JPH09116579A - 多値ｆｓｋ復調回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 ＦＳＫ変調の変調指数の差が小さい場合に、
回転速度の大小の判定出力のジッターやあいまいさが発
生するという問題点を解決し、変調指数の差が小さい場
合でも、復調精度を向上できる多値ＦＳＫ復調回路を提
供する。 【解決手段】 入力キャリア信号ＩＮを零ＩＦ検波回路
１で直交検波し、コンパレータ２で２値整形した同相成
分及び直交成分と、同相成分及び直交成分の和及び差を
コンパレータ２′で２値整形した結果との組み合わせに
よって位相デコーダ４が位相角θを特定し、その位相角
θと位相角を遅延した遅延位相角θ′との位相差分Δθ
を積分放電回路９で積分放電し、判定回路１０で積分放
電出力についてその大小を判定する多値ＦＳＫ復調回路
である。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、無線受信機等に用
いられる復調回路に係り、特に多値ＦＳＫ変調されたキ
ャリア信号を変調指数の大小に係わらず適正に復調し、
且つＩＣ化に適する多値ＦＳＫ復調回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】一般に、周波数偏移（Frequency Shift
Keying：ＦＳＫ）変調は、入力信号に応じて、予め定め
られた量だけ出力波の周波数をシフトさせる周波数変調
の一方式で、変調時には出力波中に位相の不連続が生じ
ないようになっている。そして、ＦＳＫ復調の一つの方
式として、ＦＳＫ変調されたキャリア信号の受信波につ
いて、その周波数と同一の局部発振周波数を用いてキャ
リア信号を直交検波し、直交ベースバンド信号Ｉ（同相
成分）及びＱ（直交成分）を得た後にＦＳＫ復調を行
う、いわゆる零ＩＦ検波方式がある。

【０００３】まず、従来の直交検波形（零ＩＦ検波方
式）の２値ＦＳＫ復調回路について図８を使って説明す
る。図８は、従来の２値ＦＳＫ復調回路の構成ブロック
図である。従来の２値ＦＳＫ復調回路は、図８に示すよ
うに、零ＩＦ検波回路１と、２つのコンパレータ２と、
位相比較回路２０とから構成されている。

【０００４】次に、従来の２値ＦＳＫ復調回路の各部に
ついて具体的に説明する。零ＩＦ検波回路１は、ＦＳＫ
変調されている入力キャリア信号ＩＮを入力して、該入
力と同一の周波数を有する局部発振信号を用いて直交検
波し、同相成分Ｉと直交成分Ｑを出力するものである。

【０００５】コンパレータ２は、零ＩＦ検波回路１から
出力された直交検波出力を２値整形するもので、コンパ
レータ２-1は、同相成分Ｉを２値整形し、コンパレータ
２-2は、直交成分Ｑを２値整形するようになっている。
具体的には、数式［数７］の２値整形関数ｓｇｎ（ｘ）
を用いて２値整形し、２値整形された矩形波の信号ｓｇ
ｎ（Ｉ）及びｓｇｎ（Ｑ）を出力する。

【０００６】

【数７】

【０００７】位相比較回路２０は、コンパレータ２-1と
コンパレータ２-2からの出力を比較し、一方が他方に対
して位相が進んでいるか遅れているかを２値判定し、判
定結果の２値（０か１か）を外部へ検波出力ＤＥＴとし
て出力するものである。具体的には、入力キャリア信号
ＩＮと同一の局部発振周波数を基準として、入力キャリ
ア信号ＩＮの瞬時周波数が高い場合と低い場合のそれぞ
れで、２値整形された同相成分Ｉと直交成分Ｑとで表現
される２次元ベクトルの回転方向が逆になることから、
この回転方向を判別することにより入力キャリア信号Ｉ
Ｎの瞬時周波数の高、低の２値を検波して出力するよう
になっている。

【０００８】次に、従来の２値ＦＳＫ復調回路の動作に
ついて、図８を使って説明する。従来の２値ＦＳＫ復調
回路は、入力キャリア信号ＩＮが入力されると、零ＩＦ
検波回路１が入力キャリア信号ＩＮと同一の周波数を有
する局部発振信号を用いて直交検波し、同相成分Ｉと直
交成分Ｑとを出力し、コンパレータ２-1とコンパレータ
２-2とがそれぞれ同相成分Ｉと直交成分Ｑを２値整形す
る。

【０００９】そして、位相比較回路２０が、コンパレー
タ２で２値整形された同相成分Ｉと直交成分Ｑとを入力
し、２値整形された同相成分Ｉと直交成分Ｑとで表現さ
れる２次元ベクトルの回転方向を判別することにより入
力キャリア信号ＩＮの瞬時周波数の高、低の２値を検波
して出力するようになっている。

【００１０】次に、従来の直交検波形（零ＩＦ検波方
式）の多値ＦＳＫ復調回路について説明する。従来の多
値ＦＳＫ復調回路で使われている復調方法については、
「４値ＦＳＫ信号のダイレクトコンバージョン受信方
式」斉藤、赤岩 電子情報通信学会技術研究報告RCS94-
124 pp.43 〜48に記載されている復調方法が知られてい
る。

【００１１】この復調方法では、同相成分Ｉと直交成分
Ｑ（但し、いずれも２値整形されている）の２軸で構成
されるＩＱ平面上の信号点の回転に着目し、信号点の回
転方向と回転速度とを別々に検波し、その検波結果を組
み合わせることで、４値ＦＳＫ信号を復調している。

【００１２】従来の多値ＦＳＫ復調回路における復調方
法について、図９〜図１１を使って具体的に説明する。
図９は、従来の多値ＦＳＫ復調方法におけるＩＱ平面上
の信号点の動きを示す説明図であり、図１０は、従来の
多値ＦＳＫ復調方法における直交検波信号と２値整形さ
れた信号の例を示す説明図であり、図１１は、従来の多
値ＦＳＫ復調方法における２値整形された信号のＩＱ平
面上の信号点の動きを示す説明図である。

【００１３】４値ＦＳＫにおいて、４値のシンボル０
０，０１，１０，１１を２つの回転方向と２種類の回転
速度との組み合わせで表現する。ここで、回転方向は、
左回転（回転角がプラス方向）と右回転（回転角がマイ
ナス方向）とであり、回転速度は、数式［数８］で定義
される変調指数ｍを用いて表す。

【００１４】

【数８】

【００１５】例えば、大小２種類の変調指数ｍをｍ＝
１，３としてＦＳＫ変調すると、各シンボルをＦＳＫ変
調した信号（変調データ）のＩＱ平面上での動きは、シ
ンボル’００’が左方向、ｍ＝１で0.5 回転（図９
（ａ）の実線）であり、シンボル’０１’が左方向、ｍ
＝３で1.5 回転（図９（ａ）の破線）であり、シンボ
ル’１０’が右方向、ｍ＝１で0.5 回転（図９（ｂ）の
実線）であり、シンボル’１１’が右方向、ｍ＝３で1.
5 回転（図９（ｂ）の破線）である。つまり、各シンボ
ルの左側のビットと回転方向が対応し、右側のビットと
変調指数ｍの大小が対応しており、且つ回転数はｍ／２
回である。

【００１６】上記のような方法で、シンボル系列００，
０１，１０を４値ＦＳＫ変調すると、直交成分Ｑは図１
０（ａ）に示すように変化し、同相成分Ｉは図１０
（ｂ）に示すように変化する。即ち、受信した入力キャ
リア信号ＩＮを直交検波して得られる直交成分Ｑと同相
成分Ｉも、図１０（ａ），（ｂ）に示すような信号にな
る。

【００１７】そして、上記の直交成分Ｑと同相成分Ｉと
をそれぞれコンパレータ２で２値整形した信号ｓｇｎ
（Ｑ）とｓｇｎ（Ｉ）とは、図１１（ｃ），（ｄ）のよ
うな＋１，−１の２値を持つ信号になる。具体的には、
時間ａでｓｇｎ（Ｑ）、ｓｇｎ（Ｉ）は共に＋１で始ま
り、時間ｂでｓｇｎ（Ｉ）が−１に変化し、時間ｃでｓ
ｇｎ（Ｑ）が−１に変化する。そして、時間ｄでｓｇｎ
（Ｉ）が＋１に変化し、時間ｅでｓｇｎ（Ｑ）が＋１に
変化する。更に、時間ｆでｓｇｎ（Ｉ）が−１に変化
し、時間ｇでｓｇｎ（Ｑ）が−１に変化する。そして、
時間ｈでｓｇｎ（Ｉ）が＋１に変化し、時間ｉでｓｇｎ
（Ｉ）が−１に変化する。

【００１８】次に、２値整形した信号ｓｇｎ（Ｑ）とｓ
ｇｎ（Ｉ）の動きを、ｓｇｎ（Ｑ）とｓｇｎ（Ｉ）の２
軸で表現される信号平面上に示すと、図１２のようにな
る。つまり、●印はｓｇｎ（Ｑ）とｓｇｎ（Ｉ）の値の
組み合わせに対応する信号点の位置であり、●印を結ぶ
実線は、信号の値が変化する瞬間の信号点の軌跡を示し
ており、信号の値が変化する際にｓｇｎ（Ｑ）軸又はｓ
ｇｎ（Ｉ）軸と交差することになる。

【００１９】具体的には、時間ａから時間ｂの間は●Ａ
であり、時間ｂの瞬間に●Ｂに移動し、時間ｃの瞬間に
●Ｃに移動し、時間ｄの瞬間に●Ｄに移動する。そし
て、以降同様に、ｓｇｎ（Ｑ）及びｓｇｎ（Ｉ）が変化
する瞬間に●印を移動するようになっている。

【００２０】そこで、従来の多値ＦＳＫ復調回路で使わ
れている復調方法では、従来の２値ＦＳＫ復調と同様に
まずｓｇｎ（Ｑ）とｓｇｎ（Ｉ）の位相関係から回転方
向（右廻り、左廻り）を判定する。そして次に、１シン
ボル毎の信号点の回転速度をカウンタを用いてカウント
する。即ち、図１１において、信号点の回転速度が速い
ほど１シンボル間にｓｇｎ（Ｑ）軸及びｓｇｎ（Ｉ）軸
と交差する回数も多くなるので、この回数をカウンタで
カウントし、所定のしきい値との比較で回転速度、即ち
変調指数の大小を判定する。

【００２１】例えば、４値ＦＳＫの変調指数がｍ＝３，
１の場合、回転速度はそれぞれ１シンボル当たり1.5 回
及び0.5 回の回転であるので、ｓｇｎ（Ｑ）軸及びｓｇ
ｎ（Ｉ）軸と交差する合計回数は、それぞれ（６±１）
回、（２±１）回に相当する。これを図１０に示した例
で具体的に説明すると、変調指数がｍ＝３の例はシンボ
ル’０１’で、時間ｃ，ｄ，ｅ，ｆ，ｇ，ｈにおいて計
６回各軸と交差しており、変調指数がｍ＝１の例はシン
ボル’００’で、時間ａ，ｂにおいて計２回各軸と交差
している。

【００２２】また、各々の±１回の誤差は、信号点の動
作の始点や終点が図１１の●印のごく近傍にある場合、
つまり、信号の値が変化する瞬間の状態にあって、タイ
ミングジッターや歪みによるあいまいさにより発生する
ものである。一方、カウントした交差回数の大小判定を
行うしきい値は、明らかに（６＋２）／２＝４回であ
り、大小判定のマージンは、わずかに±１回のカウント
値の差になる。

【００２３】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来の２値ＦＳＫ復調回路では、２値ＦＳＫの復調動作に
限定されており、２値以外の多値ＦＳＫにはそのままで
は適用できないという問題点があった。

【００２４】また、たとえ２値ＦＳＫに適用した場合で
あっても、ＦＳＫの変調指数ｍが小さくなるにつれて、
変調信号の周期を基準としたとき、位相角の回転方向を
判別するタイミングの周期が粗くなるため、判定出力の
ジッターが大きくなり、検波特性が著しく劣化するとい
う問題点があった。

【００２５】一方、上記従来の多値ＦＳＫ復調回路の復
調方法では、変調指数の差が小さくなる程回転速度の大
小を判定するためのマージンが小さくなり、また信号点
の微小な動きが２値量子化によって消去されてしまうの
で、回転速度の大小判定精度が粗くなってしまうという
問題点があった。

【００２６】本発明は上記実情に鑑みて為されたもの
で、ＦＳＫ変調の変調指数の差が小さい場合でも、回転
速度の大小の判定出力のジッターやあいまいさの発生を
軽減し、復調精度を向上できる多値ＦＳＫ復調回路を提
供することを目的とする。

【００２７】

【課題を解決するための手段】上記従来例の問題点を解
決するための請求項１記載の発明は、多値ＦＳＫ復調回
路において、入力キャリア信号を直交検波する零ＩＦ検
波回路と、前記直交検波した同相成分を２値整形する第
１のコンパレータと、前記直交検波した直交成分を２値
整形する第２のコンパレータと、前記同相成分と前記直
交成分との差分を２値整形する第３のコンパレータと、
前記同相成分と前記直交成分との和分を２値整形する第
４のコンパレータと、前記第１，２，３，４のコンパレ
ータからの入力の組み合わせに対応する位相角を出力す
る位相デコーダと、前記位相角を遅延させた遅延位相角
を出力する遅延回路と、前記位相角と前記遅延位相角か
ら位相差分を出力する位相差分回路と、前記位相差分を
特定期間内で積分放電する積分放電回路と、前記積分放
電出力を特定のしきい値と比較して多値ＦＳＫのシンボ
ル判定を行う判定回路とを有することを特徴としてお
り、入力キャリア信号を直交検波して同相成分、直交成
分、その差分、その和分を２値整形し、これら値の組み
合わせに対応する位相角と遅延位相角の位相差分を積分
放電し、その放電値で判定を行うことができ、変調指数
の差が小さい場合でも、復調精度を向上できる。

【００２８】上記従来例の問題点を解決するための請求
項２記載の発明は、請求項１記載の多値ＦＳＫ復調回路
において、同相成分と直交成分との和分を得るために前
記直交成分の値を極性反転させる極性反転器を第４のコ
ンパレータの入力側に設けたことを特徴としており、入
力キャリア信号を直交検波して同相成分、直交成分、そ
の差分、その和分を２値整形し、これら値の組み合わせ
に対応する位相角と遅延位相角の位相差分を積分放電
し、その放電値で判定を行うことができ、変調指数の差
が小さい場合でも、復調精度を向上できる。

【００２９】上記従来例の問題点を解決するための請求
項３記載の発明は、請求項１記載の多値ＦＳＫ復調回路
において、位相デコーダ、遅延回路及び積分放電回路に
クロックを供給するクロック発生回路と、位相差分回路
から出力される位相差分により位相同期したタイミング
信号を前記積分放電回路及び判定回路に供給するディジ
タルＰＬＬとを設けたことを特徴としており、入力キャ
リア信号を直交検波して同相成分、直交成分、その差
分、その和分を２値整形し、これら値の組み合わせに対
応する位相角と遅延位相角の位相差分を積分放電し、そ
の放電値で判定を行うことができ、変調指数の差が小さ
い場合でも、復調精度を向上できる。

【００３０】上記従来例の問題点を解決するための請求
項４記載の発明は、請求項１又は請求項２又は請求項３
記載の多値ＦＳＫ復調回路において、位相デコーダは、
同相成分、直交成分、その差分及びその和分の組み合わ
せに対応する位相角を予め記憶しており、第１のコンパ
レータからの２値整形された同相成分の値と、第２のコ
ンパレータからの２値整形された直交成分の値と、第３
のコンパレータからの２値整形された同相成分と直交成
分との差分の値と、第４のコンパレータからの２値整形
された同相成分と直交成分の和分の値とを入力し、入力
された４つの値の組み合わせに対応する位相角を出力す
るものであることを特徴としており、入力キャリア信号
を直交検波して同相成分、直交成分、その差分、その和
分を２値整形し、これら値の組み合わせに対応する位相
角と遅延位相角の位相差分を積分放電し、その放電値で
判定を行うことができ、変調指数の差が小さい場合で
も、復調精度を向上できる。

【００３１】上記従来例の問題点を解決するための請求
項５記載の発明は、請求項１記載又は請求項２記載又は
請求項３記載の多値ＦＳＫ復調回路において、位相差分
回路は、位相デコーダから入力される位相角から遅延回
路から入力される遅延位相角を減算する第１の加算器
と、前記第１の加算器出力に３πを加算する第２の加算
器と、前記第２の加算器出力を２πで割り算を行ってそ
の余りを求めるモジュロ２π演算回路と、前記モジュロ
２π演算回路出力からπを減算して位相差分を出力する
第３の加算器とを有することを特徴としており、入力キ
ャリア信号を直交検波して同相成分、直交成分、その差
分、その和分を２値整形し、これら値の組み合わせに対
応する位相角と遅延位相角の位相差分を積分放電し、そ
の放電値で判定を行うことができ、変調指数の差が小さ
い場合でも、復調精度を向上できる。

【００３２】上記従来例の問題点を解決するための請求
項６記載の発明は、請求項３記載の多値ＦＳＫ復調回路
において、積分放電回路は、加算器とレジスタとを備
え、前記加算器が、位相差分回路からの位相差分を一方
に、前記レジスタからの出力を他方に入力して加算結果
を出力する加算器であり、前記レジスタが、クロック発
生回路から供給されるクロックで前記加算器から入力さ
れる値をサンプリングして出力し、ディジタルＰＬＬか
ら入力されるタイミングでリセットされるレジスタであ
ることを特徴としており、入力キャリア信号を直交検波
して同相成分、直交成分、その差分、その和分を２値整
形し、これら値の組み合わせに対応する位相角と遅延位
相角の位相差分を積分放電し、その放電値で判定を行う
ことができ、変調指数の差が小さい場合でも、復調精度
を向上できる。

【００３３】上記従来例の問題点を解決するための請求
項７記載の発明は、請求項３記載の多値ＦＳＫ復調回路
において、判定回路は、予めしきい値を記憶しており、
ディジタルＰＬＬから供給されるタイミングで積分放電
回路からの位相差分の積分放電出力と前記しきい値とを
比較し、前記積分放電出力の値域を判定することによっ
て多値ＦＳＫのシンボル判定を行うことを特徴としてお
り、入力キャリア信号を直交検波して同相成分、直交成
分、その差分、その和分を２値整形し、これら値の組み
合わせに対応する位相角と遅延位相角の位相差分を積分
放電し、その放電値で判定を行うことができ、変調指数
の差が小さい場合でも、復調精度を向上できる。

【００３４】

【発明の実施の形態】請求項に係る発明について、その
実施の形態を図面を参照しながら説明する。本発明に係
る多値ＦＳＫ復調回路は、入力キャリア信号ＩＮを直交
検波して２値整形した同相成分Ｉ及び直交成分Ｑと、Ｉ
とＱ及びＩと−Ｑのレベル比較の結果との組み合わせに
よって位相角を特定し、その位相角と位相角を遅延した
遅延位相角との位相差分を積分放電し、積分放電出力に
ついてその大小を判定することにより、多値ＦＳＫの検
波を行うものなので、変調指数の差が小さい場合でも、
復調精度を向上できるものである。

【００３５】まず、本発明に係る多値ＦＳＫ復調回路の
構成について図１を使って説明する。図１は、本発明に
係る多値ＦＳＫ復調回路の構成ブロック図である。尚、
図８と同様の構成をとる部分については同一の符号を付
して説明する。

【００３６】本発明の多値ＦＳＫ復調回路（本回路）
は、従来の２値ＦＳＫ復調回路と同様の部分として、零
ＩＦ検波回路１と、２つのコンパレータ２とから構成さ
れ、更に本発明の特徴部分として、２つのコンパレータ
２′と、極性反転器３と、位相デコーダ４と、クロック
発生回路５と、遅延回路６と、位相差分回路７と、ＤＰ
ＬＬ８と、積分放電回路９と、判定回路１０とが設けら
れている。

【００３７】次に、本回路の各部について具体的に説明
する。零ＩＦ検波回路１は、従来と同様に、ＦＳＫ変調
されている入力キャリア信号ＩＮを入力して、該入力と
同一の周波数を有する局部発振信号を用いて直交検波
し、同相成分Ｉと直交成分Ｑとを出力するものである。

【００３８】ここで、零ＩＦ検波回路１の詳細について
図２を使って説明する。図２は、本発明の零ＩＦ検波回
路１の内部構成の一例を示す構成ブロック図である。本
発明の零ＩＦ検波回路１の一構成例は、ＬＯＣＡＬ発振
回路１１と、９０゜分配回路１２と、２つのミキサー回
路１３-1，１３-2と、２つのＬＰＦ１４-1，１４-2とか
ら構成されている。

【００３９】ＬＯＣＡＬ発振回路１１は、多値ＦＳＫ変
調され伝送された受信データである入力キャリア信号Ｉ
Ｎと同一の周波数の信号を発振する発振回路である。９
０゜分配回路１２は、ＬＯＣＡＬ発振回路１１からの信
号を同相（０゜）と、９０゜位相シフトした直交（９０
゜）の２信号に分配してそれぞれ出力する分配回路であ
る。

【００４０】ミキサー回路１３は、２つの入力信号を乗
算して周波数混合する乗算回路で、ミキサー回路１３-1
は、入力キャリア信号ＩＮと９０゜分配回路１２からの
同相（０゜）信号とを乗算し、ミキサー回路１３-2は、
入力キャリア信号ＩＮと９０゜分配回路１２からの直交
（９０゜）信号とを乗算するものである。

【００４１】ＬＰＦ１４は、高周波成分を除去する低域
ろ波器（Low Pass Filter:ＬＰＦ）であり、ＬＰＦ１４
-1は、ミキサー回路１３-1からの信号の高周波成分を除
去して入力キャリア信号ＩＮの同相成分Ｉを出力し、Ｌ
ＰＦ１４-2は、ミキサー回路１３-2からの信号の高周波
成分を除去して入力キャリア信号ＩＮの直交成分Ｑを出
力するものである。

【００４２】本発明の零ＩＦ検波回路１の動作は、ＬＯ
ＣＡＬ発振回路１１から出力される入力キャリア信号Ｉ
Ｎと同一周波数の信号を９０゜分配回路１２が同相（０
゜）と直交（９０゜）の２信号に分配して出力する。

【００４３】そして、入力キャリア信号ＩＮが入力され
ると、ミキサー回路１３-1が入力キャリア信号ＩＮに９
０゜分配回路１２からの同相信号を乗算し、ＬＰＦ１４
-1が高周波成分を除去して同相成分Ｉを出力する。一
方、ミキサー回路１３-2が入力キャリア信号ＩＮに９０
゜分配回路１２からの直交信号を乗算し、ＬＰＦ１４-2
が高周波成分を除去して直交成分Ｑを出力するようにな
っている。

【００４４】コンパレータ２は、従来と同様で数式［数
７］に示した２値整形関数ｓｇｎ（ｘ）を用いて、零Ｉ
Ｆ検波回路１から出力された直交検波出力を２値整形す
るもので、コンパレータ２-1は、同相成分Ｉを２値整形
して２値整形信号ｓｇｎ（Ｉ）を出力し、コンパレータ
２-2は、直交成分Ｑを２値整形して２値整形信号ｓｇｎ
（Ｑ）を出力するようになっている。

【００４５】極性反転器３は、零ＩＦ検波回路１から出
力される入力キャリア信号ＩＮの直交成分Ｑを入力し、
その極性反転信号−Ｑを出力するものである。

【００４６】コンパレータ２′は、２つの入力信号の差
分信号について、数式［数７］に示した２値整形関数ｓ
ｇｎ（ｘ）を用いて２値整形することによって、２つの
入力信号のレベル比較判定を行うものである。つまり本
発明では、コンパレータ２′-1が、零ＩＦ検波回路１か
らの同相成分Ｉ及び直交成分Ｑを入力し、（同相成分Ｉ
−直交成分Ｑ）を２値整形してｓｇｎ（Ｉ−Ｑ）を出力
する。また、コンパレータ２′-2が、零ＩＦ検波回路１
からの同相成分Ｉと、極性反転器３からの直交成分Ｑの
反転信号−Ｑを入力し、（同相成分Ｉ＋直交成分Ｑ）を
２値整形してｓｇｎ（Ｉ＋Ｑ）を出力するようになって
いる。

【００４７】クロック発生回路５は、ＦＳＫ復調回路全
体のディジタル動作クロックＣＬＫを発生し、遅延回路
６と積分放電回路９とに供給するものである。

【００４８】位相デコーダ４は、コンパレータ２-1から
の２値出力ｓｇｎ（Ｉ）と、コンパレータ２-2からの２
値出力ｓｇｎ（Ｑ）と、コンパレータ２′-1からの２値
出力ｓｇｎ（Ｉ−Ｑ）と、コンパレータ２′-2からの２
値出力ｓｇｎ（Ｉ＋Ｑ）とを入力し、その４入力の組み
合わせに対応する位相角θを判定して出力するものであ
り、組合せ論理回路によって構成することができる。

【００４９】ここで、位相デコーダ４における位相角θ
の判定方法について、図３、図４を使って具体的に説明
する。図３は、本発明の多値ＦＳＫ復調回路における位
相角θの判定方法を説明する説明図であり、（ａ）がｓ
ｇｎ（Ｉ）ｓｇｎ（Ｑ）平面上の信号点の動きを示し、
（ｂ）がｓｇｎ（Ｉ−Ｑ）ｓｇｎ（Ｉ＋Ｑ）平面上の信
号点の動きを示し、（ｃ）がｓｇｎ（Ｉ）、ｓｇｎ
（Ｑ）、ｓｇｎ（Ｉ−Ｑ）、ｓｇｎ（Ｉ＋Ｑ）の組み合
わせによる位相領域の概念を示している。また、図４
は、本発明の多値ＦＳＫ復調回路における位相デコーダ
４への入力と位相デコーダ４からの出力θとの対応を示
す説明図である。

【００５０】本発明の多値ＦＳＫ復調回路において、入
力キャリア信号ＩＮの同相成分Ｉ及び直交成分Ｑを２値
整形したｓｇｎ（Ｉ）及びｓｇｎ（Ｑ）で示す信号点の
動きは、従来と同様で図３（ａ）に示すようになってお
り、●印がｓｇｎ（Ｑ）とｓｇｎ（Ｉ）の値の組み合わ
せに対応する信号点の位置である。一方、コンパレータ
２′でレベル比較判定を行ったｓｇｎ（Ｉ−Ｑ）及びｓ
ｇｎ（Ｉ＋Ｑ）で示す信号点の動きは、図３（ｂ）に示
すようになっており、○印がｓｇｎ（Ｉ−Ｑ）とｓｇｎ
（Ｉ＋Ｑ）の値の組み合わせに対応する信号点の位置で
ある。

【００５１】ここで、図３の（ａ）と（ｂ）の各座標軸
は、互いにπ／４ラジアンの位相差で回転した関係にな
っていることと、図３（ａ）の●印の各々が位相角領域
(1),(2),(3),(4)に対応し、図３（ｂ）の○印の各々が
位相角領域(A),(B),(C),(D)に対応していることから、
●印と○印の位相領域情報を組み合わせることにより、
図３（ｃ）に示すように、(1)(A)，(1)(B)，(2)(B)，
(2)(C)，(3)(C)，(3)(D)，(4)(D)，(4)(A) の８相の位
相領域を判定することができる。

【００５２】そこで、位相デコーダ４では、図４に示し
た入力の値の組み合わせに対応する出力θの値が予め定
められていて、コンパレータ２-1からのｓｇｎ（Ｉ）
と、コンパレータ２-2からのｓｇｎ（Ｑ）と、コンパレ
ータ２′-1からのｓｇｎ（Ｉ−Ｑ）と、コンパレータ
２′-2からのｓｇｎ（Ｉ＋Ｑ）の４個の２値信号を入力
し、その組み合わせにより、位相角θを出力するように
なっている。

【００５３】但し、図４において、位相デコーダ４の入
力欄の(1),(2),(3),(4) を（ｓｇｎ（Ｉ），ｓｇｎ
（Ｑ））で表すと、それぞれ、(1)=(+1,+1),(2)=(-1,+
1),(3)=(-1,-1),(4)=(+1,-1) であり、(A),(B),(C),(D)
を（ｓｇｎ（Ｉ−Ｑ），ｓｇｎ（Ｉ＋Ｑ））で表す
と、(A)=(+1,+1),(B)=(-1,+1),(C)=(-1,-1),(D)=(+1,-
1) である。

【００５４】従って、例えば、入力が(1)(A)即ちｓｇｎ
（Ｉ）＝＋１，ｓｇｎ（Ｑ）＝＋１，ｓｇｎ（Ｉ−Ｑ）
＝＋１，ｓｇｎ（Ｉ＋Ｑ）＝＋１の場合は、対応する位
相角が０であり、位相デコーダ４からは位相角θとして
２進数の”０００”が出力されることになる。また、例
えば、入力が(3)(C)即ちｓｇｎ（Ｉ）＝−１，ｓｇｎ
（Ｑ）＝−１，ｓｇｎ（Ｉ−Ｑ）＝−１，ｓｇｎ（Ｉ＋
Ｑ）＝−１の場合は、対応する位相角がπであり、位相
デコーダ４からは位相角θとして２進数の”１００”が
出力されることになる。

【００５５】遅延回路６は、クロック発生回路５から供
給されるクロックＣＬＫに従って動作し、位相デコーダ
４から出力される位相角θを入力し、ｎサンプル（ｎ＝
１，２，…自然数）だけ遅延した遅延位相角θ′を出力
するものである。

【００５６】位相差分回路７は、位相デコーダ４からの
位相角θと遅延回路６からの遅延位相角θ′とを入力
し、それらの位相差分Δθを数式［数１］に従って求め
出力するものである。

【００５７】

【数１】

【００５８】ここで、本発明の位相差分回路７の詳細に
ついて、図５を使って説明する。図５は、本発明の位相
差分回路７の内部構成の一例を示す構成ブロック図であ
る。本発明の位相差分回路７は、図５に示すように、３
つの加算器７１と、モジュロ２π演算回路７２とから構
成されている。つまり、位相デコーダ４からの位相角θ
と、遅延回路６からの遅延位相角θ′とを入力し、加算
器７１-1で位相角θから遅延位相角θ′を減算し、加算
器７１-2で３πを加算し、モジュロ２π演算回路７２で
ｍｏｄ２πの演算を行い、最後に加算器７１-3でπを減
算することにより、数式［数１］に示した位相差分Δθ
を出力することになる。

【００５９】尚、位相角を２進数で表現する場合、２π
ラジアンを２のｎ乗（ｎは自然数）に対応させれば、加
算器７１-2の出力のオーバーフロー（２のｎ乗）を無視
することがモジュロ２π演算と等価となるので、モジュ
ロ２π演算回路７２は事実上不要となる。

【００６０】ＤＰＬＬ８は、位相差分回路７から出力さ
れる位相差分Δθを入力し、位相差分Δθが０の値を交
差するタイミングに位相同期した受信シンボルタイミン
グＲＴを出力するディジタルＰＬＬ（Digital Phase-Lo
cked Loop:ＤＰＬＬ）であり、出力された受信シンボル
タイミングＲＴは積分放電回路９及び判定回路１０に供
給されるようになっている。

【００６１】積分放電回路９は、クロック発生回路５か
ら供給されるクロックＣＬＫに従って動作し、位相差分
回路７から出力される位相差分Δθを入力して、ＤＰＬ
Ｌ８から供給される受信シンボルタイミングＲＴによっ
て得られる１シンボルの時間周期以内で位相差分Δθを
積分放電するものである。

【００６２】ここで、本発明の積分放電回路９の詳細に
ついて、図６を使って説明する。図６は、本発明の積分
放電回路９の内部構成の一例を示す構成ブロック図であ
る。本発明の積分放電回路９は、図６に示すように、加
算器９１と、レジスタ９２とから構成され、位相差分回
路７からの出力Δθが加算器９１の一方に入力され、ク
ロック発生回路５からのクロックＣＬＫと、ＤＰＬＬ８
からの受信シンボルタイミングＲＴとがレジスタ９２に
供給され、レジスタ９２からの出力が加算器９１のもう
一方の入力となるように接続されている。

【００６３】ここで、レジスタ９２は、クロック発生回
路５から供給されるクロックＣＬＫのタイミングで動作
し、加算器９１からの出力をサンプリングすると共に、
クロック発生回路５から供給される受信シンボルタイミ
ングＲＴの１周期毎に記憶している内容を零にリセット
するリセット機能付きのレジスタである。

【００６４】その結果、積分放電回路９では、クロック
ＣＬＫのタイミングで位相差分回路７からの位相差分Δ
θとレジスタ９２からの出力とが加算器９１で加算され
て再びレジスタ９２に蓄積され、この動作をＤＰＬＬ８
から受信シンボルタイミングＲＴが与えられるまで繰り
返され、受信シンボルタイミングＲＴで零クリアされる
ので、リセット機能付きのアキュムレータ、即ち積分放
電回路が実現されるようになっている。

【００６５】判定回路１０は、予め記憶しているしきい
値を用いて多値ＦＳＫのシンボル判定を行う判定回路
で、具体的には、ＤＰＬＬ８から供給される受信シンボ
ルタイミングＲＴのタイミングで、積分放電回路９から
の位相差分Δθの積分放電出力としきい値とを比較し
て、積分放電出力の値域を判定することによって多値Ｆ
ＳＫのシンボル判定を行うようになっている。尚、判定
回路１０は、ディジタルコンパレータやラッチ回路等で
容易に実現できる。

【００６６】次に、本発明の多値ＦＳＫ復調回路の動作
について、図１を使って具体的に説明する。本発明の多
値ＦＳＫ復調回路では、多値ＦＳＫ変調された入力キャ
リア信号ＩＮが入力され、零ＩＦ検波回路１で直交検波
されて同相成分Ｉ及び直交成分Ｑが出力される。

【００６７】そして、同相成分Ｉは、コンパレータ２-1
で２値整形されてｓｇｎ（Ｉ）が出力され、同時にコン
パレータ２′-1及びコンパレータ２′-2に入力される。
一方、直交成分Ｑは、コンパレータ２-2で２値整形され
てｓｇｎ（Ｑ）が出力され、同時にコンパレータ２′-1
及び極性反転器３に入力される。そして、コンパレータ
２′-1が一方に同相成分Ｉを入力し、他方に直交成分Ｑ
をマイナス入力することにより、ｓｇｎ（Ｉ−Ｑ）を出
力する。また、コンパレータ２′-2が、一方に同相成分
Ｉを入力し、他方に直交成分Ｑが極性反転器３で極性反
転された−Ｑをマイナス入力することにより、ｓｇｎ
（Ｉ＋Ｑ）を出力する。

【００６８】そして、位相デコーダ４にコンパレータ２
-1からのｓｇｎ（Ｉ）と、コンパレータ２-2からのｓｇ
ｎ（Ｑ）と、コンパレータ２′-1からｓｇｎ（Ｉ−Ｑ）
と、コンパレータ２′-2からのｓｇｎ（Ｉ＋Ｑ）とが入
力され、各値の組み合わせに対応する２進の値である位
相角θが出力され、その位相角θと、位相角θが遅延回
路６によって遅延された遅延位相角θ′とが位相差分回
路７に入力されて、位相差分Δθが積分放電回路９に出
力される。

【００６９】ここで、入力キャリア信号ＩＮの瞬時位相
をφ（ｔ）、ＦＳＫによる瞬時周波数変位をｆｍ（ｔ）
（ｔは時間）とおくと、零ＩＦ検波の場合、数式［数
２］が成立する。

【００７０】

【数２】

【００７１】そして位相デコーダ４から出力される位相
角θは、−π〜＋πの範囲でφ（ｔ）の動きを反映して
おり、位相差分回路７による位相差分Δθは、θに現れ
る見かけ上の±２πラジアンの位相ジャンプを数式［数
１］によって消去するので、Δθは、数式［数３］に示
すようにφ（ｔ）のｎサンプル区間（ｎは遅延回路６の
遅延サンプル数）の真の差分値となる。

【００７２】

【数３】

【００７３】更に、数式［数２］及び数式［数３］によ
り、Δθは、数式［数４］に示す近似式で表現される。

【００７４】

【数４】

【００７５】従って、Δθは時系列番号ｋにおける瞬時
周波数変位ｆｍ（ｋ・ΔＴ）に比例する量であることが
わかる。換言すると、Δθは、時間軸上で離散化された
周波数検波出力となっている。

【００７６】次に、位相差分回路７から出力された位相
差分Δθは、積分放電回路９によってＤＰＬＬ８からの
受信シンボルタイミングＲＴによって得られる１シンボ
ルの時間周期以内で積分放電されて積分放電出力が為さ
れる。

【００７７】ここで、積分放電回路９は、数式［数４］
に示した位相差分Δθを時系列番号ｋの刻みで１シンボ
ル周期以内の時間長Ｔ（積分時間）の間蓄積することに
なり、その出力は数式［数５］に示す式になる。

【００７８】

【数５】

【００７９】数式［数５］において、矩形波によるＦＭ
変調と等価であるＦＳＫ変調の場合、時系列番号ｋにお
ける瞬時周波数変位ｆｍ（ｋ・ΔＴ）は、任意の１シン
ボル周期内ではその当該のシンボルに割り当てられた周
波数偏移ΔＦ（ｉ）（ｉはシンボル系列番号）となり、
一定となるので数式［数５］は数式［数６］のように変
形できる。

【００８０】

【数６】

【００８１】その結果、積分放電回路９の積分放電出力
からＦＳＫの周波数偏移ΔＦ（ｉ）に比例した積分値を
得ることができる。そして、積分放電回路９からの積分
放電出力が判定回路１０でしきい値と比較され、周波数
偏移ΔＦ（ｉ）の値域が判定されて、多値ＦＳＫ復調が
為されるようになっている。

【００８２】

【実施例】次に、図１に示した本発明の多値ＦＳＫ復調
回路を多値ＦＳＫの一種である４値ＦＳＫに適応した実
施例について、図７を使って説明する。図７は、本発明
の多値ＦＳＫ復調回路における積分放電出力の例を示す
説明図である。

【００８３】ここで、実施例に用いた回路のパラメータ
としては、４値ＦＳＫの大小２種の変調指数ｍは、従来
で説明した図９の場合と同様にｍ＝３，１とし、遅延サ
ンプル数ｎ＝１としている。

【００８４】図７に示すように、本発明の多値ＦＳＫ復
調回路における積分放電回路９からの積分放電出力は、
４値の周波数偏移±ΔＦmax ，±ΔＦmax ／３に対し
て、２π／８＝π／４ラジアンのステップで上昇又は下
降する４値の積分放電パターンとなる。

【００８５】そして、１シンボル当たりのステップ数
は、ｍ＝３（図７で破線）の場合は１２段であり、ｍ＝
１（図７で実線）の場合は４段であるので、タイミング
ジッターや歪みによるあいまいさを考慮しても、それぞ
れ（１２±１）段、（４±１）段であり、しきい値（１
２＋４）／２＝８段に対して±３段の差のマージンがあ
ることになり、安定で確実な復調動作が得られることが
わかる。

【００８６】本発明の多値ＦＳＫ復調回路によれば、入
力キャリア信号ＩＮを直交検波した同相成分Ｉ及び直交
成分Ｑをそれぞれコンパレータ２で２値整形し、一方同
相成分Ｉ及び直交成分Ｑの和と差をそれぞれコンパレー
タ２′で２値整形し、それ以降はクロック発生回路５か
ら供給されるクロックに従って、ディジタル信号処理に
よる周波数検波機能を用いてＦＳＫ復調を行うので、面
倒な調整を行わずに多値ＦＳＫに容易に適用でき、変調
指数の大小に係わらず復調精度を向上できる効果があ
る。

【００８７】また、本発明の多値ＦＳＫ復調回路によれ
ば、大小の変調指数に対応する各々の積分放電出力は、
変調指数の比に対応した差を生み出すので、判定回路１
０におけるしきい値との比較の際のマージンが大きく、
判定精度が向上し、変調指数の大小に係わらず復調精度
を向上できる効果がある。

【００８８】更に、本発明の多値ＦＳＫ復調回路によれ
ば、位相デコーダ４の語長を４ビット入力、３ビット出
力で実現できるので、回路の小型化、低消費電力化に有
効であり、本回路のＩＣ化に適するという効果がある。

【００８９】

【発明の効果】本発明によれば、入力キャリア信号を直
交検波して２値整形した同相成分、直交成分、それらの
差分、和分の組み合わせに対応する位相角を位相デコー
ダで求め、その位相角を遅延させた遅延位相角を遅延回
路で求め、位相角と遅延位相角との位相差分を位相差分
回路で求め、その位相差分を積分放電回路で積分放電
し、積分放電出力についてその大小を判定回路で判定す
る多値ＦＳＫ復調回路としているので、変調指数の差が
小さい場合でも、復調精度を向上できる効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る多値ＦＳＫ復調回路の構成ブロッ
ク図である。

【図２】本発明の零ＩＦ検波回路の内部構成の一例を示
す構成ブロック図である。

【図３】本発明の多値ＦＳＫ復調回路における位相角θ
の判定方法を説明する説明図である。

【図４】本発明の多値ＦＳＫ復調回路における位相デコ
ーダ４への入力と位相デコーダ出力θとの対応を示す説
明図である。

【図５】本発明の位相差分回路の内部構成の一例を示す
構成ブロック図である。

【図６】本発明の積分放電回路の内部構成の一例を示す
構成ブロック図である。

【図７】本発明の多値ＦＳＫ復調回路における積分放電
出力の例を示す説明図である。

【図８】従来の２値ＦＳＫ復調回路の構成ブロック図で
ある。

【図９】従来の多値ＦＳＫ復調方法におけるＩＱ平面上
の信号点の動きを示す説明図である。

【図１０】従来の多値ＦＳＫ復調方法における直交検波
信号と２値整形された信号の例を示す説明図である。

【図１１】従来の多値ＦＳＫ復調方法における２値整形
された信号のＩＱ平面上の信号点の動きを示す説明図で
ある。

【符号の説明】

１…零ＩＦ検波回路、 ２，２′…コンパレータ、 ３
…極性反転器、 ４…位相デコーダ、 ５…クロック発
生回路、 ６…遅延回路、 ７…位相差分回路、 ８…
ＤＰＬＬ、 ９…積分放電回路、 １０…判定回路、
１１…ＬＯＣＡＬ発振回路、 １２…９０゜分配回路、
１３…ミキサー回路、 １４…ＬＰＦ、 ２０…位相
比較回路、 ４１…ｍビットシフトレジスタ、 ４２…
アップダウンカウンタ、 ７１…加算器、 ７２…モジ
ュロ２π演算回路、 ９１…加算器、 ９２…レジスタ

Claims (7)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 入力キャリア信号を直交検波する零ＩＦ
   検波回路と、前記直交検波した同相成分を２値整形する
   第１のコンパレータと、前記直交検波した直交成分を２
   値整形する第２のコンパレータと、前記同相成分と前記
   直交成分との差分を２値整形する第３のコンパレータ
   と、前記同相成分と前記直交成分との和分を２値整形す
   る第４のコンパレータと、前記第１，２，３，４のコン
   パレータからの入力の組み合わせに対応する位相角を出
   力する位相デコーダと、前記位相角を遅延させた遅延位
   相角を出力する遅延回路と、前記位相角と前記遅延位相
   角から位相差分を出力する位相差分回路と、前記位相差
   分を特定期間内で積分放電する積分放電回路と、前記積
   分放電出力を特定のしきい値と比較して多値ＦＳＫのシ
   ンボル判定を行う判定回路とを有することを特徴とする
   多値ＦＳＫ復調回路。
2. 【請求項２】 同相成分と直交成分との和分を得るため
   に前記直交成分の値を極性反転させる極性反転器を第４
   のコンパレータの入力側に設けたことを特徴とする請求
   項１記載の多値ＦＳＫ復調回路。
3. 【請求項３】 遅延回路及び積分放電回路にクロックを
   供給するクロック発生回路と、位相差分回路から出力さ
   れる位相差分により位相同期したタイミング信号を前記
   積分放電回路及び判定回路に供給するディジタルＰＬＬ
   とを設けたことを特徴とする請求項１記載の多値ＦＳＫ
   復調回路。
4. 【請求項４】 位相デコーダは、同相成分、直交成分、
   その差分及びその和分の組み合わせに対応する位相角を
   予め記憶しており、第１のコンパレータからの２値整形
   された同相成分の値と、第２のコンパレータからの２値
   整形された直交成分の値と、第３のコンパレータからの
   ２値整形された同相成分と直交成分との差分の値と、第
   ４のコンパレータからの２値整形された同相成分と直交
   成分の和分の値とを入力し、入力された４つの値の組み
   合わせに対応する位相角を出力するものであることを特
   徴とする請求項１又は請求項２又は請求項３記載の多値
   ＦＳＫ復調回路。
5. 【請求項５】 位相差分回路は、位相デコーダから入力
   される位相角から遅延回路から入力される遅延位相角を
   減算する第１の加算器と、前記第１の加算器出力に３π
   を加算する第２の加算器と、前記第２の加算器出力を２
   πで割り算を行ってその余りを求めるモジュロ２π演算
   回路と、前記モジュロ２π演算回路出力からπを減算し
   て位相差分を出力する第３の加算器とを有することを特
   徴とする請求項１記載又は請求項２記載又は請求項３記
   載の多値ＦＳＫ復調回路。
6. 【請求項６】 積分放電回路は、加算器とレジスタとを
   備え、前記加算器が、位相差分回路からの位相差分を一
   方に、前記レジスタからの出力を他方に入力して加算結
   果を出力する加算器であり、前記レジスタが、クロック
   発生回路から供給されるクロックで前記加算器から入力
   される値をサンプリングして出力し、ディジタルＰＬＬ
   から入力されるタイミングでリセットされるレジスタで
   あることを特徴とする請求項３記載の多値ＦＳＫ復調回
   路。
7. 【請求項７】 判定回路は、予めしきい値を記憶してお
   り、ディジタルＰＬＬから供給されるタイミングで積分
   放電回路からの位相差分の積分放電出力と前記しきい値
   とを比較し、前記積分放電出力の値域を判定することに
   よって多値ＦＳＫのシンボル判定を行うことを特徴とす
   る請求項３記載の多値ＦＳＫ復調回路。