JPH09121200A

JPH09121200A - 動的再構成可能な周波数分割マルチプレクサと変調器

Info

Publication number: JPH09121200A
Application number: JP8234331A
Authority: JP
Inventors: Richiyaado Guriin Jiyunia Donarudo; リチャードグリーンジュニアドナルド
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 1995-09-27
Filing date: 1996-09-04
Publication date: 1997-05-06
Also published as: EP0766419A2; SG49925A1; EP0766419A3; US5608724A

Abstract

(57)【要約】【課題】通信システムのユーザを動的に通信チャンネ
ルに割り当て、システムを効率的に動作させる。【解決手段】動的に再構成できる周波数分割マルチプ
レクサと変調器（ＤＲＦＤＭ²）４０は、複数の多重入
力信号を受信する。各多重入力信号は時分割多重送信さ
れる。各入力信号は、特定の周波数を有する搬送信号を
変調するために用いられる。スイッチは、変調信号を１
つ又は２つ以上のグループに選択的に分けるのに用いら
れ、各グループの信号は加算することによって周波数分
割多重送信される。専用通信サービス環境において、各
グループの出力は各アンテナへ送られ、スイッチと搬送
信号は、入力信号、搬送周波数およびアンテナを選択的
に連結するように制御される。これにより、アンテナダ
イバーシティ方式を実行し、多重経路伝搬効果による信
号の品質の低下を防ぐ。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、無線周波セルラパ
ーソナル通信システムに関する。更に詳しくは、本発明
は、多重経路送信および受信環境において動作するその
ようなシステム用の基地局に関する。

【０００２】

【発明が解決しようとする課題】無線周波セルラパーソ
ナル通信サービスシステム（以下、“ＰＣＳシステム”
と称する）においては、一つ又はそれ以上の固定基地局
と複数の低電力で動作する携帯用端末器が通信を行う。
ある携帯用端末器が使われる時、その携帯用端末器と基
地局との間には通信セッションが確立される。携帯用端
末器は基地局とのみ交信するが、基地局は同時に複数の
携帯用端末器と交信する。基地局は、２つの携帯用端末
器を接続するか、又は、携帯用端末器と電話ネットワー
ク等を接続する。

【０００３】電波は、送信器から受信器へ数個の異なる
モードで伝わる。たとえば、地上波あるいは地表波の伝
播は、電波が地表に衝突して、地面の電気伝導性によ
り、地表を介して受信器に向かって伝播することにより
行われる。上空波の伝播は、送信器から発せられ、空間
を伝搬した電波が電離層で屈析し、受信器へと向かうこ
とにより行われる。空間波の伝播には、送信器から発せ
られた電波が、直接受信器へ到達する見通し内伝播と、
地表、地勢、人工の物体に一度またはそれ以上跳ね返っ
て受信器に到達する伝播とがある。地表や電離層が電波
の伝達媒体の役目をする時、その誘電特徴により、ＰＣ
Ｓシステムにおける信号の伝達は、普通空間波の伝搬に
よって行われる。

【０００４】空間を伝播する電波は、受信器へ到達する
前に一度またはそれ以上反射される。たとえば、図１は
典型的な専用電話システムを示す。すなわち、二つの携
帯用端末器２０と２２は、見通し内伝播とビルディング
２６による散乱伝播と、見通し内伝播と車２８による伝
播とによって基地局２４からの発信信号を受信する。見
通し内伝播信号の通過した距離と散乱信号の通過した距
離（または、異なった経路を走った２つの散乱信号間の
距離の差）は異なるので、受信器に到達した時、両信号
間には位相差がある。位相差がπの偶数倍（３６０°、
７２０°、…）である場合は、干渉により強めあった合
成信号が受信される。位相差が短い時間の遅れに対応す
る小さい偶数倍である場合、信号強度は有効に増加して
合成信号は受信される。それに反し、伝送された信号が
たとえばデジタルデータで変調され、位相差が長い時間
の遅れに対応する大きな偶数倍である場合、“エコー”
効果が起こり、隣接する変調フィールド間の境界をぼや
かす。このような効果は符号間干渉として知られてい
る。

【０００５】これに反し、位相差がπの奇数倍（１８０
°、５４０°、…）である場合は、二つの信号の位相は
逆になり、受信信号は相殺される。もちろん、位相差が
πの整数倍でない場合、受信信号は部分的に相殺され、
符号間干渉が低レベルで起こり、受信信号のＳＮ比が減
少する。上記したような多重経路伝播における相殺的効
果を補償する一つの方法として、ダイバーシティ方式、
すなわち、２つ又はそれ以上の異なった送信経路から１
つの送信経路を選ぶ方法がある。一般的に用いられるダ
イバーシティ方式として、異なった周波数で送信された
複数個の信号の中から最適の周波数を用いるダイバーシ
ティ方式と、水平方向の偏波光と垂直方向の偏波光のど
ちらかを用いる偏波ダイバーシティ方式と、各々の波長
に適合する複数のアンテナを用いて受信するスペースダ
イバーシティ方式、すなわち、アンテナダイバーシティ
方式とがある。

【０００６】アンテナダイバーシティ方式がＰＣＳシス
テムにおける多重経路伝播における信号の相殺的効果を
補償する方法において最も効果的であることはすでに分
かっている。しかし、その実行はいくつかの要因のため
に制限される。たとえば、ＰＣＳシステムにおいては、
携帯用端末器は手に持つか、小型の装置であるので、複
数のアンテナを装備することは物理的に困難である。し
かも受信器においてアンテナダイバーシティ方式を採用
するためには、最適の受信信号を選択するための回路を
設ける必要が生じる。その結果、端末器が大型化し、電
力消費量が増し、コストの増大を招くことになる。

【０００７】上記の理由のため、アンテナダイバーシテ
ィ方式の採用は基地局で行うのが好ましい。そうすれ
ば、携帯用端末器側では低コストで済み、小型でよく、
電力消費量も少なくて済むが、以下に説明する理由のた
め、基地局側で比較的複雑な信号の制御が必要とされ
る。ほとんどのＰＣＳ通信規格による容量は一つの通信
チャンネルモードにつき、一人のユーザが使えるチャン
ネルの数が非常に少ない。たとえば、ヨーロッパデジタ
ルコードレス電話（ＤＥＣＴ）規格では、一つのＲＦチ
ャンネルにつき、１２の通話路が使え、ＧＳＭ規格にお
いては８つの通話路が使え、パーソナルハンディフォン
（ＰＨＳ）規格、パーソナルデジタルセルラ（ＰＤＣ）
規格、およびＩＳ５４デジタル規格では各々３つの通話
路しか使えない。それ故、何らかの技術を用いて上記の
ような規格に合致する信号の情報伝達能力を増加させな
ければならない。

【０００８】そのために時分割多重送信方式（ＴＤＭ）
および周波数分割多重送信方式（ＦＤＭ）が用いられて
いる。ＴＤＭ信号は逐次フレームに分割され、多重情報
信号（たとえば、ユーザのボイス信号）は各々、１つの
フレーム内で異なった固定のタイムスロットを割り当て
られる。情報信号は各々そのタイムスロットに対応する
時点で繰り返しサンプリングされ、サンプリングに基づ
いてフレームが伝送される。受信時に、各情報信号のタ
イムスロットに対応したＴＤＭ信号の各部分が互いに結
合され、元の信号を構成する。

【０００９】一方、ＦＤＭ信号は、元は同じ周波数帯に
属していた複数の情報信号を含んでいる。異なった情報
信号の周波数は相殺されるので、周波数は重複せず、Ｆ
ＤＭ信号の帯域幅の範囲内で分配される。ＦＤＭ信号の
よく知っている例として、１０７０ＫＨｚ（５３５−１
６０５ＫＨｚ）の帯域幅を有するＦＤＭ信号が、各々
が、５ＫＨｚの帯域幅を数する１０ＫＨｚきざみで設け
られた１０７個の信号を同時に含むことができるＡＭ無
線帯がある。

【００１０】上記の２つの方法は組み合わせてできるだ
け多くの情報を伝達する能力を得ることはもちろん可能
である。たとえば、４つの信号を周波数多重送信にする
ＦＤＭ信号が用いられ、その４つの信号の各々が４つの
ユーザ情報信号を時間多重送信するＰＣＳシステムにお
いては、表１に示すように１６人のユーザが有効にサポ
ートされる。

【００１１】

【表１】もしアンテナダイバシティを用いて、このようなシステ
ムを実行するとすれば、頻繁なユーザの再割り当てと、
周波数のチャンネル間のタイムスロットの再割り当てが
必要になる。たとえば、図１に示すような２つのアンテ
ナ３０と３２を用いるアンテナダイバーシティ方式につ
いて考えて見ることにする。ユーザ５と７はアンテナ３
０が最良の通信経路を提供する位置におり、ユーザ６は
アンテナ３２がすぐれた結果を提供する位置にいるとす
る。この場合、周波数チャンネルＢはタイムスロットＩ
においては、アンテナ３０の方向へ向くべきで、タイム
スロットIIにおいては、アンテナ３２の方向へ向くべき
で、タイムスロットIII においては、アンテナ３０の方
向へ向くべきである。

【００１２】チャンネルＢの方向の切り替えを行う時、
同様の割り当てが、他の周波数のチャンネルに対しても
同時に行われる。それ故、あるタイムスロットにおい
て、あるアンテナはすべての周波数帯域、又はいくつか
の周波数帯域を伝送するか、又はいかなる周波数帯域を
も伝送しないかである。すなわち、基地局は、信号の周
波数帯域によって、異なったアンテナの割り当てを行う
必要がある。

【００１３】図２に示すような先行技術の周波数分割マ
ルチプレクサはこのような機能を果たすことはできな
い。そのようなマルチプレクサにおいては、Ｎ個のＴＤ
Ｍデジタル直角位相の入力チャンネルＣ₁〜Ｃ_Nを介し
て信号は各々直角位相の変調器（ＭＯＤ）３４₁〜３４
_Nへ送られる。この変調器においては、各入力チャンネ
ルＣ₁〜Ｃ_Nを使って、各変調器３４₁〜３４_Nに接続
された局部３６₁〜３６ _Nから出力された特定の周波数
を有する搬送信号が変調される。変調器３４₁〜３４_N
の出力は、信号を合成してＦＤＭ信号Ｔを生成する加算
計数器３８へ送られる。多重送信されたＦＤＭ信号Ｔの
各成分はデジタルＴＤＭ信号である。

【００１４】上記問題を解決するための解決方法とし
て、各周波数帯域を任意に複数のアンテナの１つに割り
当てる方法がある。たとえば、表１において、周波数帯
域ＡとＢはアンテナ３０に割り当てられ、周波数帯域Ｃ
とＤはアンテナ３２に割り当てられると仮定する。これ
により、周波数帯域の動的再割当を行う必要はなくなる
が、システムの処理効率を減少させる。たとえば、タイ
ムスロットIIにおいて、アンテナ３０がユーザ２と６に
対し最良の通信経路を提供し、アンテナ３２はユーザ１
０と１４に最良の通信経路を提供するとすれば、問題は
ない。しかし、ユーザ１０がアンテナ３０によっても最
良の通信経路を提供されるとすれば、２つの周波数帯域
がアンテナ３０に割り当てられているので、システムは
３人のユーザすべてに適合できない。すなわち、１人の
ユーザは最良の状態では通信できない。

【００１５】上記の問題に鑑み、本発明の目的は、通信
システムのユーザを動的に通信チャンネルに割り当てる
方法と、システムを効率的に動作させる送信装置とを提
供することである。本発明の他の目的は、通信システム
のユーザを動的に通信チャンネルに割り当てるための回
路と、システムを高効率で動作させ、簡単な構成を有
し、最小電力で動作する伝達装置を提供することであ
る。

【００１６】本発明の更に他の目的は、任意の数の出力
以上に、任意の数の入力を多重送信することのできる周
波数分割マルチプレクサを提供することである。本発明
の更に他の目的は、時分割多重送信信号に対し、タイム
スロットきざみで信号経路を再形成することのできる周
波数分割マルチプレクサを提供することである。

【００１７】本発明の更に他の目的は、基地局とシステ
ムのユーザ間で、最良の通信経路を提供するためにダイ
バシティ方式を十分に実行することのできる専用通信サ
ービスシステムに用いられる基地局を提供することであ
る。

【００１８】

【課題を解決するための手段】上記目的は、多重入力を
受け入れ、多重出力を供給する動的に再構成可能な周波
数分割マルチプレクサと変調器（ＤＲＦＤＭ²）を設け
ることによって達成される。好適な実施形態において、
各入力は入力信号で局部ＲＦ信号又はＩＦ発振器信号を
変調する変調器に接続される。各変調器の出力は複数の
出力増幅器の１つの入力部に選択的に切り替えて入力さ
れる。各増幅器は、１つ又は２つ以上の変調器の出力を
その入力部において受け取り、入力信号を加算し、加算
結果を表すＦＤＭ出力信号を生成し、アンテナへ印加す
る。入力はクロスポイントスイッチを介して変調器に接
続することが可能で、また、変調器の出力を出力増幅器
に直接接続することも可能である。更に、変調器は一連
の局部発振器の間で選択的に切り替えることも可能であ
る。

【００１９】本発明の他の目的や特徴は以下の記載で明
らかになるであろう。

【００２０】

【発明の実施の形態】以下、本発明を図に示す実施形態
について説明する。本発明の第１実施形態の基地局のト
ランシーバにおいて、ＤＲＦＤＭ²４０は、図３に示す
ように、Ｎ個のデジタル入力信号チャンネル（周波数帯
域）Ｃ₁〜Ｃ_Nを受信する。上記デジタル入力信号チャ
ンネルＣ₁〜Ｃ_Nは、たとえば適宜のパルス符号変調
（ＰＣＭ）回路等を使って、可聴信号から形成すること
ができる。便宜上、そのような電気回路図は図には示さ
れていないが、その構成は当業者には明らかであろう。

【００２１】ＤＲＦＤＭ²４０は中間周波数（ＩＦ）を
有する一連の局部発振器４２₁〜４２_NからＮ個の搬送
波信号を受信する。ＤＲＦＤＭ²４０は、下記の如く、
搬送波を変調し、二つの周波数分割変調されたＩＦ信号
ＩＦ₁およびＩＦ₂を生成する。信号ＩＦ₁およびＩＦ
₂の各々は、デジタル入力信号チャンネルＣ₁〜Ｃ_Nの
各々によって変調された一つ以上の搬送波を含むことが
できる。

【００２２】信号ＩＦ₁およびＩＦ₂は、混合器４６₁
および４６₂において無線周波（ＲＦ）局部発振器４４
から出力された信号と合成される。混合器４６₁および
４６ ₂から出力されたＦＤＭＲＦ信号は電力増幅器４
８₁および４８₂の各々へ送られる。増幅器４８₁およ
び４８₂は各々積分低域フィルタを含む高能率電力増幅
器であるのが好ましい。増幅器４８₁および４８₂の出
力は各々、サーキュレータ５０₁および５０₂を通過
し、伝送された無線信号としてアンテナ５２₁および５
２₂を介して、各々放射される。

【００２３】サーキュレータ５０₁および５０₂の各々
は、送信器ポートで受信した信号を選択的にアンテナポ
ートへ送信し、アンテナポートで着信した信号を選択的
に受信器のポートへ送信する機能を有する。システムが
このようにして、半二重モードにおいて作動している
時、高いパワーレベルの伝送信号は、受信器へは送られ
ない。何故なら、それらは感度の高い受信器の前端部を
損傷しかねないからである。さらに、サーキュレータ５
０₁および５０₂は、受信した信号が各々の送信器へ送
られないように動作する。何故なら、それらは送信器で
反射され、その後、受信器において受信した受信信号の
品質を落とす可能性があるからである。サーキュレータ
５０₁と５０₂は、グリーンの米国特許出願第０８／４
３４，７６３号において開示されたタイプのものが好ま
しく、サーキュレータ５０₁と５０ ₂には、その開示さ
れた構成が組み込まれている。

【００２４】増幅器４８₁および４８₂の出力信号の一
部は、検出器５１₁および５１₂によって検知される。
もし必要ならば、制御器の制御によって、ＲＦスイッチ
５３ ₁と５３₂を切り替えて、アンテナ５２₁および５
２₂によって受信された信号を検出器５１₁および５１
₂へ各々送ることができる。これによりアンテナ５２ ₁
および５２₂の状態を監視することができる。さもなけ
れば、ＲＦスイッチ５３₁と５３₂は、図３に示される
位置にあり、以下に記載するダイバシティ動作が行われ
る。

【００２５】基地局のトランシーバのアンテナ５２₁と
５２₂が複数の携帯用端末から信号を受信すると、その
信号は各々サーキュレータ５０₁および５０₂を介して
帯域フィルタ５４₁および５４₂、低雑音増幅器５６₁
および５６₂、および混合器／ＩＦ部５８₁および５８
₂（必要に応じて使われる）へと伝送される。混合器／
ＩＦ部５８₁および５８₂の出力のＦＤＭ成分は、ＩＦ
発振器６２₁₁〜６２_1Nを使用して復調器６０₁₁〜６０_1N
によって、およびＩＦ発振器６２₂₁〜６２_2Nを使用して
復調器６０₂₁〜６０_2Nによって各々処理されて、ＰＣＭ
デジタル入力チャンネルＲ₁₁〜Ｒ_1NおよびＲ₂₁〜Ｒ_2Nへ
と送信される。

【００２６】制御器（図示せず）はアンテナ５２₁と５
２₂から送信されて来た数対の信号Ｒ₁₁とＲ₂₁、Ｒ₁₂と
Ｒ₂₂などの品質を各々比較し、その比較に基づいて、Ｄ
ＲＦＤＭ²４０を制御して、対応するデジタル入力チャ
ンネルＣ₁〜Ｃ_Nを次のタイムスロットにおいて、最良
の信号経路を提供する方のアンテナ５２₁または５２ ₂
へ送信する。

【００２７】上記システムはある携帯用端末器から送ら
れた信号を受信する際、それに応じた最適のアンテナを
選択的に使用し、又、信号を携帯用端末器に送る際、そ
れに応じた最適のアンテナを選択的に使用する。これ
は、ＰＣＳシステムにおいて、基地局と携帯用端末器と
の間でやり取りされる送信周波数と受信周波数は同じ
か、又は、ほとんど同じであるからである。すなわち、
両者間において送られる信号の周波数は同じ帯域にある
からである。すなわち、アンテナは携帯用端末器からの
信号を最善の状態で受信すると同時に、最善の状態で信
号を携帯用端末器に送信する。

【００２８】ＤＲＦＤＭ²４０の作用は図４に詳細に示
されている。すなわち、変調器６４ ₁〜６４_Nは各々、
デジタル入力チャンネルＣ₁〜Ｃ_Nを用いて、局部発振
器４２₁〜４２_Nからの搬送信号を変調する。各変調信
号は、変調信号を増幅し、平衡バス６８₁か又は６８₂
に送る対応する平衡入力増幅／切替副回路（ＡＭＰ／Ｓ
Ｗ）６６₁〜６６_N（詳細は以下に記載する）に送られ
る。バス６８₁および６８₂上の複数の信号は、出力増
幅器（ＡＭＰ）７０₁および７０₂（以下に記載する）
によって加算され、増幅され、ＩＦ信号ＩＦ₁およびＩ
Ｆ₂が生成される。

【００２９】各入力増幅／切替副回路６６₁〜６６_Nと
各出力増幅器７０₁および７０₂間の信号経路の平衡は
上記したように保たれる。何故なら、上記のようにこれ
らの回路は信号の干渉を受けにくく、また、外部影響量
による変動を受けにくいからである。図５に示されるよ
うな平衡入力増幅／切替副回路６６の入力増幅部７２に
おいて、変調器の出力信号は入力バイアスネットワーク
７４を通過し、差動増幅ステージ７６へ送られる。差動
増幅ステージ７６においては、入力信号に対して信号利
得が与えられ不平衡−平衡信号変換が行われる。差動増
幅ステージ７６の平衡出力は、出力増幅器７０₁および
７０₂（詳細は以下に記載する）における信号合成ネッ
トワークに対して高電流ソースを提供するソースフォロ
ワステージ７８へ送られる。ソースフォロワステージ７
８の平衡出力はスイッチ部８０のスイッチ８０₁および
８０₂へ印加される。スイッチ部８０は、前記制御器か
らスイッチ８０₁と８０₂へ印加された二対の相補型制
御信号ＶＴ₁／〜ＶＴ₁およびＶＴ₂／〜ＶＴ₂に基づ
いて、バス６８₁に接続された一対の出力部またはバス
６８₂に接続された一対の出力部へ、増幅、変調された
信号を選択的に送る。

【００３０】一例としてスイッチ８０₁を用いるとすれ
ば、制御信号ＶＴ₁のレベルが高く、その片方である〜
ＶＴ₁のレベルが低い時、スイッチ８０₁を“ＯＮ”状
態にするために互いに直列に接続された複数の電界効果
トランジスタのバイアスを“ＯＮ”にし、シャント電界
効果トランジスタのバイアスを“ＯＦＦ”にする。それ
故、スイッチ８０₁は低い挿入損を有し、ソースフォロ
ワステージ７８の出力はバス６８₁へ送られる。

【００３１】制御信号ＶＴ₁のレベルが低く、〜ＶＴ₁
のレベルが高い時、スイッチ８０₁を“ＯＦＦ”状態に
するために互いに直列に接続された複数の電界効果トラ
ンジスタのバイアスを“ＯＦＦ”にし、シャント電界効
果トランジスタのバイアスを“ＯＮ”にする。それ故、
スイッチ８０₁は高い挿入損を有し、ソースフォロワス
テージ７８の出力はバス６８₁には現れない。入力され
た制御信号を含む相補型制御信号ＶＴ₁と〜ＶＴ₂およ
びＶＴ₂と〜ＶＴ₁は各々接続されていないので、入力
信号はバス６８₁および６８₂から分離される。

【００３２】もしあるチャンネル（周波数帯域）の入力
信号が、あるタイムスロットに対して、常にバス６８₁
または６８₂と常に接続されることが分かっていれば、
一方の対の入力相補型制御信号の一方は他方の対の相補
型制御信号の他方に接続可能である。すなわち、ＶＴ₁
と〜ＶＴ₂は接続可能であり、〜ＶＴ₁とＶＴ₂は接続
可能である。これにより、前記チャンネルに対し、切替
制御ラインの数を半分に減らすことができる。

【００３３】ドレインバイアスおよびソースバイアスと
を供給するソースフォロワステージ７８からスイッチ部
８０₁および８０₂における電界効果トランジスタまで
の共通モード出力電圧はＶＤＤとアース間の中間値であ
るので、多くのＧａＡｓＦＥＴＩＣ技術を用いた切替
トランジスタに対し、ＣＭＯＳコンパティブル制御ロジ
ックによって直接に電力供給とその制御電圧の決定が行
える。入力増幅／切替副回路６６₁〜６６_Nは、最適の
性能を得るためにはＧａＡｓＭＥＳＦＥＴＩＣｓ技術
を用いて構成するのが好ましいが、ＳｉＭＯＳ技術又
はＢｉＣＭＯＳ技術も使用可能である。

【００３４】上記したように、平衡バス６８₁、６８₂
は出力増幅器７０₁、７０₂と各々接続されている。図
６に、出力増幅器７０の構成を示す。出力増幅器７０
は、バス６８にある受信を増幅し、平衡−不平衡信号変
換を行う一対の差動増幅器８２を含む。差動増幅器８２
の出力は出力駆動用のシングルエンドオープンソースフ
ォロワ８４へ送られる。ソースフォロワ８４の出力は、
上記のように、ＩＦ混合器４６へ送られる。

【００３５】入力増幅／切替副回路６６の作用および出
力増幅器７０の作用に留意すれば、ＤＲＦＤＭ²４０の
信号合成作用が良く理解できるはずである。図７は、デ
ジタル入力信号チャンネルＣ₁〜Ｃ_Nが出力増幅器７０
の１つに電気的に接続された時の実効抵抗ネットワーク
を示す。図７に示されるように、各入力増幅器／切替副
回路６６₁〜６６_Nは、一対の抵抗Ｒ₁〜Ｒ_Nとして、
対応するソース８６₁〜８６_Nに現れる。抵抗Ｒ₁〜Ｒ
_Nのそれぞれは、スイッチ部８０₁と８０₂において、
直列に接続された複数のトランジスタにおいて分路を形
成する抵抗と出力抵抗に相当し、それらの抵抗の抵抗値
をＲｓとする。また、出力増幅器７０の差動増幅ステー
ジ８２の入力部に設けられた互いに直列に接続された複
数の抵抗器は抵抗Ｒ₀として現れる。ソースＣ_Kの電圧
をＶ_k（ｋ＝１、２…Ｎ）とし、ＩＦ信号ＩＦ₁、ＩＦ
₂の電圧をＶ_A、Ｖ_Bとすれば、数式１が成り立つ。

【００３６】

【数１】回路構成は対称であるためＶ_B＝−Ｖ_Aとなり、数式１
は数式２のようになる。

【００３７】

【数２】ソース８６₁〜８６_Nからの電流はすべて抵抗Ｒ₀に流
入し流出するので、信号Ｃ₁〜Ｃ_Nの合計を表す電圧降
下が抵抗Ｒ₀の両端間に現れ、その結果、実質的なアー
スが、直列接続された抵抗において形成される。

【００３８】入力／出力の切替の回数が比較的少ない場
合、上記のように、ＤＲＦＤＭ²４０はサイズおよび電
力消費量を最小にできる単一の集積回路として構成でき
る。入力／出力の切替の回数が多く、単一のチップ上の
集積化が困難な場合は、ＤＲＦＤＭ²４０は変調器６
４、入力増幅器／切替副回路６６、および出力増幅器７
０を異なったＩＣ上に形成することによって構成でき
る。このようなＤＲＦＤＭ ²４０の構成方法は、ＤＲＦ
ＤＭ²４０の切替性能が、モジュール式で拡張できるの
で融通性に富む。

【００３９】ＰＣＳシステムにおいては、基地局は１０
ＭＨｚを越えた周波数で動作し、その範囲内の周波数に
おいて、ＧａＡｓＦＥＴ回路は、信号経路のひずみや
分離の点から見れば、他の回路技術より秀れた利点を有
する。本発明の他の有効な回路技術として、シリコン上
に絶縁分離されて構成されたＭＯＳＦＥＴおよびＢｉＣ
ＭＯＳ回路も含まれる。

【００４０】本発明の第２実施形態において、図８に示
されるＤＲＦＤＭ²４０′は変調器６４₁₁〜６４_2Nを含
む。この変調器は、専用の可変周波数発振器４２₁〜４
２_Nに接続されていない。各変調器は、一連の固定周波
数局部発振器８８₁〜８８_Nの一つに接続可能である。
これらの局部発振器の各々はＦＤＭ成分周波数の一つを
生成する。この場合、Ｎ個のデジタル入力チャンネル周
波数帯域Ｃ₁〜Ｃ_N何れかは、変調器６４₁₁〜６４_2Nの
何れかに任意にクロスポイントスイッチ９０（概略図は
図９に示される）を介して供給される。又、局部発振器
８８₁〜８８_Nは、スイッチ９２₁₁〜９２_2Nの１つを介
して選択的に変調器６４₁₁〜６４_2Nに接続され、変調器
６４₁₁〜６４_2Nの出力は出力増幅器７０₁と７０₂へ直
接送られる。

【００４１】第２実施形態においては、入力増幅／切替
副回路６６₁〜６６_Nと可変周波数発振器４２₁〜４２
_Nは設ける必要がない。しかし、そのため、クロスポイ
ントスイッチ９０とスイッチ９２₁₁〜９２_2Nを設ける必
要がある。更に、変調器６４ ₁₁〜６４_2Nは出力増幅器７
０₁または７０₂に接続されたままであるので、ＤＲＦ
ＤＭ²４０′の動的再形成は幾分制限される。更にＮ個
の入力チャンネルＣ₁〜Ｃ_Nがすべて出力増幅器７０₁
または７０₂に接続されることを避けるために、Ｎ個の
変調器を出力増幅器７０₁と７０₂の各々に接続する必
要がある。それ故、第２実施形態においては、変調器の
数が第１実施形態の２倍必要である。

【００４２】第３実施形態においては、図１０に示すよ
うに第１実施形態の可変周波数局部発振器と第２実施形
態のクロスポイントスイッチ９０とが接続される。第３
実施形態の利点としてＤＲＦＤＭ²４０″は第２実施形
態とは異なり、スイッチ９２ ₁₁〜９２_2Nを設ける必要が
ない。しかし、第３実施形態においては、局部発振器９
４₁₁〜９４_2Nは周波数可変作用を持つ必要がある。更
に、第１実施形態においては、局部発振器４２₁₁〜４２
_2Nは、ＴＤＭフレーム毎に周波数を一度変える必要があ
ったが、第３実施形態においては、局部発振器９４₁₁〜
９４_2NはＴＤＭフレーム内において、タイムスロット毎
に、周波数を変えることが必要である。

【００４３】上述した種々の実施形態を要約して説明す
ると、動的に再構成できる周波数分割マルチプレクサと
変調器（ＤＲＦＤＭ²）４０は、複数の多重入力信号を
受信する。各多重入力信号は時分割多重送信される。各
入力信号は、特定の周波数を有する搬送信号を変調する
ために用いられる。スイッチは、変調信号を１つ又は２
つ以上のグループに選択的に分けるのに用いられ、各グ
ループの信号は加算することによって周波数分割多重送
信される。専用通信サービス環境において、各グループ
の出力は各アンテナへ送られ、スイッチと搬送信号は、
入力信号、搬送周波数およびアンテナを選択的に連結す
るように制御される。これにより、アンテナダイバーシ
ティ方式を実行し、多重経路伝搬効果による信号の品質
の低下を防ぐことができる。

【００４４】本発明が添付の図面を参照して、好ましい
実施形態と関連させて詳細に説明されたが、種々の変更
態様が可能なことは当業者にとっては明らかであろう。
例えば、ＤＲＦＤＭ²は２つのＦＤＭ出力部を有する
が、任意の数の出力部を有するように容易に変更でき
る。上記実施形態においては、直角位相振幅変調が用い
られたが適宜の変調技術または符号化技術を用いること
ができる。

【００４５】上記実施形態においては、デジタルデータ
が送信されたが、ＤＲＦＤＭ²は容易にアナログデータ
を供給するように構成できる。上記実施形態において、
直角位相振幅変調信号が用いられたが、ＤＲＦＤＭ
²は、他の振幅、周波数、又は位相変調方式にも適応で
きる。上記実施形態において、ＴＤＭ入力データを用い
たが、入力チャンネル信号は時分割多重送信信号でなく
てもよい。

【００４６】上記実施形態の局部発振器はＩＦ周波数で
作動したが、ＲＦ発振器を用いてもよいし、混合器回路
は設けなくてもよい。上記実施形態において、アンテナ
の選択は、モニターされたアンテナ受信信号によって行
われたが、他の選択基準を用いることもできる。上記実
施形態においては、アンテナダイバーシティ方式を用い
て多重経路伝搬のゆがみを補償したが、他のダイバーシ
ティ方式も使用でき、また本発明は他の機能を持たせる
ことも可能である。

【００４７】上記実施形態においては、ＰＣＳ基地局が
用いられたが、本発明は他の通信システムにも適応で
き、携帯用端末器と基地局間で通信が行える。

【図面の簡単な説明】

【図１】ＰＣＳシステムにおける多重通路伝搬の状態を
示す図である。

【図２】従来の周波数分割マルチプレクサを示す構成図
である。

【図３】本発明の第１実施形態のＰＣＳ基地局を示す構
成図である。

【図４】本発明の第１実施形態のＤＲＦＤＭ²を示す構
成図である。

【図５】図４に示されるＤＲＦＤＭ²の入力増幅器／切
替副回路を示す概略構成図である。

【図６】図４に示されるＤＲＦＤＭ²の出力増幅／副回
路を示す概略構成図である。

【図７】図４に示されるＤＲＦＤＭ²の信号合成動作を
示す図である。

【図８】本発明の第２実施形態のＤＲＦＤＭ²の構成図
である。

【図９】図９に示されるＤＲＦＤＭ²において用いられ
るクロスポイントスイッチを示す図である。

【図１０】本発明の第３実施形態のＤＲＦＤＭ²の構成
図である。

【符号の説明】

４０…ＤＲＦＤＭ²、４４…ＲＦ局部発振器、４６₁、
４６₂…混合器、４８₁、４８₂…電力増幅器、５
０₁、５０₂…サーキュレータ、５２₁、５２₂…アン
テナ、５１₁、５１₂…検出器、５３₁、５３₂…ＲＦ
スイッチ、５４₁、５４₂…帯域フィルタ、５８₁、５
８₂…混合器／ＩＦ部、６０₁₁〜６０_1N…復調器、６２
₁₁〜６２_1N、６２₂₁〜６２_2N…ＩＦ発振器。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】複数の局部発振器（４２₁〜４２_N）
と、複数の変調器（６４₁〜６４_N）と、複数の切替手
段（６６₁〜６６_N）と、複数の加算手段（７０₁、７
０₂）とを備え、前記複数の局部発振器は、各々が搬送信号を生成するも
のであり、前記複数の変調器は、各々が、複数の局部発振器の対応
する１つの出力部に接続され、入力部に印加された入力
チャンネル信号（Ｃ₁〜Ｃ_N）に応答して、前記搬送信
号を変調し、変調信号を出力するものであり、前記複数の切替手段は、各々が、前記複数の変調器の一
つから前記変調信号を受信し、制御入力部の信号に応答
して、複数の出力部の一つへ選択的に前記変調信号を供
給するものであり、前記複数の加算手段は、各々が、前記複数の切替手段の
各々の出力部と接続され、前記出力部からの信号を加算
し、加算の結果を表す出力信号（ＩＦ₁、ＩＦ ₂）を生
成するものであることを特徴とする電子回路。
【請求項２】請求項１に記載の電子回路において、前
記複数の局部発振器の各々は、制御入力部を有し、制御
信号の値に応じて前記搬送信号を生成することを特徴と
する電子回路。
【請求項３】請求項１に記載の電子回路において、前
記切替手段は、入力増幅器（７２）と、スイッチ（８
０）とを備え、前記入力増幅器は、前記変調信号を受信し増幅するもの
であり、前記スイッチは、前記増幅された信号を受信し、前記切
替手段の前記制御入力部の信号に応答して、前記切替手
段の出力部（６８₁、６８₂）に前記増幅された信号を
選択的に供給するものであることを特徴とする電子回
路。
【請求項４】請求項３に記載の電子回路において、前
記増幅された信号は２つの部分からなる平衡信号であ
り、前記スイッチは２つのセクション（８０₁、８
０₂）からなり、各セクションは、前記増幅された信号
における２つの部分の１つを切り替えることを特徴とす
る電子回路。
【請求項５】請求項１に記載の電子回路において、前
記切替手段の前記出力部は平衡出力部であることを特徴
とする電子回路。
【請求項６】入力信号（Ｃ₁〜Ｃ_N）の複数のチャン
ネルのソース（８６ ₁〜８６_N）と、処理手段（４０）
と、無線信号生成手段（４６₁、４６₂）と、複数のア
ンテナ（５２₁、５２₂）とを備え、前記処理手段は、前記ソースに接続され、印加された制
御信号に応答して、前記入力信号を複数のグループに分
け、前記グループに対応して複数の周波数分割多重送信
信号（ＩＦ₁、ＩＦ₂）を生成するものであって、前記
複数の周波数分割多重送信信号の各々は、対応するグル
ープへの入力信号を表すものであり、前記無線信号生成手段は、前記複数の周波数分割多重送
信信号を受信し、各々が前記周波数分割多重送信信号の
１つを表す複数の無線周波数信号を生成するものであ
り、前記複数のアンテナは、各々が前記無線周波数の１つを
放射するものであることを特徴とする送信器。
【請求項７】請求項６に記載の送信器において、前記
入力信号の複数のチャンネルは、時分割多重送信信号で
あり、前記処理手段は、周波数が前記時分割多重送信信号のフ
レームと同期して変化する局部発振器を含むことを特徴
とする送信器。
【請求項８】請求項６に記載の送信器において、前記
入力信号の複数のチャンネルは、時分割多重送信信号で
あり、前記処理手段は、周波数が前記時分割多重送信信号の多
重送信成分と同期して変化する局部発振器（４２₁〜４
２_N）を含むことを特徴とする送信器。
【請求項９】請求項６に記載の送信器において、さら
に複数のディマルチプレクサ（５８₁、５８₂、６０₁₁
〜６０_1N、６０₂₁〜６０_2N）と、前記処理手段を制御す
る手段とを備え、複数のディマルチプレクサは、各々が前記アンテナの１
つに接続され、各アンテナで受信された信号を処理し、
周波数分割多重送信された成分に対応する多重分離され
た信号を生成するものであり、前記処理手段を制御する手段は、前記複数の各ディマル
チプレクサからの対応する前記多重分離信号に対し、予
め定められた基準に従って、前記対応する多重分離信号
の中から最適の信号を決定し、前記対応する多重分離信
号に対応する成分を有する無線周波数信号が前記最適信
号を受信するアンテナから放射されるように前記処理手
段を制御するものであることを特徴とする送信器。
【請求項１０】時分割多重送信データの複数の入力チ
ャンネル（Ｃ₁〜Ｃ _N）のソース（８６₁〜８６_N）
と、処理手段（４０）とを備え、前記処理手段は、複数の入力チャンネルを受信し、制御
入力に応答して、前記入力チャンネルのグループを形成
し、前記グループの各々は、個々の周波数チャンネルの
中から選択されたものを含み、また前記個々の周波数チ
ャンネルは、選択された時分割多重送信信号チャンネル
を含むものであって、複数の周波数分割多重送信信号
（ＩＦ₁、ＩＦ₂）を生成し、前記複数の周波数分割多
重送信信号の各々は前記複数のグループの１つを表すも
のであることを特徴とする信号処理システム。
【請求項１１】時分割多重送信データの複数の入力チ
ャンネル（Ｃ₁〜Ｃ _N）のソース（８６₁〜８６_N）
と、処理手段（４０）とを備え、前記処理手段は、複数の入力チャンネルを受信し、制御
入力に応答して、前記入力チャンネルのグループを形成
し、複数の周波数分割多重送信信号を生成するものであ
って、前記複数の周波数分割多重送信信号の各々は前記
複数のグループの１つを表すものであり、前記処理手段は、複数の変調器（６４₁〜６４_N、６４
₁₁〜６４_1N、６４₂₁〜６４_2N）と、複数の加算増幅器
（７０₁、７０₂）とを備え、前記複数の変調器は、各々が、前記入力チャンネルの１
つに対応し、前記入力チャンネルを受信し、第１の制御
入力に応答して、前記第１の制御入力を表す変調された
搬送信号を生成するものであり、前記複数の加算増幅器は、各々が、少なくとも１つの前
記変調された搬送信号を受信し、前記搬送信号を表す周
波数分割多重送信信号（ＩＦ₁、ＩＦ₂）を生成するこ
とを特徴とを特徴とする信号処理システム。
【請求項１２】請求項１１に記載の信号処理システム
において、前記変調器の各々は、前記第１の制御入力に
応答する専用の局部発振器（４２₁〜４２_N、９４₁₁〜
９４_1N、９４₂₁〜９４_2N）を含むことを特徴とする信号
処理システム。
【請求項１３】請求項１１に記載の信号処理システム
において、さらに複数の局部発振器を備え、前記複数の局部発振器（８８₁〜８８_N）は、各々が非
変調搬送信号（Ｆ₁〜Ｆ_N）を生成するものであり、前記変調器の各々は、変調部と、前記第１の制御入力に
応答して、前記非変調搬送信号の１つを前記変調部へ供
給するスイッチ（９２₁₁〜９２_1N、９２₂₁〜９２_2N）か
らなることを特徴とする信号処理システム。
【請求項１４】請求項１１に記載の信号処理システム
において、さらに、第２の制御入力に応答して、前記変
調搬送信号を前記変調器から前記加算増幅器に選択的に
供給する複数のスイッチ（８０）を備えたことを特徴と
する信号処理システム。
【請求項１５】請求項１１に記載の信号処理システム
において、さらに、前記第２の制御入力を応答して、前
記入力チャンネルを前記変調器へ選択的に供給するクロ
スポイントスイッチ（９０）を備えたことを特徴とする
信号処理システム。
【請求項１６】複数の時分割多重送信信号（Ｃ₁〜Ｃ
_N）を生成するために複数の入力信号を時分割多重送信
するステップと、複数の周波数分割多重送信チャンネルを生成するステッ
プとを有し、この生成ステップにおいて、各々の周波数
分割多重送信チャンネルは、時分割多重送信チャンネル
を含み、前記複数の周波数分割多重送信チャンネルと前
記複数の時分割多重送信チャンネルは、制御入力に従っ
て選択されることを特徴とする信号処理方法。
【請求項１７】複数の時分割多重送信信号（Ｃ₁〜Ｃ
_N）を生成するために複数の入力信号を時分割多重送信
するステップと、複数の周波数分割多重送信信号を生成するステップとを
有し、前記複数の時分割多重送信信号の各々は、前記複
数の時分割多重送信信号の中で制御入力に応じて選択さ
れたものであり、前記生成ステップは、複数の変調搬送信号を生成するた
めに複数の搬送信号を各時分割多重送信信号で変調する
ステップと、前記複数の変調搬送信号の中で選択されたものを加算す
ることによって、前記各周波数分割多重送信信号を生成
するステップとからなることを特徴とする信号処理方
法。
【請求項１８】請求項１７に記載の信号処理方法にお
いて、前記変調ステツプは、前記制御入力の一部に応答
して、複数の可変周波数局部発振器（４２₁〜４２_N、
９４₁₁〜９４_1N、９４₂₁〜９４_2N）を用いて、前記複数
の搬送信号を生成するステップからなることを特徴とす
る信号処理方法。
【請求項１９】請求項１７に記載の信号処理方法にお
いて、前記変調ステップは、各時分割多重送信信号に対
し、前記制御入力の一部に応答して、複数の固定周波数
局部発振器（８８₁〜８８_N）によって生成された複数
の搬送信号（Ｆ₁〜Ｆ_N）から１つを選択するステップ
からなることを特徴とする信号処理方法。
【請求項２０】請求項１７に記載の信号処理方法にお
いて、前記変調ステップは、前記制御入力の一部に応答
して、前記各時分割多重送信信号を前記変調器（６４₁₁
〜６４_1N、６４₂₁〜６４_2N）の１つへ選択的に供給する
ステップからなることを特徴とする信号処理方法。
【請求項２１】請求項１７に記載の信号処理方法にお
いて、前記生成ステップは、前記各周波数分割多重送信
信号（Ｆ₁〜Ｆ_N）に対し、前記制御入力の一部に応答
して、加算された前記複数の変調搬送信号において複数
の変調信号を選択するステップからなることを特徴とす
る信号処理方法。