JPH09102752A - チューナ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 局部発信回路の発信信号の位相雑音特性が広
帯域にわたって改善されたチューナ装置を実現する。 【解決手段】 発振周波数帯域が低い局部発振回路１７
と発振周波数帯域が高い局部発振回路１８とを備え、希
望信号（選局信号）に応じて、局部発振回路１７と１８
とを切り換えることで、制御電圧に対する発振感度を低
く設定し、発振帯域に拘らず、ほぼ一定に保つことがで
きる。これにより、全発振帯域にわたってほぼ一定で良
好な位相雑音特性が得られる。また、可変同調フィルタ
３の同調電圧は、局部発振回路１７、１８の制御電圧と
は、独立に与えられるので、可変同調フィルタ３と局部
発振回路１７、１８の良好なトラッキング特性が得られ
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、地上系、衛星系、
ＣＡＴＶ系で放送されるディジタル変調された高周波信
号を受信するチューナ装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】現在、国内のＴＶ放送は、アナログ変調
方式による地上ＴＶ放送、１２ＧＨｚ帯衛星放送等が実
施されている。また、将来は、１２ＧＨｚあるいは２１
ＧＨｚ帯の放送衛星によるＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒｉｐｈ
ａｓｅ ｓｈｉｆｔ ｋｅｙｉｎｇ）変調方式を用いた
ディジタルＴＶ放送も計画されている。このようなＴＶ
放送受信装置のチューナ部においては、妨害波を除去す
る可変同調フィルタ及び希望信号を選局する局部発振回
路が用いられる。

【０００３】一般的な、衛星ＴＶ放送受信装置のチュー
ナ部の構成が、ＴＶ学会技術報告、Ｖｏｌ．１７、Ｎ
ｏ．４６、ＰＰ．１９〜２４（Ａｕｇ．１９９３）“衛
星放送用広帯域低電圧フロントエンドの開発”に記載さ
れている。可変同調フィルタ（同調周波数ｆ0）、局部
発振回路（発振周波数ｆ1）は、ＰＬＬ選局回路からの
制御電圧で制御され、ｆ1−ｆ0＝ｆi（ｆi：中間周波
数）の関係が保たれるようにトラッキングを行う。

【０００４】受信周波数範囲は、約１ＧＨｚと広く、広
帯域可変の局部発振回路を単一の回路で構成している。
受信信号の変調方式はアナログ方式であり、一般的なＰ
ＬＬ制御局部発振回路の位相雑音特性（例えば、発振周
波数ｆosc＝２ＧＨｚ、ｆoscからのオフセット周波数１
０ＫＨｚで位相雑音−６５ｄＢｃ／Ｈｚ程度）で、復調
特性にほとんど影響を与えることがない。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】ところで、アナログ変
調方式によるＴＶ放送では、局部発振回路の位相雑音
は、復調特性にほとんど影響を与えないが、今後開始が
予定されるディジタル変調方式によるＴＶ放送では、位
相雑音は復調特性に影響を与えるため、チューナ部で用
いられる選局用の局部発振回路の発振信号の位相雑音低
減が重要な課題となっている。

【０００６】ＰＬＬ制御型の局部発振回路の位相雑音
は、位相比較をおこなう基準発振器の位相雑音、ＰＬＬ
ループの雑音、ＰＬＬループの帯域幅、ＰＬＬループの
ループゲイン、局部発振回路の発振感度等によって決定
される。以下、簡単に位相雑音について解析し、位相雑
音低減に有効な手段について考察する。

【０００７】図１５にチューナで用いられる一般的なＰ
ＬＬ選局回路の等価回路を示す。図１５において、１０
１は局部発振回路、１０３は分周器、１０９は位相検波
器、１０５は基準発振器、１０７は分周器、１１３は雑
音発生器、１１５はループアンプ、１１７はループフィ
ルタである。

【０００８】以下、選局回路の動作について説明する。
局部発振回路１０１は、電圧制御型発振回路であり、制
御電圧で負荷リアクタンス値を変え、周波数制御をおこ
なう。局部発振回路１０１の周波数変調感度をΔω（ｒ
ａｄ／ｓｅｃ／Ｖ）、位相変調感度をΔφ（ｒａｄ／
Ｖ）とすると、これらの関係は、次式（１）のように、 Δω=ｄΔφ／ｄｔ又はΔφ＝Δω・ｔ……………（１） と、表すことができる。

【０００９】いま、局部発振回路の発振角周波数をω1
（ｒａｄ／ｓｅｃ）、制御電圧をＶcon（ｖ）、位相を
φ1とすると発振信号１０２（ｆosc）は、次式（２）の
ように、 ｆosc ＝ｃｏｓ｛（ω1＋Δω・Ｖcon）・ｔ＋φ1｝ ＝ｃｏｓ｛（ω1＋ｄΔφ/ｄｔ・Ｖcon）・ｔ＋φ1｝ ＝ｃｏｓ｛ω1・ｔ＋（φ1+Δφ・Ｖcon）｝……………（２） と、表すことができる。

【００１０】ここで、初期値として制御電圧Ｖcon＝０
とすると、（２）式は、次式（３）となる。 ｆosc ＝ｃｏｓ（ω1・ｔ＋φ1）……………（３） また、基準発振器１０５の発振信号ｆrefは、発振角周
波数をω1、位相をφ0とすると、次式（４）のように、 ｆref ＝ｃｏｓ（ω0・ｔ＋φ0)……………（４） となる。

【００１１】局部発振回路１０１と基準発振器１０５の
出力信号は、それぞれ分周器１０３、１０７で分周さ
れ、位相比較器１０９で位相比較される。分周器１０３
（１／Ｎ）の出力信号１０４（ｆosc）は、次式（５）
で与えられる。 ｆosc ＝ｃｏｓ（ω1・ｔ／Ｎ＋φ1／Ｎ）……………（５） また、分周器１０７（１／Ｍ）の出力信号１０８（ｆre
f）は、次式（６）のように、 ｆref ＝ｃｏｓ（ω0・ｔ／Ｍ＋φ0／Ｍ）……………（６） となる。

【００１２】位相検波器１０９の検波出力信号１１０
（Ｖdet）は、次のようになる。 Ｖdet ＝ｆosc・ｆref ＝［ｃｏｓ｛（ω0／Ｍ＋ω1／Ｎ）・ｔ＋φ0／Ｍ＋φ1／Ｎ｝ ＋ｃｏｓ｛（ω0／Ｍ−ω1／Ｎ）・ｔ＋φ0／Ｍ−φ1／Ｎ｝］…… ………（７） （７）式の第１項はループフィルタ１１７で削除される
とすると、次式（８）にように、 Ｖdet ＝ｃｏｓ｛（ω0 ／Ｍ−ω1／Ｎ）・ｔ＋φ0／Ｍ−φ1／Ｎ｝…………… （８） となる。

【００１３】雑音発生器１１３で発生する雑音をｎ
（ｔ）（ＰＬＬループで発生する雑音成分）、ループア
ンプ１１７のループゲインをｋ、ループフィルタの伝達
関数をＬとすると、局部発振回路１０１に印加される制
御電圧（Ｖcon）は次式（９）で与えられる。 Ｖcon＝Ｋ・Ｌ・ｃｏｓ｛（ω0／Ｍ−ω1／Ｎ）・ｔ＋φ0／Ｍ−φ1／Ｎ｝＋Ｋ・ Ｌ・ｎ（ｔ）………（９） いま、簡単のために周波数同期条件が成り立っていると
すると、次式（１０）が成立する。 ω0／Ｍ−ω1／Ｎ＝０ 即ち、ω1＝Ｎ／Ｍ・ω0……………（１０） また、位相同期過程にあって、φ0／Ｍ−φ1／Ｎの位相
がπ／２の近傍にあるとすると、（９）式は次式（１
１）のように、 Ｖcon＝Ｋ・Ｌ・｛π／２−（φ0／Ｍ−φ1／Ｎ）｝＋Ｋ・Ｌ・ｎ（ｔ）………… …（１１） と近似できる。

【００１４】また、（２）及び（１１）式から、位相同
期過程の発振信号１０２（ｆosc）は次式となる。 ｆosc＝Ａ・ｃｏｓ［Ｎ／Ｍ・ω0・ｔ＋｛φ1１＋Δφ・Ｋ・Ｌ・｛π／２−（φ0 ／Ｍ−φ1／Ｎ）｝＋Ｋ・Ｌ・ｎ（ｔ）｝］・・・・・・…（１２） 分周後の局部発振信号出力１０４と分周後の基準発振信
号１０８の位相差がπ／２となることが位相同期条件で
あり、位相同期条件は次式（１３）に示すように、 ［φ1＋Δφ・Ｋ・Ｌ・｛π／２−（φ0／Ｍ−φ1／Ｎ）｝＋Ｋ・Ｌ・ｎ（ｔ）｝］ ／Ｎ−φ0／Ｍ＝π／２ …… （１３） となる。

【００１５】次に、位相雑音について考察する。ＦＭ性
の位相雑音は、位相の時間変化で与えられるため、（１
３）式を時間微分し、次式（１４）及び（１５）から局
部発振信号１０２の位相雑音成分ｄφ１／ｄｔを求め
る。 ［ｄφ1／ｄｔ−Δφ・Ｋ・Ｌ・｛１／Ｍ・ｄφ0／ｄｔ−１／Ｎ・ｄφ1／ｄｔ｝ ＋Δφ・Ｋ・Ｌ・ｄｎ（ｔ）／ｄｔ＝Ｎ／Ｍ・ｄφ0／ｄｔ……（１４） （１４）式を変形して、 ｄφ1／ｄｔ＝Ｎ／Ｍ・ｄφ0／ｄｔ＋｛Δφ・Ｋ・Ｌ／（１＋Δφ・Ｋ・Ｌ／Ｎ） ｝・ｄｎ（ｔ）／ｄｔ……（１５） が得られる。

【００１６】（１５）式の第１項は、基準発振器１０５
の位相雑音成分が分周器１０３及び分周り器１０７の比
Ｎ／Ｍ倍された成分であり、第２項はＰＬＬループで発
生する雑音に比例した成分である。一般的には第２項が
支配的になるため、第２項を充分小さくすることが必要
である。

【００１７】通常は、分周比Ｎは充分大きいため、第２
項の係数はΔφ・Ｋ・Ｌで与えられる。従って、第２項の
ＰＬＬループで発生する雑音成分は位相変調感度、ル-
プゲイン、ル-プフィルタの帯域幅に比例し、Δφ、
Ｋ、Ｌを小さくすることで位相雑音を低減することが可
能である。

【００１８】Δφ・Ｋ・ＬはＰＬＬループの総合利得であ
り、ＰＬＬループの同期安定性や同期確立時間にも影響
を与える量である。従ってこれらの特性も考慮に入れて
Δφ、Ｋ、Ｌを小さくする必要がある。

【００１９】しかしながら、広帯域受信機に用いられる
一般的な発振回路の発振周波数特性は、図１６に示すよ
うに、制御電圧の低い側で発振感度が高く、反対に制御
電圧の高い側で発振感度が低くなる。このため、ＰＬＬ
ループの総合利得Δφ・Ｋ・Ｌは、発振感度が低い側を基
準に設計する必要があり、発振感度が高い側ではＰＬＬ
ループの総合利得Δφ・Ｋ・Ｌが大きくなりすぎて、図１
７の位相雑音特性で示すように特性が劣化してしまう。

【００２０】本発明の目的は、局部発信回路の発信信号
の位相雑音特性が広帯域にわたって改善されたチューナ
装置を実現することである。

【００２１】

【課題を解決するための手段】以上の点を考慮すると、
広帯域受信機における位相雑音低減のためには、次に示
す３つの事項が考えられる。 （１）発振感度を下げ、また、全発振帯域で発振感度を
ほぼ一定とするために、局部発振回路を複数設け、切り
換えて使用する。このとき、各局部発振回路の発振周波
数の設定によっては、単一で構成した可変同調フィルタ
とのトラッキングがとれなくなるため、可変同調フィル
タの同調電圧は局部発振回路の制御電圧と独立に与える
必要がある。

【００２２】（２）ループアンプのループゲインを局部
発振回路の発振感度の高い側と低い側で切り換える。

【００２３】（３）ループフィルタの帯域幅を局部発振
回路の発振感度の高い側と低い側で切り換える。

【００２４】局部発振器を複数設け、これを切り換えて
使用することにより、発振感度を下げ、また、全発振帯
域で発振感度をほぼ一定とすることができる。これによ
り、ＰＬＬループの総合利得Δφ・Ｋ・Ｌを小さく設定で
きるため、広帯域にわたる位相雑音特性の向上が可能で
ある。

【００２５】また、ループアンプのループゲインあるい
はループフィルタの帯域幅を発振感度の高い側と低い側
で切り換えることにより、ＰＬＬループの総合利得Δφ
・K・Lを小さく設定できるため、広帯域にわたる位相雑音
特性の向上が可能である。そこで、本発明は、上記目的
を達成するため、次のように構成される。供給される同
調電圧に応じて、通過帯域の中心周波数が連続的に可変
であり、受信信号の周波数帯域から選局信号を通過させ
る可変同調フィルタと、可変同調フィルタを通過した受
信信号から選局信号を選局するためのミキサ回路と、発
振周波数帯域が、互いに異なり、発振する信号をミキサ
回路に供給する複数の局部発振回路と、これら複数の局
部発振回路に制御電圧を供給して発振信号の周波数を制
御する位相同期制御回路と、選局信号に応じて、可変同
調フィルタに供給する同調電圧を制御するとともに、複
数の局部発振回路のうち、選局信号に対応する周波数帯
域の信号を発振する局部発振回路を選択して、選択した
局部発振回路からの発振信号をミキサ回路に供給させる
動作制御手段とを備える。

【００２６】好ましくは、上記チューナ装置において、
複数の局部発振回路は、位相同期制御回路からの同一の
制御電圧に対し、異なる周波数の信号を発振するととも
に、連続する周波数帯域どうしの一部は重なる。また、
好ましくは、上記チューナ装置において、局部発振回路
の制御電圧と可変同調フィルタの同調電圧とは、独立に
設定される。

【００２７】また、好ましくは、上記チューナ装置にお
いて、可変同調フィルタの同調電圧は、複数の局部発振
回路に供給される制御電圧から生成される。また、好ま
しくは、上記チューナ装置において、複数の局部発振回
路は、位相同期制御回路からの制御電圧に応じて、異な
る周波数帯域の信号を出力し、連続する周波数帯域どう
しの一部は、異なった制御電圧範囲で発振周波数を可変
し、制御電圧の一部と発振周波数の一部は重なる。ま
た、好ましくは、上記チューナ装置において、複数の局
部発振回路の制御電圧と可変同調フィルタの制御電圧と
を同一とする。

【００２８】また、供給される同調電圧に応じて、通過
帯域の中心周波数が連続的に可変であり、受信信号の周
波数帯域から選局信号を通過させる可変同調フィルタ
と、可変同調フィルタを通過した受信信号から選局信号
を選局するためのミキサ回路と、発振する信号をミキサ
回路に供給する局部発振回路と、互いに利得の異なる第
１及び第２のループアンプを有し、局部発振回路に制御
電圧を供給して発振信号の周波数を制御するとともに、
制御電圧に基づいて、可変同調フィルタに供給する同調
電圧を発生する位相同期制御回路と、選局信号に応じ
て、第１及び第２のループアンプを切り換える動作制御
手段とを備える。

【００２９】また、供給される同調電圧に応じて、通過
帯域の中心周波数が連続的に可変であり、受信信号の周
波数帯域から選局信号を通過させる可変同調フィルタ
と、可変同調フィルタを通過した受信信号から選局信号
を選局するためのミキサ回路と、発振する信号をミキサ
回路に供給する局部発振回路と、その利得が可変である
可変利得ループアンプを有し、局部発振回路に制御電圧
を供給して発振信号の周波数を制御するとともに、制御
電圧に基づいて、可変同調フィルタに供給する同調電圧
を発生する位相同期制御回路と、選局信号に応じて、可
変利得ループアンプの利得を変化させる動作制御手段と
を備える。

【００３０】また、供給される同調電圧に応じて、通過
帯域の中心周波数が連続的に可変であり、受信信号の周
波数帯域から選局信号を通過させる可変同調フィルタ
と、可変同調フィルタを通過した受信信号から選局信号
を選局するためのミキサ回路と、発振する信号をミキサ
回路に供給する局部発振回路と、それぞれ帯域幅の異な
った第１及び第２のループフィルタを有し、局部発振回
路に制御電圧を供給して発振信号の周波数を制御すると
ともに、制御電圧に基づいて、可変同調フィルタに供給
する同調電圧を発生する位相同期制御回路と、選局信号
に応じて、第１及び第２のループフィルタを切り換える
動作制御手段とを備える。

【００３１】また、供給される同調電圧に応じて、通過
帯域の中心周波数が連続的に可変であり、受信信号の周
波数帯域から選局信号を通過させる可変同調フィルタ
と、可変同調フィルタを通過した受信信号から選局信号
を選局するためのミキサ回路と、発振する信号をミキサ
回路に供給する局部発振回路と、その帯域幅を可変でき
る帯域幅可変ループフィルタを有し、局部発振回路に制
御電圧を供給して発振信号の周波数を制御するととも
に、制御電圧に基づいて、可変同調フィルタに供給する
同調電圧を発生する位相同期制御回路と、選局信号に応
じて、帯域幅可変ループフィルタの帯域幅を切り換える
動作制御手段とを備える。

【００３２】好ましくは、上記チューナ装置において、
ミキサ回路からの出力信号を直交検波して、同相成分信
号及び直交成分信号の２信号を出力する直交検波回路を
備える。また、好ましくは、上記チューナ装置におい
て、可変同調フィルタの同調電圧は、複数の局部発振回
路に供給される制御電圧から生成され、位相同期制御回
路は、その利得が可変である可変利得ループアンプを有
し、局部発振回路に制御電圧を供給して発振信号の周波
数を制御し、動作制御手段は、選局信号に応じて、可変
利得ループアンプの利得を変化させる。

【００３３】また、好ましくは、上記チューナ装置にお
いて、可変同調フィルタの同調電圧は、複数の局部発振
回路に供給される制御電圧から生成され、位相同期制御
回路は、その帯域幅を可変できる帯域幅可変ループフィ
ルタを有し、動作制御手段は、選局信号に応じて、帯域
幅可変ループフィルタの帯域幅を切り換える。

【００３４】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の第１の実施形態
であるチューナ装置の概略構成図である。この図１の例
は、ディジタル変調された高周波信号を受信、検波し
て、ほぼベースバンド帯のＩ（Ｉｎｐｈａｓｅ、同相成
分）信号、Ｑ（Ｑｕａｄｐｈａｓｅ、直交成分）信号の
直交した２信号に変換出力する直交検波チューナのブロ
ック図である。

【００３５】図１において、１は高周波信号入力端子で
あり、例えば、衛星放送受信装置の場合は１．０〜２．
０ＧＨｚ程度の搬送波信号が、この入力端子１に入力さ
れる。入力端子１から入力された入力信号は、高周波増
幅回路２で増幅され、可変同調フィルタ３で、イメージ
信号等の妨害波が除去され、希望信号（選局信号）が選
択される。可変同調フィルタ３の出力信号は、利得制御
増幅回路４で利得制御され後、ミキサ回路５に入力され
る。

【００３６】ミキサ回路５では局部発振回路１７、１８
のいずれか一方からの発振信号と希望受信信号とを混合
し、中間周波信号（以下ＩＦ信号と略称する。このＩＦ
信号は、例えば、衛星放送受信装置の場合は４７９．５
ＭＨｚである）に変換し、出力する。局部発振回路１
７、１８は、切り換え回路１９からの切り換え信号２０
によい、どちらか一方が選択される。

【００３７】ミキサ回路５からのＩＦ信号は、利得制御
増幅回路６、ＩＦフィルタ７及びＩＦ増幅回路８を介し
て、直交検波部７０に入力される。直交検波部７０は、
ＩＦ信号を直交検波してほぼベースバンド帯のＩ（Ｉｎ
ｐｈａｓｅ）、Ｑ（Ｑｕａｄｐｈａｓｅ）の直交した２
信号に変換するミキサ回路９及び１０、直交検波用の発
振回路１１、９０度移相器１２、べースバンド帯増幅回
路１３及び１４から構成され、Ｉ、Ｑ信号の出力端子１
５、１６から、それぞれＩ、Ｑ信号を出力する。出力端
子１５、１６から出力されたＩ信号及びＱ信号は、デジ
タル復調回路（図示せず）に供給される。

【００３８】以下、ＰＬＬ（位相制御）選局回路の動作
について詳細に説明する。局部発振回路１７、１８は、
以下に述べるＰＬＬシンセサイザ方式により周波数制御
される。即ち、局部発振回路１７、１８からの発振信号
は、分周器２１で１／ｎに分周され、分周器２３で１／
ｍに分周された基準発振器２２からの基準発振信号と位
相比較器２４で位相比較される。位相比較器２４から出
力される誤差信号は、ループアンプ２５、制御電圧発生
回路４７、ループフィルタ２６を介して局部発振回路１
７、１８に帰還され、発振周波数を制御する。

【００３９】制御電圧発生回路４７は、ループアンプ２
５からの誤差信号を、端子３２から印加される同調用固
定電圧（Ｖtmax、例えば２０Ｖ）を用いて、局部発振回
路制御電圧に変換する回路であり、通常、ほぼ０〜Ｖtm
axまでの制御電圧を発生する。このＰＬＬシンセサイザ
方式では、分周器２１、２３の分周比は、ミキサ回路５
で受信する希望信号（選局信号）に応じてマイクロコン
ピュータ（動作制御手段）２９から供給されるデータ３
０によって設定される。そして、設定された分周器２
１、２３の分周比により、局部発振回路１７、１８の発
振周波数が設定される。また、切り換え回路１９は、ミ
キサ５で受信する希望信号に応じてマイクロコンピュー
タ２９からのデータ３０によって、局部発信回路１７又
は１８を選択する。

【００４０】局部発振回路１７、１８の、それぞれの発
振帯域および位相雑音について、図２及び図３を用いて
説明する。広帯域信号受信器における一般的な発振周波
数特性を図２の破線で示す。この破線で示す発振周波数
曲線４８は、単一の局部発振回路を用いて、制御電圧0
〜Ｖtmaxで、全発振周波数帯域ｆosc0〜ｆoscmaxの信号
を発振させるときの特性である。

【００４１】この場合は、制御電圧Ｖtが、０からＶtmi
dまでは発振感度が高く、制御電圧Ｖtが、Ｖtmid以上で
は発振感度が低くなっている。このため、位相雑音は、
図３に破線で示す曲線５１のように、発振周波数ｆが、
ｆoscmidまでは位相雑音特性は良好ではなく、ｆoscmax
に近づくに従い、位相雑音特性は向上する。

【００４２】そこで、本発明では、全発振帯域で良好な
位相雑音特性を得るため、局部発振回路１７及び１８を
用いて、図２の実線で示す発振周波数曲線４９、５０の
特性を得るものとする。これは、切り換え回路１９で局
部発振回路１７が選択されたときは、制御電圧０〜Ｖtm
axでｆosc0〜ｆoscmidの低い側の発振帯域を得、切り換
え回路１９で局部発振回路１８が選択されたときは、制
御電圧０〜Ｖtmaxでｆoscmid〜ｆoscmaxの高い側の発振
帯域を得るものである。

【００４３】この場合、それぞれの局部発振回路１７、
１８の制御電圧として、制御電圧０〜Ｖtmaxの全範囲を
用いて発振信号を得ることにより、発振感度を低く、ま
た、ほぼ一定に保つことができる。このため、位相雑音
特性は、図３に実線で示す曲線５２のように全発振帯域
にわたって、ほぼ一定の良好な特性が得られる。

【００４４】なお、この例においては、上記低い側の周
波数帯域と高い側の周波数帯域とは、一部重なっている
ものとする。例えば、ｆosc0を１．３ＧＨｚ、ｆoscmid
を２ＧＨｚ、ｆoscmaxを２．７ＧＨｚとすると、低い側
の周波数帯域ｆosc0〜ｆoscmidは、１．３ＧＨｚ〜２．
１ＧＨｚ、高い側の周波数帯域は、１．９ＧＨｚ〜２
７．ＧＨｚとする。

【００４５】次に、可変同調フィルタ３の同調周波数を
制御する同調電圧について説明する。ミキサ回路５で受
信する希望信号の周波数をｆin、局部発振回路１７、１
８の発振周波数をｆosc、ミキサ回路5から出力されるＩ
Ｆ信号の周波数をｆifとすると次式（１６）の関係が成
り立つ。 ｆosc＝ｆin ＋ ｆif …… （１６） 従って、可変同調フィルタ３の同調周波数ｆtun（希望
信号の周波数ｆinとほぼ同一）は、発振周波数ｆoscと
（１６）式に示す関係がほぼ成り立つようにトラッキン
グを取る必要があり、一般的な受信装置では可変同調フ
ィルタ３の同調電圧として局部発振回路１７、１８の制
御電圧が用いられる。

【００４６】しかしながら、本例では、局部発振回路１
７、１８を切り換え、しかも、それぞれの局部発振回路
の発振周波数制御に制御電圧０〜Ｖtmaxの全範囲を用い
るため、可変同調フィルタ３に、この局部発振回路１
７、１８の制御電圧を用いてトラッキングをとるために
は、可変同調フィルタ３を局部発振回路１７、１８と同
様に２つ設け、切り換える必要がある。

【００４７】しかし、２つの可変同調フィルタを設け
て、これらを切り換える構成とすると、構成が複雑とな
るため、可変同調フィルタ３の同調電圧は、局部発振回
路１７、１８の制御電圧とは独立に印加する構成とし
た。つまり、ミキサ回路５で受信する希望信号に応じて
マイクロコンピュータ２９からのデータ３０を同調電圧
発生回路３１に入力し、同調電圧発生回路３１に印加さ
れる端子３２からの固定同調電圧から同調電圧３３を発
生し、可変同調回路３に印加し、同調周波数ｆtunを制
御する。

【００４８】例えば、同調電圧発生回路３１は、同調用
固定電圧が供給される直列接続された複数の抵抗と、こ
れら複数の抵抗間の電圧を取り出す複数の端子と、これ
ら複数の端子のうちのいずれか一つを選択するスイッチ
とにより構成する。そして、希望信号（選局信号）に応
じて、データ３０により、上記スイッチを切り換えて適
切な同調電圧３３を発生する。

【００４９】以上のように、本発明の第１の実施形態に
よれば、発振周波数帯域が低い局部発振回路１７と発振
周波数帯域が高い局部発振回路１８とを備え、希望信号
（選局信号）に応じて、これら、局部発振回路１７と１
８とを切り換えることで、制御電圧に対する発振感度を
低く設定し、発振帯域に拘らず、ほぼ一定に保つことが
できる。これにより、全発振帯域にわたってほぼ一定で
良好な位相雑音特性が得られるという効果がある。

【００５０】また、可変同調フィルタ３の同調電圧は、
局部発振回路１７、１８の制御電圧とは、独立に与えら
れるので、可変同調フィルタ３と局部発振回路１７、１
８の良好なトラッキング特性が得られるという効果があ
る。

【００５１】図４は、本発明の第２の実施形態であるチ
ューナ装置の概略構成図である。この第２の実施形態に
おいては、第１の実施形態と同等なものについては、同
一の符号を付け、説明は省略する。この第２の実施形態
は、第１の実施形態において、可変同調フィルタ３の同
調電圧に局部発振回路１７、１８の制御電圧を用いるも
のである。つまり、ミキサ回路５で受信する希望信号に
応じた、マイクロコンピュータ２９からのデータ３０
を、同調電圧発生回路２８に供給する。そして、端子３
２から同調電圧発生回路２８に印加される固定同調電圧
及び局部発振回路１７、１８の制御電圧２７から、同調
電圧３３を発生する。発生した同調電圧３３は、可変同
調回路３に印加され、印加された同調電圧３３に従っ
て、可変同調回路３は、同調周波数ｆtunを制御する。

【００５２】同調電圧発生回路２８の回路例を図５に示
す。図５において、端子３２から印加される固定同調電
圧３２を、直列接続された複数の抵抗４３、４４、４
５、４６で分割し、中点（抵抗４４と４５との接続点）
に局部発振回路制御電圧２７を印加する。抵抗４３と４
４との接続点に接続された端子５６及び抵抗４５と４６
との接続点に接続された端子５７を同調電圧出力端子と
し、マイクロコンピュータ２９からのデータ３０によっ
て、いずれか一方の出力端子５６又は５７を選択し、可
変同調フィルタ３の同調電圧３３とする。

【００５３】局部発振回路１７が選択されたときは、マ
イクロコンピュータ２９からのデータ３０によって端子
５７を選択し、局部発振回路１８が選択されたときは、
マイクロコンピュータ２９からのデータ３０によって端
子５６を選択する。局部発振回路１７、１８の制御電圧
２７とフィルタ同調電圧３３との関係を図６に示す。局
部発振回路１７が選択されたときは、端子５７から直線
５９で示す特性の電圧を出力し、局部発振回路１８が選
択されたときは、端子５６から直線５８で示す特性の電
圧を出力する。図５に示した同調電圧発生回路２８によ
り、簡単な構成で制御電圧２７からフィルタ同調電圧３
３を得ることができる。

【００５４】以上のように、本発明の第２の実施形態に
よれば、第１の実施形態と同様な効果を得ることができ
る。また、この第２の実施形態によれば、可変同調フィ
ルタ３の同調電圧３３は、局部発振回路１７、１８の制
御電圧２７を利用して発生するように構成したので、同
調電圧発生回路２８を簡単な構成で実現できる他、可変
同調フィルタ３と局部発振回路１７、１８との良好なト
ラッキング特性を得ることができる。

【００５５】図７は、本発明の第３の実施形態であるチ
ューナ装置の概略構成図である。この第３の実施形態に
おいては、第１の実施形態と同等なものについては、同
一の符号を付け、説明は省略する。この第３の実施形態
は、局部発振回路１７、１８のそれぞれの発振帯域を第
１の実施形態における局部発振回路１７、１８とは異な
ったものとしている。また、この第３の実施形態におい
ては、可変同調フィルタ３の同調電圧に、局部発振回路
１７、１８の制御電圧を、そのまま用いるものである。
つまり、制御電圧発生回路４７からの電圧をループフィ
ルタ２６を介して、発振回路１７、１８に供給するとと
もに、印加可変同調フィルタ３にも供給する構成となっ
ている。

【００５６】図８に示すように、局部発振回路１７、１
８を用いて、発振周波数曲線５３、５４の特性を得るも
のとする。これは、切り換え回路１９で局部発振回路１
７が選択されたときは、制御電圧０〜Ｖtmidでｆosc0〜
ｆoscmidの発振帯域を得、切り換え回路１９で局部発振
回路１８が選択されたときは、制御電圧Ｖtmid〜Ｖtmax
でｆoscmid〜ｆoscmaxの発振帯域を得るものである。

【００５７】つまり、２つの局部発振回路１７、１８の
発振帯域を制御電圧２７に対してほぼ連続的に増加する
ように設定する。このように発振帯域を選ぶことで、単
一の局部発振回路で発振させる場合に比べ、特に低い発
振帯域で、発振感度を低くすることができる。このた
め、図９に実線で示す直線５５のように全発振帯域にわ
たってほぼ一定で良好な位相雑音特性が得られる。

【００５８】以上のように、本発明の第３の実施形態に
よれば、局部発振回路１７、１８の発振帯域を、制御電
圧に対して、連続的に直線的に増加するように切り換え
ることで、制御電圧に対する発振感度を低く設定し、発
振帯域に拘らず、ほぼ一定に保つことができる。これに
より、全発振帯域にわたってほぼ一定で良好な位相雑音
特性が得られるという効果がある。

【００５９】また、局部発振回路１７、１８の発振帯域
を制御電圧に対して連続的に増加するように切り換える
ことで、可変同調フィルタ３の同調電圧３３は、局部発
振回路の制御電圧２７をそのまま用いて供給することが
でき、可変同調フィルタ３と局部発振回路１７、１８と
の良好なトラッキング特性が得られるという効果があ
る。

【００６０】図１０は、本発明の第４の実施形態である
チューナ装置の概略構成図である。この第４の実施形態
においては、第１の実施形態と同等なものについては、
同一の符号を付け、説明は省略する。この第４の実施形
態は、ＰＬＬ選局回路のループゲインを切り換えること
で局部発振回路の位相雑音特性向上を図るものである。

【００６１】つまり、この第４の実施形態では、ＰＬＬ
選局回路において、単一の局部発振回路３４からの発振
信号は、ミキサ回路５に供給されるとともに、分周器２
１を介して位相比較器２４に供給される。また、基準発
振器２２からの発振信号は、分周器２３を介して位相比
較回路２４に供給され、分周器２１からの発振信号と位
相比較される。そして、位相比較器２４から出力される
誤差信号は、互いに並列接続された２つのループアンプ
３５、３６に供給される。

【００６２】これら２つのループアンプ３５及び３６
は、希望信号に応じたマイクロコンピュータ２９からデ
ータ３０に基づき、切り換え回路３７が、いずれか一方
を選択する。ループアンプ３５及び３６の出力信号は、
制御電圧発生回路４７に供給され、この制御電圧発生回
路４７からの出力電圧は、ループフィルタ２６を介して
局部発振回路３４及び可変同調フィルタ３に供給され
る。

【００６３】局部発振回路３４は、単一で構成するた
め、発振周波数特性は、図１６に示すように、低い発振
帯域側で制御電圧に対する発振感度が高く、高い発振帯
域側で制御電圧に対する発振感度が低くなっている。

【００６４】そこで、ＰＬＬループに、２つのループア
ンプ３５及び３６を設け、マイクロコンピュータ２９か
らのデータ３０により切り換え回路３７を制御し、高い
発振感度が得られる低い発振帯域側では、利得の低いル
ープアンプ３５を選択し、低い発振感度が得られる高い
発振帯域側では利得の高いループアンプ３６を選択す
る。図１１に、本実施形態の位相雑音特性を実線６０で
示す。低い発振帯域では低利得のループアンプ３５を用
いるため、位相雑音特性が改善される。

【００６５】以上のように、本発明の第４の実施形態に
よれば、局部発振回路３４の発振感度に応じて、最適な
利得のループアンプ３５又は３６を選択できるので、全
発振帯域にわたって、ほぼ一定で良好な位相雑音特性が
得られる。

【００６６】図１２は、本発明の第５の実施形態である
チューナ装置の概略構成図である。この第５の実施形態
においては、第４の実施形態と同等なものについては、
同一の符号を付け、説明は省略する。この第５の実施形
態は、第４の実施形態と同様に、ＰＬＬ選局回路のルー
プゲインを切り換えることで局部発振回路３４の位相雑
音特性の向上を図るものであり、第４の実施形態におけ
る２つのループアンプ３５及び３６に代えて、一つの可
変利得アンプ３６Ａを設けたものである。

【００６７】局部発振回路３４Ａは単一で構成するた
め、発振周波数特性は、図１６に示すように低い発振帯
域側で制御電圧に対する発振感度が高く、高い発振帯域
側で制御電圧に対する発振感度が低くなっている。

【００６８】そこで、ＰＬＬループのループアンプ３６
Ａを可変利得アンプとし、マイクロコンピュータ２９か
らのデータ３０により、切り換え回路３７を制御し、高
い発振感度が得られる低い発振帯域側ではループアンプ
３６Ａの利得を低く設定し、低い発振感度が得られる高
い発振帯域側ではループアンプ３６Ａの利得を高く設定
する。

【００６９】この第５の実施形態の位相雑音特性は、図
１１に示した線６０の位相雑音特性と同じ特性が得られ
る。低い発振帯域でループアンプ３６Ａの利得を低下さ
せるため、位相雑音特性が改善される。

【００７０】以上のように、この第５の実施形態によれ
ば、局部発振回路の発振の感度に応じて、最適なループ
アンプの利得を選択できるので、全発振帯域にわたって
ほぼ一定で良好な位相雑音特性が得られるという効果が
ある。

【００７１】図１３は、本発明の第６の実施形態である
チューナ装置の概略構成図である。この第６の実施形態
においては、第１の実施形態と同等なものについては、
同一の符号を付け、説明は省略する。この第６の実施形
態は、ＰＬＬ選局回路のループフィルタを切り換えるこ
とで帯域幅を切り換えて、局部発振回路の位相雑音特性
向上を図るものである。

【００７２】つまり、この第６の実施形態では、ＰＬＬ
選局回路において、単一の局部発振回路３４からの発振
信号は、ミキサ回路５に供給されるとともに、分周器２
１を介して位相比較器２４に供給される。また、基準発
振器２２からの発振信号は、分周器２３を介して位相比
較回路２４に供給され、分周器２１からの発振信号と位
相比較される。そして、位相比較器２４から出力される
誤差信号は、ループアンプ２５を介して、制御電圧発生
回路４７に供給される。この制御電圧発生回路４７から
の出力電圧は、互いに並列接続された２つのループフィ
ルタ３９及び４０を介して局部発振回路３４及び可変同
調フィルタ３に供給される。

【００７３】ループフィルタ３９と４０とは、切り換え
回路４１からの切り換え信号により、どちらか一方が選
択される。切り換え回路４１は、希望信号（選局信号）
に応じたマイクロコンピュータ２９からのデータ３０に
基づいて、ループフィルタ３９及び４０の切り換えを行
う。

【００７４】図１３の例において、局部発振回路３４は
単一で構成するため、発振周波数特性は、図１６に示す
ように、低い発振帯域側で制御電圧に対する発振感度が
高く、高い発振帯域側で制御電圧に対する発振感度が低
くなっている。

【００７５】そこで、ＰＬＬループに２つのループフィ
ルタ３９、４０を設け、マイクロコンピュータ２９から
のデータ３０により切り換え回路４１を制御し、高い発
振感度が得られる低い発振帯域側では、帯域幅の狭いル
ープフィルタ３９を選択し、低い発振感度が得られる高
い発振帯域側では帯域幅の広いループフィルタ４０を選
択する。

【００７６】この第６の実施形態における位相雑音特性
は、図１１に示した線６０の位相雑音特性と同じ特性が
得られる。つまり、低い発振帯域で狭帯域のループフィ
ルタを用いるため、位相雑音特性が改善される。

【００７７】以上のように、この第６の実施形態によれ
ば、局部発振回路の発振の感度に応じて、２つのループ
フィルタのうちの最適なループフィルタの帯域を選択で
きるので、全発振帯域にわたって、ほぼ一定で良好な位
相雑音特性が得られる。

【００７８】図１４は、本発明の第７の実施形態である
チューナ装置の概略構成図である。この第７の実施形態
においては、第６の実施形態と同等なものについては、
同一の符号を付け、説明は省略する。この第７の実施形
態は、第６の実施形態と同様に、ＰＬＬ選局回路のルー
プフィルタ帯域幅を切り換えることで局部発振回路の位
相雑音特性向上を図るものである。

【００７９】ただし、第７の実施形態においては、第６
の実施形態における２つのループフィルタ３９及び４０
に代えて、単一の可変ループフィルタ３９Ａが配置され
ている。そして、マイクロコンピュータ２９からのデー
タ３０に従った、切り換え回路４１の切り換え信号によ
り、ループフィルタ３９Ａの帯域幅が切り換えられる構
成となっている。

【００８０】局部発振回路３４は、単一で構成するた
め、発振周波数特性は図１６に示すように、低い発振帯
域側で制御電圧に対する発振感度が高く、高い発振帯域
側で制御電圧に対する発振感度が低くなっている。

【００８１】そこで、ＰＬＬループのループフィルタ３
９Ａを帯域幅可変フィルタとし、マイクロコンピュータ
２９からのデータ３０により、切り換え回路４１を制御
し、高い発振感度が得られる低い発振帯域側ではループ
フィルタ３９Ａの帯域幅を狭く設定し、低い発振感度が
得られる高い発振帯域側ではループフィルタ３９Ａの帯
域幅を広く設定する。

【００８２】この第７の実施形態における位相雑音特性
は、図１１に示した線６０の位相雑音特性と同じ特性が
得られる。つまり、低い発振帯域で狭帯域のループフィ
ルタを用いるため、位相雑音特性が改善される。

【００８３】以上のように、この第７の実施形態によれ
ば、局部発振回路の発振の感度に応じて、最適なループ
フィルタの帯域を選択できるので、全発振帯域にわたっ
て、ほぼ一定で良好な位相雑音特性が得られる。

【００８４】本発明の第８の実施形態としては、図４に
示した第２の実施形態において、ループアンプ２５を図
１２に示した可変アンプ３６Ａと同様に、可変アンプと
し、この可変アンプのゲインを、マイクロコンピュータ
２９からのデータ３０により切り換え回路を介して切り
換える構成とすることができる。このように、構成すれ
ば、第２の実施形態と同等以上の位相雑音特性を得るこ
とができるという効果がある。

【００８５】また、本発明の第９の実施形態としては、
図４に示した第２の実施形態において、ループフィルタ
２６を図１４に示した可変ループフィルタ３９Ａと同様
に、可変ループフィルタとし、この可変ループフィルタ
の帯域幅を、マイクロコンピュータ２９からのデータ３
０により、切り換え回路を介して切り換える構成とする
ことができる。このように、構成すれば、第２の実施形
態と同等以上の位相雑音特性を得ることができるという
効果がある。

【００８６】なお、上述した実施形態においては、ＩＦ
増幅回路８からの出力信号を、直交検波部７０に供給す
る構成としたが、直交検波ではなく、単なる検波のみ、
実行し、後段のディジタル復調回路に供給するように構
成することも可能である。つまり、直交検波部７０から
ミキサ回路９、ベースバンド帯増幅回路１３及び出力端
子１５を省略し、ＩＦ増幅回路８の出力信号を、ミキサ
回路１０、ベースバンド帯増幅回路１４及び端子１６を
介して得られる信号のみを、ディジタル復調回路に供給
する構成とすることも可能である。

【００８７】また、上述した図１、図４、図７の例は、
局部発振回路を２つ設けた例であるが、発振周波数帯域
が、それぞれ異なる局部発振回路を３つ以上設けて、こ
れらのうちの、適切な発振回路を選択して、その出力信
号をミキサ回路５に供給するように、構成することも可
能である。

【００８８】

【発明の効果】本発明は、以上説明したように構成され
ているため、次のような効果がある。局部発振器を複数
設け、これを切り換えて使用することにより、発振感度
を下げ、また、全発振帯域で発振感度をほぼ一定とする
ことができる。これにより、ＰＬＬループの総合利得Δ
φ・Ｋ・Ｌを小さく設定できるため、広帯域にわたる位相
雑音特性の向上が可能なチューナ装置を実現することが
できる。

【００８９】また、ループアンプのループゲインあるい
はループフィルタの帯域幅を発振感度の高い側と低い側
で切り換えることにより、ＰＬＬループの総合利得Δφ
・Ｋ・Ｌを小さく設定できるため、広帯域にわたる位相雑
音特性の向上が可能なチューナ装置を実現することがで
きる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施形態であるチューナ装置の
概略構成図である。

【図２】本発明の第１の実施形態における局部発振回路
の特性図である。

【図３】本発明の第１の実施形態における位相雑音の特
性図である。

【図４】本発明の第２の実施形態であるチューナ装置の
概略構成図である。

【図５】本発明の第２の実施形態における同調電圧発生
回路の具体的構成図である。

【図６】本発明の第２の実形態の同調電圧特性図であ
る。

【図７】本発明の第３の実施形態であるチューナ装置の
概略構成図である。

【図８】本発明の第３の実施形態における局部発振回路
の特性図である。

【図９】本発明の第３の実施形態の位相雑音の特性図で
ある。

【図１０】本発明の第４の実施形態であるチューナ装置
の概略構成図である。

【図１１】本発明の第４の実施形態の位相雑音の特性図
である。

【図１２】本発明の第５の実施形態であるチューナ装置
の概略構成図である。

【図１３】本発明の第６の実施形態であるチューナ装置
の概略構成図である。

【図１４】本発明の第７の実施形態であるチューナ装置
の概略構成図である。

【図１５】従来におけるＰＬＬ選局回路の概略構成図で
ある。

【図１６】従来におけるＰＬＬ選局回路の発振特性を示
すグラフである。

【図１７】従来におけるＰＬＬ選局回路の位相雑音特性
を示すグラフである。

【符号の説明】

１ 高周波信号入力端子 ３ 可変同調フィルタ ５、９、１０ ミキサ回路 １１ 発振回路 １２ ９０度移相器 １７、１８、３４ 局部発振回路 １９ 切り換え回路 ２１、２３ 分周器 ２２ 基準発振器 ２４ 位相比較器 ２５、３５、３６ ループアンプ ３６Ａ 可変利得ループアンプ ２６、３９、４０ ループフィルタ ２８、３１ 同調電圧発生回路 ２９ マイクロコンピュータ ３７、４１ 切り換え回路 ３９Ａ 帯域幅可変ループフィルタ ４７ 制御電圧発生回路 ７０ 直交検波部

フロントページの続き (72)発明者 野田 正樹 神奈川県横浜市戸塚区吉田町292番地 株 式会社日立製作所マルチメディアシステム 開発本部内

Claims (13)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 供給される同調電圧に応じて、通過帯域
   の中心周波数が連続的に可変であり、受信信号の周波数
   帯域から選局信号を通過させる可変同調フィルタと、 上記可変同調フィルタを通過した受信信号から選局信号
   を選局するためのミキサ回路と、 発振周波数帯域が、互いに異なり、発振する信号を上記
   ミキサ回路に供給する複数の局部発振回路と、 これら複数の局部発振回路に制御電圧を供給して発振信
   号の周波数を制御する位相同期制御回路と、 選局信号に応じて、上記可変同調フィルタに供給する同
   調電圧を制御するとともに、上記複数の局部発振回路の
   うち、上記選局信号に対応する周波数帯域の信号を発振
   する局部発振回路を選択して、選択した局部発振回路か
   らの発振信号を上記ミキサ回路に供給させる動作制御手
   段と、 を備えることを特徴とするチューナ装置。
2. 【請求項２】 請求項１記載のチューナ装置において、
   複数の局部発振回路は、位相同期制御回路からの同一の
   制御電圧に対し、異なる周波数の信号を発振するととも
   に、連続する周波数帯域どうしの一部は重なることを特
   徴とするチューナ装置。
3. 【請求項３】 請求項１又は２記載のチューナ装置にお
   いて、局部発振回路の制御電圧と可変同調フィルタの同
   調電圧とは、独立に設定されることを特徴とするチュー
   ナ装置。
4. 【請求項４】 請求項１又は２記載のチューナ装置にお
   いて、可変同調フィルタの同調電圧は、上記複数の局部
   発振回路に供給される制御電圧から生成されることを特
   徴とするチューナ装置。
5. 【請求項５】 請求項１記載のチューナ装置において、
   複数の局部発振回路は、位相同期制御回路からの制御電
   圧に応じて、異なる周波数帯域の信号を出力し、連続す
   る周波数帯域どうしの一部は、異なった制御電圧範囲で
   発振周波数を可変し、制御電圧の一部と発振周波数の一
   部は重なることを特徴とするチューナ装置。
6. 【請求項６】 請求項１又は５記載のチューナ装置にお
   いて、上記複数の局部発振回路の制御電圧と可変同調フ
   ィルタの制御電圧とを同一とすることを特徴とするチュ
   ーナ装置。
7. 【請求項７】 供給される同調電圧に応じて、通過帯域
   の中心周波数が連続的に可変であり、受信信号の周波数
   帯域から選局信号を通過させる可変同調フィルタと、 上記可変同調フィルタを通過した受信信号から選局信号
   を選局するためのミキサ回路と、 発振する信号を上記ミキサ回路に供給する局部発振回路
   と、 互いに利得の異なる第１及び第２のループアンプを有
   し、局部発振回路に制御電圧を供給して発振信号の周波
   数を制御するとともに、上記制御電圧に基づいて、上記
   可変同調フィルタに供給する同調電圧を発生する位相同
   期制御回路と、 選局信号に応じて、上記第１及び第２のループアンプを
   切り換える動作制御手段と、 を備えることを特徴とするチューナ装置。
8. 【請求項８】 供給される同調電圧に応じて、通過帯域
   の中心周波数が連続的に可変であり、受信信号の周波数
   帯域から選局信号を通過させる可変同調フィルタと、 上記可変同調フィルタを通過した受信信号から選局信号
   を選局するためのミキサ回路と、 発振する信号を上記ミキサ回路に供給する局部発振回路
   と、 その利得が可変である可変利得ループアンプを有し、局
   部発振回路に制御電圧を供給して発振信号の周波数を制
   御するとともに、上記制御電圧に基づいて、上記可変同
   調フィルタに供給する同調電圧を発生する位相同期制御
   回路と、 選局信号に応じて、上記可変利得ループアンプの利得を
   変化させる動作制御手段と、 を備えることを特徴とするチューナ装置。
9. 【請求項９】 供給される同調電圧に応じて、通過帯域
   の中心周波数が連続的に可変であり、受信信号の周波数
   帯域から選局信号を通過させる可変同調フィルタと、 上記可変同調フィルタを通過した受信信号から選局信号
   を選局するためのミキサ回路と、 発振する信号を上記ミキサ回路に供給する局部発振回路
   と、 それぞれ帯域幅の異なった第１及び第２のループフィル
   タを有し、局部発振回路に制御電圧を供給して発振信号
   の周波数を制御するとともに、上記制御電圧に基づい
   て、上記可変同調フィルタに供給する同調電圧を発生す
   る位相同期制御回路と、 選局信号に応じて、上記第１及び第２のループフィルタ
   を切り換える動作制御手段と、 を備えることを特徴とするチューナ装置。
10. 【請求項１０】 供給される同調電圧に応じて、通過帯
    域の中心周波数が連続的に可変であり、受信信号の周波
    数帯域から選局信号を通過させる可変同調フィルタと、 上記可変同調フィルタを通過した受信信号から選局信号
    を選局するためのミキサ回路と、 発振する信号を上記ミキサ回路に供給する局部発振回路
    と、 その帯域幅を可変できる帯域幅可変ループフィルタを有
    し、局部発振回路に制御電圧を供給して発振信号の周波
    数を制御するとともに、上記制御電圧に基づいて、上記
    可変同調フィルタに供給する同調電圧を発生する位相同
    期制御回路と、 選局信号に応じて、上記帯域幅可変ループフィルタの帯
    域幅を切り換える動作制御手段と、 を備えることを特徴とするチューナ装置。
11. 【請求項１１】 請求項１、２、３、４、５、６、７、
    ８、９又は１０記載のチューナ装置において、上記ミキ
    サ回路からの出力信号を直交検波して、同相成分信号及
    び直交成分信号の２信号を出力する直交検波回路を備え
    ることを特徴とするチューナ装置。
12. 【請求項１２】 請求項１又は２記載のチューナ装置に
    おいて、可変同調フィルタの同調電圧は、上記複数の局
    部発振回路に供給される制御電圧から生成され、位相同
    期制御回路は、その利得が可変である可変利得ループア
    ンプを有し、局部発振回路に制御電圧を供給して発振信
    号の周波数を制御し、上記動作制御手段は、選局信号に
    応じて、上記可変利得ループアンプの利得を変化させる
    ことを特徴とするチューナ装置。
13. 【請求項１３】 請求項１又は２記載のチューナ装置に
    おいて、可変同調フィルタの同調電圧は、上記複数の局
    部発振回路に供給される制御電圧から生成され、位相同
    期制御回路は、その帯域幅を可変できる帯域幅可変ルー
    プフィルタを有し、動作制御手段は、選局信号に応じ
    て、上記帯域幅可変ループフィルタの帯域幅を切り換え
    ることを特徴とするチューナ装置。