子４３の等価回路を表している。
【００１２】すなわち、端子Ｔ11は、抵抗５２、コイル
５３およびコンデンサ５４を介して、等価トランス５５
の一方の巻線の一方の端子に接続されている。等価トラ
ンス５５のこの巻線の他方の端子は、端子Ｔ13に接続さ
れている。また、端子Ｔ11は、コンデンサ５１を介し
て、端子Ｔ13に接続されている。
５３およびコンデンサ５４を介して、等価トランス５５
の一方の巻線の一方の端子に接続されている。等価トラ
ンス５５のこの巻線の他方の端子は、端子Ｔ13に接続さ
れている。また、端子Ｔ11は、コンデンサ５１を介し
て、端子Ｔ13に接続されている。
【００１３】端子Ｔ12は、等価トランス５５の他方の巻
線と、コンデンサ５６の並列回路を介して、端子Ｔ13に
接続されている。
線と、コンデンサ５６の並列回路を介して、端子Ｔ13に
接続されている。
【００１４】この２ポート型ＳＡＷ共振子４３は、実質
的に遅延位相回路として機能し、主にコイル５３と等価
トランス５５によって、０度と１８０度の遅延位相の信
号の選択が可能となされている。
的に遅延位相回路として機能し、主にコイル５３と等価
トランス５５によって、０度と１８０度の遅延位相の信
号の選択が可能となされている。
【００１５】従って、増幅器４１の出力が、コンデンサ
４２を介して２ポート型ＳＡＷ共振子４３に入力され、
位相が０度または１８０度遅延された信号が、２ポート
型ＳＡＷ共振子４３からコンデンサ４４を介して増幅器
４１に入力される。その結果、この回路が発振すること
になる。
４２を介して２ポート型ＳＡＷ共振子４３に入力され、
位相が０度または１８０度遅延された信号が、２ポート
型ＳＡＷ共振子４３からコンデンサ４４を介して増幅器
４１に入力される。その結果、この回路が発振すること
になる。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記し
た図３に示す発振回路は、不平衡動作を行う。その結
果、発振信号の漏洩（スプリアス）を抑制するために、
電源端子１０をコンデンサ８により高周波的に接地し、
そのインピーダンスを小さくし、回路を安定させるよう
にしなければならない。また、発振回路全体を厳重にシ
ールドする必要があった。さらに、平衡度が悪いため、
信号の回り込みが発生し、温度変化、経年変化などに影
響されずに、一定の周波数の信号を安定して発生するに
は、調整操作が不可欠となる課題があった。
た図３に示す発振回路は、不平衡動作を行う。その結
果、発振信号の漏洩（スプリアス）を抑制するために、
電源端子１０をコンデンサ８により高周波的に接地し、
そのインピーダンスを小さくし、回路を安定させるよう
にしなければならない。また、発振回路全体を厳重にシ
ールドする必要があった。さらに、平衡度が悪いため、
信号の回り込みが発生し、温度変化、経年変化などに影
響されずに、一定の周波数の信号を安定して発生するに
は、調整操作が不可欠となる課題があった。
【００１７】一方、図６に示す発振回路は、やはり不平
衡動作を行うため、独立の電源端子を設けて、高周波的
接地を容易にしたり、接地インダクタンスによる増幅率
の低下を抑制するために、並列接地端子を増設したりす
るなど、ＩＣの小型化、集積化を妨げる要因に対する対
策を施す必要があった。その結果、例えばせいぜい１０
０ＭＨｚの周波数の信号しか発生させることができず、
それ以上の高い周波数の信号を、温度変化、経年変化な
どに影響されずに、安定して発生させることが困難であ
る課題があった。
衡動作を行うため、独立の電源端子を設けて、高周波的
接地を容易にしたり、接地インダクタンスによる増幅率
の低下を抑制するために、並列接地端子を増設したりす
るなど、ＩＣの小型化、集積化を妨げる要因に対する対
策を施す必要があった。その結果、例えばせいぜい１０
０ＭＨｚの周波数の信号しか発生させることができず、
それ以上の高い周波数の信号を、温度変化、経年変化な
どに影響されずに、安定して発生させることが困難であ
る課題があった。
【００１８】本発明はこのような状況に鑑みてなされた
ものであり、より高い周波数の信号を安定して発生する
ことができるようにするものである。
ものであり、より高い周波数の信号を安定して発生する
ことができるようにするものである。
【００１９】
【課題を解決するための手段】請求項１に記載の発振回
路は、差動接続された少なくとも１対の能動素子を有す
る差動増幅器と、差動増幅器の出力を入力に正帰還する
正帰還回路と、１対の能動素子の間に接続された１ポー
ト型ＳＡＷ共振子とを備えることを特徴とする。
路は、差動接続された少なくとも１対の能動素子を有す
る差動増幅器と、差動増幅器の出力を入力に正帰還する
正帰還回路と、１対の能動素子の間に接続された１ポー
ト型ＳＡＷ共振子とを備えることを特徴とする。
【００２０】請求項３に記載の発振方法は、差動接続さ
れた少なくとも１対の能動素子を有する差動増幅器の出
力を入力に正帰還し、１対の能動素子の間に１ポート型
ＳＡＷ共振子を接続して発振動作をさせることを特徴と
する。
れた少なくとも１対の能動素子を有する差動増幅器の出
力を入力に正帰還し、１対の能動素子の間に１ポート型
ＳＡＷ共振子を接続して発振動作をさせることを特徴と
する。
【００２１】請求項１に記載の発振回路においては、差
動増幅器が、差動接続された少なくとも１対の能動素子
を有し、正帰還回路が、差動増幅器の出力を入力に正帰
還し、１ポート型ＳＡＷ共振子が、１対の能動素子の間
に接続される。
動増幅器が、差動接続された少なくとも１対の能動素子
を有し、正帰還回路が、差動増幅器の出力を入力に正帰
還し、１ポート型ＳＡＷ共振子が、１対の能動素子の間
に接続される。
【００２２】請求項３に記載の発振方法においては、差
動接続された少なくとも１対の能動素子を有する差動増
幅器の出力を入力に正帰還し、１対の能動素子の間に１
ポート型ＳＡＷ共振子を接続して発振動作をさせる。
動接続された少なくとも１対の能動素子を有する差動増
幅器の出力を入力に正帰還し、１対の能動素子の間に１
ポート型ＳＡＷ共振子を接続して発振動作をさせる。
【００２３】
【発明の実施の形態】図１は、本発明の発振回路の一実
施例の構成を示す回路図である。この実施例において
は、バイポーラトランジスタとしてのＮＰＮトランジス
タ６１と６２が、そのエミッタが共通に接続され、その
共通接続点が、定電流回路６３を介して接地されてい
る。ＮＰＮトランジスタ６１のコレクタは、負荷インピ
ーダンス６４を介して電源端子７０に接続され、また、
ＮＰＮトランジスタ６２のコレクタは、負荷インピーダ
ンス６５を介して電源端子７０に接続されている。すな
わち、ＮＰＮトランジスタ６１とＮＰＮトランジスタ６
２は、差動接続され、差動増幅器を構成している。
施例の構成を示す回路図である。この実施例において
は、バイポーラトランジスタとしてのＮＰＮトランジス
タ６１と６２が、そのエミッタが共通に接続され、その
共通接続点が、定電流回路６３を介して接地されてい
る。ＮＰＮトランジスタ６１のコレクタは、負荷インピ
ーダンス６４を介して電源端子７０に接続され、また、
ＮＰＮトランジスタ６２のコレクタは、負荷インピーダ
ンス６５を介して電源端子７０に接続されている。すな
わち、ＮＰＮトランジスタ６１とＮＰＮトランジスタ６
２は、差動接続され、差動増幅器を構成している。
【００２４】また、ＮＰＮトランジスタ６１のコレクタ
は、抵抗６７を介してＮＰＮトランジスタ６２のベース
に接続され、ＮＰＮトランジスタ６２のコレクタは、抵
抗６６を介してＮＰＮトランジスタ６１のベースに接続
されている。すなわち、差動接続されているＮＰＮトラ
ンジスタ６１と６２の一方の出力は、他方の入力に正帰
還されるようになされている。コンデンサ６６と６７
は、このための正帰還回路を構成している。
は、抵抗６７を介してＮＰＮトランジスタ６２のベース
に接続され、ＮＰＮトランジスタ６２のコレクタは、抵
抗６６を介してＮＰＮトランジスタ６１のベースに接続
されている。すなわち、差動接続されているＮＰＮトラ
ンジスタ６１と６２の一方の出力は、他方の入力に正帰
還されるようになされている。コンデンサ６６と６７
は、このための正帰還回路を構成している。
【００２５】さらに、ＮＰＮトランジスタ６１と６２の
コレクタは、それぞれ直流阻止用のコンデンサ６８と６
９を介して、１ポート型ＳＡＷ共振子９の端子Ｔ1とＴ2
に接続されている。この１ポート型ＳＡＷ共振子９は、
上述したように、図４に示すような形状とされ、その等
価回路は、図５に示すようになされている。
コレクタは、それぞれ直流阻止用のコンデンサ６８と６
９を介して、１ポート型ＳＡＷ共振子９の端子Ｔ1とＴ2
に接続されている。この１ポート型ＳＡＷ共振子９は、
上述したように、図４に示すような形状とされ、その等
価回路は、図５に示すようになされている。
【００２６】ＮＰＮトランジスタ６１のコレクタの出力
は、コンデンサ６７を介してＮＰＮトランジスタ６２の
ベースに正帰還される。また、ＮＰＮトランジスタ６２
のコレクタの出力が、コンデンサ６６を介してＮＰＮト
ランジスタ６１のベースに正帰還される。その結果、こ
の発振回路は、実質的に１ポート型ＳＡＷ共振子９のコ
ンデンサ２４とコイル２２の値（Ｃ22とＬ24）により規
定される並列共振モードで発振する。
は、コンデンサ６７を介してＮＰＮトランジスタ６２の
ベースに正帰還される。また、ＮＰＮトランジスタ６２
のコレクタの出力が、コンデンサ６６を介してＮＰＮト
ランジスタ６１のベースに正帰還される。その結果、こ
の発振回路は、実質的に１ポート型ＳＡＷ共振子９のコ
ンデンサ２４とコイル２２の値（Ｃ22とＬ24）により規
定される並列共振モードで発振する。
【００２７】ＮＰＮトランジスタ６１と６２のパラメー
タが等しく、負荷インピーダンス６４と６５、コンデン
サ６８と６９、コンデンサ６６と６７の値が、それぞれ
等しいとすると（Ｚ64＝Ｚ65，Ｃ68＝Ｃ69，Ｃ66＝
Ｃ67）、この発振回路は完全平衡状態となる。完全平衡
回路となるため、電源端子７０、ＮＰＮトランジスタ６
１，６２のエミッタにおいては、逆相振幅成分が相殺さ
れ、それらは仮想接地状態となる。したがって、スプリ
アス抑制のための高周波接地端子を必要とせず、漏洩の
少ない発振回路を実現することができる。
タが等しく、負荷インピーダンス６４と６５、コンデン
サ６８と６９、コンデンサ６６と６７の値が、それぞれ
等しいとすると（Ｚ64＝Ｚ65，Ｃ68＝Ｃ69，Ｃ66＝
Ｃ67）、この発振回路は完全平衡状態となる。完全平衡
回路となるため、電源端子７０、ＮＰＮトランジスタ６
１，６２のエミッタにおいては、逆相振幅成分が相殺さ
れ、それらは仮想接地状態となる。したがって、スプリ
アス抑制のための高周波接地端子を必要とせず、漏洩の
少ない発振回路を実現することができる。
【００２８】また、完全平衡回路を構成しているため、
調整が不要となり、温度変化、経年変化に拘らず、高精
度で安定した発振動作を行わせることができる。
調整が不要となり、温度変化、経年変化に拘らず、高精
度で安定した発振動作を行わせることができる。
【００２９】例えば、デジタルテレビジョン放送におけ
る第２中間周波信号は、４８０ＭＨｚの高い周波数であ
ることが要求され、なおかつ、その精度は、±１００ｋ
Ｈｚの範囲であることが要求されるが、図１の実施例に
よれば、この高周波の信号を要求される精度で、無調整
で発生させることが可能である。
る第２中間周波信号は、４８０ＭＨｚの高い周波数であ
ることが要求され、なおかつ、その精度は、±１００ｋ
Ｈｚの範囲であることが要求されるが、図１の実施例に
よれば、この高周波の信号を要求される精度で、無調整
で発生させることが可能である。
【００３０】１ポート型ＳＡＷ共振子９に代えて、図５
に示す回路を、個々の抵抗、コイルおよびコンデンサの
部品から構成すると、温度変化、経年変化などによる影
響を受け、高周波の信号を高精度で発生させることが困
難になる。従って、１ポート型ＳＡＷ共振子を用いるこ
とが必要となる。
に示す回路を、個々の抵抗、コイルおよびコンデンサの
部品から構成すると、温度変化、経年変化などによる影
響を受け、高周波の信号を高精度で発生させることが困
難になる。従って、１ポート型ＳＡＷ共振子を用いるこ
とが必要となる。
【００３１】図２は、本発明の発振回路の第２の実施例
の構成を表している。この実施例においては、ＮＰＮト
ランジスタ８１のコレクタが、電源端子９１に接続さ
れ、そのエミッタは、定電流源８５に接続されている。
また、ＮＰＮトランジスタ８２のコレクタも、電源端子
９１に接続され、そのエミッタは、定電流源８６に接続
されている。さらに、ＮＰＮトランジスタ８１と８２の
エミッタを、コンデンサ８７を介して接続することで、
これらのトランジスタにより差動増幅器を構成してい
る。
の構成を表している。この実施例においては、ＮＰＮト
ランジスタ８１のコレクタが、電源端子９１に接続さ
れ、そのエミッタは、定電流源８５に接続されている。
また、ＮＰＮトランジスタ８２のコレクタも、電源端子
９１に接続され、そのエミッタは、定電流源８６に接続
されている。さらに、ＮＰＮトランジスタ８１と８２の
エミッタを、コンデンサ８７を介して接続することで、
これらのトランジスタにより差動増幅器を構成してい
る。
【００３２】また、この実施例においては、ＮＰＮトラ
ンジスタ８１のエミッタより出力された信号を、コンデ
ンサ８３を介してＮＰＮトランジスタ８１のベースに正
帰還し、ＮＰＮトランジスタ８２のエミッタより出力さ
れた信号を、コンデンサ８４を介してＮＰＮトランジス
タ８２のベースに正帰還するようになされている。さら
にまた、ＮＰＮトランジスタ８１と８２のベースの間に
は、直流阻止用のコンデンサ８８と８９を介して１ポー
ト型ＳＡＷ共振子９の端子Ｔ1とＴ2が、それぞれ接続さ
れている。
ンジスタ８１のエミッタより出力された信号を、コンデ
ンサ８３を介してＮＰＮトランジスタ８１のベースに正
帰還し、ＮＰＮトランジスタ８２のエミッタより出力さ
れた信号を、コンデンサ８４を介してＮＰＮトランジス
タ８２のベースに正帰還するようになされている。さら
にまた、ＮＰＮトランジスタ８１と８２のベースの間に
は、直流阻止用のコンデンサ８８と８９を介して１ポー
ト型ＳＡＷ共振子９の端子Ｔ1とＴ2が、それぞれ接続さ
れている。
【００３３】この実施例においても、コンデンサ８８と
８９、コンデンサ８３と８４の容量が、それぞれ同一で
あり（Ｃ88＝Ｃ89，Ｃ83＝Ｃ84）、また、定電流源８５
と８６およびＮＰＮトランジスタ８１と８２のパラメー
タが同一となるようにすれば、完全平衡状態となり、Ｎ
ＰＮトランジスタ８１と８２のコレクタに、発振振幅を
発生しない。従って、この場合、図２に示すような電源
端子９１を接地するコンデンサ９０（図３におけるコン
デンサ８と同様に機能する）は不要となる。
８９、コンデンサ８３と８４の容量が、それぞれ同一で
あり（Ｃ88＝Ｃ89，Ｃ83＝Ｃ84）、また、定電流源８５
と８６およびＮＰＮトランジスタ８１と８２のパラメー
タが同一となるようにすれば、完全平衡状態となり、Ｎ
ＰＮトランジスタ８１と８２のコレクタに、発振振幅を
発生しない。従って、この場合、図２に示すような電源
端子９１を接地するコンデンサ９０（図３におけるコン
デンサ８と同様に機能する）は不要となる。
【００３４】この実施例においても、差動増幅器と１ポ
ート型ＳＡＷ共振子を用いることにより、また、各素子
を対応するものとすることにより、完全平衡条件が設定
されるため、無調整で高い周波数の信号を高精度で発生
させることが可能となる。
ート型ＳＡＷ共振子を用いることにより、また、各素子
を対応するものとすることにより、完全平衡条件が設定
されるため、無調整で高い周波数の信号を高精度で発生
させることが可能となる。
【００３５】これらの発振回路は、高周波ＩＣに内蔵す
る場合に適しており、特に電源や接地線へのインピーダ
ンスを充分に低下させることができない場合において、
高周波の発振信号を、高精度でかつ無調整で発生させる
場合に用いることができる。
る場合に適しており、特に電源や接地線へのインピーダ
ンスを充分に低下させることができない場合において、
高周波の発振信号を、高精度でかつ無調整で発生させる
場合に用いることができる。
【００３６】なお、上記実施例においては、差動増幅器
を構成する能動素子としてＮＰＮトランジスタを用いる
ようにしたが、ＰＮＰトランジスタあるいはＦＥＴなど
を用いることも可能である。
を構成する能動素子としてＮＰＮトランジスタを用いる
ようにしたが、ＰＮＰトランジスタあるいはＦＥＴなど
を用いることも可能である。
【００３７】以上、本発明の実施例について説明した
が、本発明は、上記した主旨を逸脱しない範囲で種々の
改変が可能である。
が、本発明は、上記した主旨を逸脱しない範囲で種々の
改変が可能である。
【００３８】
【発明の効果】以上の如く、請求項１に記載の発振回路
および請求項３に記載の発振方法によれば、差動増幅器
の出力を入力に正帰還し、１対の能動素子の間に１ポー
ト型ＳＡＷ共振子を接続して発振動作を行わせるように
したので、温度変化、経年変化に影響されず、無調整で
高精度の高い周波数の信号を発生させることが可能とな
る。したがって、デジタル放送衛星の第２中間周波信号
を発生させる場合などに適用することが可能となる。
および請求項３に記載の発振方法によれば、差動増幅器
の出力を入力に正帰還し、１対の能動素子の間に１ポー
ト型ＳＡＷ共振子を接続して発振動作を行わせるように
したので、温度変化、経年変化に影響されず、無調整で
高精度の高い周波数の信号を発生させることが可能とな
る。したがって、デジタル放送衛星の第２中間周波信号
を発生させる場合などに適用することが可能となる。
【図１】本発明の発振回路の一実施例の構成を示す回路
図である。
図である。
【図２】本発明の発振回路の他の実施例の構成を示す回
路図である。
路図である。
【図３】従来の発振回路の構成を示す回路図である。
【図４】１ポート型ＳＡＷ共振子の構成を示す図であ
る。
る。
【図５】図４の例の等価回路を示す回路図である。
【図６】従来の発振回路の他の構成例を示す回路図であ
る。
る。
【図７】２ポート型ＳＡＷ共振子の構成を示す図であ
る。
る。
【図８】図７の例の等価回路を示す回路図である。
９ １ポート型ＳＡＷ共振子 ４１ 増幅器 ４３ ２ポート型ＳＡＷ共振子 ６１，６２ ＮＰＮトランジスタ ６３ 定電流回路 ６４，６５ 負荷インピーダンス ６６，６７ コンデンサ ８１，８２ ＮＰＮトランジスタ ８３，８４ コンデンサ ８５，８６ 定電流回路
Claims (3)
- 【請求項１】 差動接続された少なくとも１対の能動素
子を有する差動増幅器と、 前記差動増幅器の出力を入力に正帰還する正帰還回路
と、 前記１対の能動素子の間に接続された１ポート型ＳＡＷ
共振子とを備えることを特徴とする発振回路。 - 【請求項２】 前記能動素子はバイポーラトランジスタ
であり、 前記１ポート型ＳＡＷ共振子は、前記バイポーラトラン
ジスタのコレクタ間またはベース間に接続されているこ
とを特徴とする請求項１に記載の発振回路。 - 【請求項３】 差動接続された少なくとも１対の能動素
子を有する差動増幅器の出力を入力に正帰還し、 前記１対の能動素子の間に１ポート型ＳＡＷ共振子を接
続して発振動作をさせることを特徴とする発振方法。
Priority Applications (7)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25961195A JP3395482B2 (ja) | 1995-10-06 | 1995-10-06 | 発振回路および発振方法 |
| SG1996010674A SG48472A1 (en) | 1995-10-06 | 1996-09-25 | Oscillation circuit and oscillation method |
| US08/721,231 US5717363A (en) | 1995-10-06 | 1996-09-26 | Oscillation circuit and oscillation method |
| KR1019960043585A KR100450252B1 (ko) | 1995-10-06 | 1996-10-01 | 발진회로및발진방법 |
| DE69626166T DE69626166T2 (de) | 1995-10-06 | 1996-10-04 | Oszillatorschaltung und -verfahren |
| EP96307269A EP0767532B1 (en) | 1995-10-06 | 1996-10-04 | Oscillation circuit and oscillation method |
| CN96121110A CN1077741C (zh) | 1995-10-06 | 1996-10-05 | 振荡电路和振荡方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25961195A JP3395482B2 (ja) | 1995-10-06 | 1995-10-06 | 発振回路および発振方法 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09102712A true JPH09102712A (ja) | 1997-04-15 |
| JP3395482B2 JP3395482B2 (ja) | 2003-04-14 |
Family
ID=17336497
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP25961195A Expired - Lifetime JP3395482B2 (ja) | 1995-10-06 | 1995-10-06 | 発振回路および発振方法 |
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| EP (1) | EP0767532B1 (ja) |
| JP (1) | JP3395482B2 (ja) |
| KR (1) | KR100450252B1 (ja) |
| CN (1) | CN1077741C (ja) |
| DE (1) | DE69626166T2 (ja) |
| SG (1) | SG48472A1 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| US6380816B1 (en) | 1999-02-17 | 2002-04-30 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Oscillator and voltage controlled oscillator |
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| JP2009044479A (ja) * | 2007-08-09 | 2009-02-26 | Seiko Epson Corp | 発振器 |
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| US6285865B1 (en) | 1998-11-12 | 2001-09-04 | Broadcom Corporation | System and method for on-chip filter tuning |
| NL1013936C2 (nl) * | 1999-12-23 | 2001-06-26 | Ericsson Telefon Ab L M | Oscillator, zender voorzien van een dergelijke oscillator, en gebruik van een dergelijke zender. |
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| US7362193B2 (en) | 2002-09-06 | 2008-04-22 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Oscillator and an integrated circuit |
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| FR2905041A1 (fr) * | 2006-08-17 | 2008-02-22 | St Microelectronics Sa | Circuit de capacite negative pour applications hautes frequences |
| FR2905042B1 (fr) * | 2006-08-17 | 2008-12-12 | St Microelectronics Sa | Circuit electronique integre comportant un resonnateur accordable |
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| JP2925158B2 (ja) * | 1988-07-29 | 1999-07-28 | 株式会社東芝 | 変調器および送信器 |
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- 1995-10-06 JP JP25961195A patent/JP3395482B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1996
- 1996-09-25 SG SG1996010674A patent/SG48472A1/en unknown
- 1996-09-26 US US08/721,231 patent/US5717363A/en not_active Expired - Lifetime
- 1996-10-01 KR KR1019960043585A patent/KR100450252B1/ko not_active Expired - Lifetime
- 1996-10-04 DE DE69626166T patent/DE69626166T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1996-10-04 EP EP96307269A patent/EP0767532B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1996-10-05 CN CN96121110A patent/CN1077741C/zh not_active Expired - Lifetime
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| Publication number | Publication date |
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| EP0767532A1 (en) | 1997-04-09 |
| SG48472A1 (en) | 1998-04-17 |
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| CN1077741C (zh) | 2002-01-09 |
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| KR970024508A (ko) | 1997-05-30 |
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