JPH09128080A - 電圧調整器回路 - Google Patents

電圧調整器回路

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JPH09128080A
JPH09128080A JP8230763A JP23076396A JPH09128080A JP H09128080 A JPH09128080 A JP H09128080A JP 8230763 A JP8230763 A JP 8230763A JP 23076396 A JP23076396 A JP 23076396A JP H09128080 A JPH09128080 A JP H09128080A
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JP
Japan
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voltage
circuit
output
transistor
level shift
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Pending
Application number
JP8230763A
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English (en)
Inventor
J Danstrome Eric
ジェイ． ダンストローム エリック
Anthony Bartha Michele
アンソニー ベルサー ミッチェル
Ernest Edward William
アーネスト エドワーズ ウイリアム
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
STMicroelectronics lnc USA
Original Assignee
SGS Thomson Microelectronics Inc
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Filing date
Publication date
Application filed by SGS Thomson Microelectronics Inc filed Critical SGS Thomson Microelectronics Inc
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    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F3/00—Non-retroactive systems for regulating electric variables by using an uncontrolled element, or an uncontrolled combination of elements, such element or such combination having self-regulating properties
    • G05F3/02—Regulating voltage or current
    • G05F3/08—Regulating voltage or current wherein the variable is DC
    • G05F3/10—Regulating voltage or current wherein the variable is DC using uncontrolled devices with non-linear characteristics
    • G05F3/16—Regulating voltage or current wherein the variable is DC using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices
    • G05F3/20—Regulating voltage or current wherein the variable is DC using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations
    • G05F3/22—Regulating voltage or current wherein the variable is DC using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations wherein the transistors are of the bipolar type only
    • G05F3/222—Regulating voltage or current wherein the variable is DC using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations wherein the transistors are of the bipolar type only with compensation for device parameters, e.g. Early effect, gain, manufacturing process, or external variations, e.g. temperature, loading, supply voltage
    • G05F3/227—Regulating voltage or current wherein the variable is DC using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations wherein the transistors are of the bipolar type only with compensation for device parameters, e.g. Early effect, gain, manufacturing process, or external variations, e.g. temperature, loading, supply voltage producing a current or voltage as a predetermined function of the supply voltage

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Abstract

(57)【要約】 【課題】 ロードダンプ条件を取扱うことが可能であり
且つ低電圧プロセスを使用して製造することの可能な電
圧調整器回路を提供する。 【解決手段】 本発明によれば、２つの調整回路とこれ
ら２つの調整回路を制御する比較器とを持った電圧調整
器回路が提供される。該比較器の入力は電源電圧へ接続
しており、電源電圧が約８Ｖの所定の電圧に到達する
と、比較器の出力は状態を変化させる。第一調整回路が
イネーブルされて、比較器が状態を変化させる約８Ｖに
電源電圧が到達するまで、バッテリ電圧からＶｃｃを供
給する。その点において、第一調整回路がディスエーブ
ルされ且つ第二調整回路がイネーブルされて電源電圧か
らＶｃｃ電圧を供給する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、電圧を調整するた
めに使用される電子回路に関するものであって、更に詳
細には、自動車におけるＶｃｃ電圧を調整するために使
用される電子回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】本発明によって対処される問題は自動車
業界において遭遇されるものである。エンジンが稼動中
でない場合に、自動車へ電力を供給するために使用され
るバッテリを自動車が持っていることは、自動車業界に
おいて常識である。バッテリは、更に、自動車のモータ
をスタートさせるために必要な電力も供給する。モータ
がスタートされると、オルタネータ即ち発電機がバッテ
リを充電するのに必要な電圧を供給する。然しながら、
エンジンが稼動している場合に自動車のバッテリケーブ
ルをそのバッテリから切断すると、バッテリケーブル上
の電圧は過剰なものとなる場合があり且つそれに接続さ
れている装置を損傷する場合がある。この条件は「ロー
ドダンプ（ｌｏａｄ ｄｕｍｐ）」と呼ばれている。ロ
ードダンプ条件期間中に、バッテリケーブル上の電圧は
６０Ｖ又はそれ以上の電圧に到達する場合がある。従っ
て、バッテリ回路へ接続されている回路の全てが高電圧
のロードダンプ条件に耐えることが可能であることが望
ましい。
【０００３】更に、市場からの圧力及び政府の規制によ
って、自動車製造業者は自動車の汚染物の排出を減少さ
せながら燃費を向上させることを余儀なくされている。
更に、市場からの圧力は、自動車の信頼性を継続して改
善し且つコストを低下させることを要求している。これ
らの目標を達成するために点火制御システム等に対して
エレクトロニクスをますます使用することが自動車業界
において公知である。当業者によって理解されるよう
に、エレクトロニクスの使用を増加させると、自動車の
エレクトロニクスへ安定で且つ一定の電圧を供給するた
めに電圧調整及び前調整回路を使用することを増加させ
ることとなる。
【０００４】図１を参照すると、従来公知の電圧調整器
が示されている。この回路においては、調整された電圧
Ｖｃｃが未調整のバッテリ電圧Ｖｂａｔｔから発生され
る。一般的に、この回路は電流バイアス回路と、パス要
素と、調整回路とを持っているものとして考えることが
可能である。
【０００５】電流バイアス回路は、抵抗２，８，１６、
ダイオード４，６及びトランジスタ１０，１２，１４か
ら構成されている。それらの動作は、電圧調整回路によ
って使用されるトランジスタ３８のベースにおいてバイ
アス電流を発生させるものとして要約することが可能で
ある。
【０００６】ＮＰＮバイポーラトランジスタ４６は電圧
調整器のパス要素である。当該技術分野において理解さ
れているように、パス要素は一定の出力電圧が維持され
るように調整回路の関数として電圧調整器の出力電流を
制御するものである。
【０００７】調整回路は、バンドギャップ回路と電圧ス
テップアップ回路とから構成されている。バンドギャッ
プ回路は、抵抗１８，２４，２６，２８及びトランジス
タ２０，２２，３０，３２を有している。このバンドギ
ャップ形態においては、当該技術分野において公知の如
く、トランジスタ２２及び３２のベースにおいて熱的に
安定な電圧が発生される。この調整回路は、更に、抵抗
４８及び５０で形成された分圧器回路を有している。分
圧器からのスケールされた電圧はバンドギャップ回路へ
フィードバックされ、当該技術分野において公知の如
く、出力電圧が減少又は増加することに応答してパスト
ランジスタ４６の電流出力を増加又は減少させる。
【０００８】自動車への適用例においては、Ｖｂａｔｔ
電圧は、通常、１２Ｖであり且つＶｃｃ電圧は典型的に
約５Ｖである。然しながら、Ｖｂａｔｔは上述したロー
ドダンプ条件下においては６０Ｖを超えて上昇する場合
がある。ロードダンプ条件を取扱う典型的な従来の解決
方法は、高電圧条件を取扱うことの可能なパストランジ
スタを使用することであった。然しながら、この従来技
術の解決方法は、高電圧プロセスに対する集積化プロセ
ス技術を制限することとなる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、上述した如
き従来技術における欠点を解消し、ロードダンプ条件を
取扱うことが可能であるが低電圧プロセスを使用して製
造することの可能な電圧調整器を提供することを目的と
する。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明は、２個の調整回
路とこれら２個の調整回路を制御するための比較器とを
具備する電圧調整器として要約することが可能である。
該比較器の入力端は電源電圧へ接続しており、電源電圧
が約８Ｖの所定電圧へ到達する場合に、比較器の出力が
状態を変化させる。第一調整回路は、比較器が状態を変
化させる約８Ｖに電源電圧が到達するまで、バッテリ電
圧からＶｃｃを供給するようにイネーブル即ち動作可能
状態とされる。その点において、第一調整回路がディス
エーブル即ち動作不能状態とされ且つ第二調整回路がイ
ネーブル即ち動作可能状態とされて電源電圧からＶｃｃ
電圧を供給する。電源電圧はロードダンプ高電圧に到達
することはないので、第二パストランジスタは高電圧条
件に露呈されることはない。更に、第一トランジスタ
は、そのベースが接地されているので、より高い電圧に
耐えることが可能である。従って、以下に説明する本発
明の調整回路は低電圧集積化プロセス技術を使用して製
造することが可能である。
【００１１】
【発明の実施の形態】本発明の好適実施例に基づいて構
成した電圧調整器回路について説明する。図２を参照す
ると、本発明の電圧調整器回路は、バイアス電流回路、
バンドギャップをベースとした調整器回路、２個の電圧
レベルシフト回路、及び２個のパス要素を有するものと
して説明することが可能である。
【００１２】バイアス回路は、Ｐチャンネルトランジス
タＭ１０６のソース及びＰチャンネルトランジスタＭ１
０５のソースを自動車のエレクトロニクスにおけるスタ
ティックメモリを維持するために通常使用される調整電
圧であるスタンバイ電圧へ接続することによって構成さ
れている。トランジスタＭ１０６のドレインはＮチャン
ネルトランジスタＭ６のドレイン及びトランジスタＭ１
０５のゲートへ接続している。トランジスタＭ１０６及
びＭ６のゲートはイネーブル信号を受取るべく結合され
ている。トランジスタＭ１０６のドレインは抵抗Ｒｂｉ
ａｓの第一端部へ接続しており、抵抗Ｒｂｉａｓの第二
端部はＮＰＮトランジスタＱ２０のコレクタ及びベース
へ接続している。ＮチャンネルトランジスタＭ６のソー
ス及びトランジスタＱ２０のエミッタは接地へ接続して
いる。トランジスタＱ２０のベースはトランジスタＱ１
９のベースへ接続している。ＮＰＮトランジスタＱ１９
のエミッタは接地へ接続している。ＰＮＰトランジスタ
Ｑ１１８及びＱ１１９はダイオードとして構成されてい
る。トランジスタＱ１１８及びＱ１１９のエミッタは電
圧ＶＩＮ１へ接続している。電圧ＶＩＮ１は自動車のバ
ッテリ電圧を表わしている。トランジスタＱ１１８のベ
ース及びコレクタはＰＮＰトランジスタＱ１１６のベー
ス及びＮチャンネルトランジスタＭ１１のドレインへ接
続している。トランジスタＭ１１のゲートは信号Ｄｉｆ
ｆ１へ結合されている。トランジスタＱ１１９のベース
及びコレクタはＮＰＮトランジスタＱ１１７のベース及
びＮチャンネルトランジスタＭ１２のドレインへ接続し
ている。トランジスタＭ１２のゲートは信号Ｄｉｆｆ２
へ結合している。トランジスタＭ１１のソースはトラン
ジスタＭ１２のソース及びトランジスタＱ１９のコレク
タへ接続している。
【００１３】バンドギャップをベースとした調整器は、
抵抗Ｒ１０１の第一端部をＶｃｃ電圧へ接続することに
よって構成されている。抵抗Ｒ１０１の第二端部はＰＮ
ＰトランジスタＱ１０１のエミッタへ接続している。ト
ランジスタＱ１０１のベース及びコレクタはトランジス
タＱ１０２のベース及びＮＰＮトランジスタＱ１のコレ
クタへ接続している。トランジスタＱ１のベースはＮＰ
ＮトランジスタＱ２のベースへ接続している。トランジ
スタＱ１のエミッタは抵抗Ｒ１の第一端部へ接続してい
る。抵抗Ｒ１の第二端部はトランジスタＱ２のエミッタ
及び抵抗Ｒ２の第一端部へ接続している。抵抗Ｒ２の第
二端部は接地へ接続している。トランジスタＱ１０２の
エミッタは抵抗Ｒ１０２の第二端部へ接続している。ト
ランジスタＱ１０２のコレクタはトランジスタＱ２のコ
レクタ及びコンデンサＣ１４の第一端部へ接続すると共
に、ＰチャンネルトランジスタＭ１０１及びＭ１０２の
ドレインへ接続している。コンデンサＣ１４の第二端部
は接地へ接続している。
【００１４】第二電圧レベルシフト回路は、トランジス
タＭ１０２のドレインをコンデンサＣ１４の第一端部へ
接続することによって構成されている。トランジスタＭ
１０１のゲートは信号ＥＰ３へ結合されている。トラン
ジスタＭ１０１のソースはＰＮＰトランジスタＱ１１２
のベースへ接続している。トランジスタＱ１１２のエミ
ッタはＰＮＰトランジスタＱ１１４のベース及び抵抗Ｒ
１１４の第二端部へ接続している。トランジスタＱ１１
２のコレクタはトランジスタＱ１１４のコレクタ及び接
地へ接続している。トランジスタＱ１１４の第一端部は
トランジスタＱ１１４のエミッタ及びＮＰＮトランジス
タＱ１６のエミッタへ接続している。トランジスタＱ１
６のコレクタ及びベースはトランジスタＱ１１７のコレ
クタ、パストランジスタＱ１８のベース、及びＮチャン
ネルトランジスタＭ１８のドレインへ接続している。ト
ランジスタＱ１１７のエミッタは電圧ＶＩＮ１へ接続し
ている。トランジスタＭ１８のゲートは信号Ｐｃｏｍｐ
２へ結合している。トランジスタＭ１８のソースは接地
へ接続している。
【００１５】第二パス要素は、ＮＰＮトランジスタＱ１
８のコレクタを電圧ＶＩＮ２へ接続することによって構
成されている。トランジスタＱ１８のエミッタは本電圧
調整器回路の出力端を形成しており且つ抵抗Ｒ５１の第
一端部へ接続している。抵抗Ｒ５１の第二端部は抵抗Ｒ
５０の第一端部及びトランジスタＱ１及びＱ２のベース
へ接続している。抵抗Ｒ５０の第二端部は接地へ接続し
ている。
【００１６】動作について説明すると、本調整器回路
は、自動車における電子回路を駆動するために使用され
る通常の５Ｖへ供給電圧を供給するブロカウセル（Ｂｒ
ｏｋａｗ Ｃｅｌｌ）に基づいた利得を向上させたバン
ドギャップ回路である。ベースを結合させた差動対Ｑ１
及びＱ２及び抵抗Ｒ１及びＲ２がこのバンドギャップを
ベースとした調整器の核を構成している。トランジスタ
Ｑ１及びＱ２を介して流れる電流は抵抗Ｒ１によって設
定され、抵抗Ｒ１は、更に、バンドギャップ回路の利得
を決定する。この差動対に対する能動負荷は、出力イン
ピーダンスを増加させるために設けられている抵抗Ｒ１
０１及びＲ１０２と共にトランジスタＱ１０１及びＱ１
０２によって与えられている。このバンドギャップ回路
の出力はトランジスタＱ２のコレクタにおいてとられ
る。ループ安定性は、１０ｐＦ補償コンデンサであるコ
ンデンサＣ１４で確立されている。
【００１７】適切にバイアスされると、約１．２７Ｖの
温度に対して独立性の電圧がトランジスタＱ１及びＱ２
のベースにおいて存在する。出力段におけるレベルシフ
ト用のバイアス電流は抵抗Ｒｂｉａｓ及びトランジスタ
Ｑ１９及びＱ２０によって確立される。トランジスタＱ
１９及びＱ２０によって形成されるカレントミラーはこ
のスタンバイ電圧が供給される。イネーブルピン上に論
理１が存在するとこのカレントミラーはターンオンされ
る。電圧ＶＩ２が８Ｖ未満であると、トランジスタＭ１
１がターンオンされ且つトランジスタＱ１１６のベース
は約４．３Ｖへ降下する。このことはトランジスタＱ１
１６，Ｑ１５，Ｑ１１３，Ｑ１１１によって構成される
バイアス枝をターンオンさせる。トランジスタＭ１０１
はオンであり且つバンドギャップ回路の出力はトランジ
スタＱ１１１によってバッファされ且つトランジスタＱ
１７のベースにおいて約５．７Ｖへレベルシフトされ
る。Ｖｃｃにおける電圧は公称的に５Ｖである。
【００１８】約１．２７Ｖのバンドギャップ電圧に基づ
いて５Ｖ出力を得るためには、バンドギャップ基準電圧
は抵抗Ｒ５０及びＲ５１を包含する抵抗回路網を使用す
ることによって利得が増加されねばならない。バンドギ
ャップ電圧は抵抗Ｒ５０の第一端部へ印加される。抵抗
Ｒ５１及びＲ５０は、パス要素Ｑ１７によってバイアス
された場合に、５Ｖの結合された電圧降下を有する。Ｒ
５１／Ｒ５０の異なる比を選択することによって、異な
る出力電圧を得ることが可能である。
【００１９】バンドギャップ回路は、その供給電圧が利
得を増加させたバンドギャップ電圧から派生されるとい
う点においてブートストラップされる。このような態様
でバンドギャップ回路に供給電圧を供給することによっ
て、電源リップルに対する高い免疫性が達成される。
【００２０】電圧ＶＩＮ２が約８Ｖを超えると、出力電
圧バイアス電流はトランジスタＱ１８によって供給され
る。電圧ＶＩＮ２の電圧レベルを検知し且つパストラン
ジスタをスイッチさせるために使用される比較器につい
ては後述する。トランジスタＭ１２がターンオンし且つ
トランジスタＭ１１がターンオフして、トランジスタＱ
１１７，Ｑ１６，Ｑ１１４，Ｑ１１２から構成されるバ
イアス枝に対するバイアス電流を供給する。トランジス
タＭ１０２がターンオンし且つバンドギャップ回路の出
力をエミッタホロワＱ１１２のベースへ供給する。この
電圧はトランジスタＱ１８のベースにおいて上述したも
のと同様に、約５．７Ｖへレベルシフトされる。従っ
て、トランジスタＱ１８は抵抗Ｒ５１及びＲ５０からな
る抵抗回路網をバイアスする。
【００２１】次に、図３を参照して、図２の電圧調整器
の好適実施例を制御するために使用される比較器の好適
実施例について説明する。該比較器は、抵抗Ｒ４の第一
端部、ＰＮＰトランジスタＱ１０３のエミッタ、ＰＮＰ
トランジスタ１０４及び１０５のエミッタを、自動車の
どこかにおける電源によって発生された電圧である電圧
ＶＩＮ２へ接続させることによって構成されている。抵
抗Ｒ４の第二端部は、抵抗Ｒ５の第一端部、及びＮＰＮ
トランジスタＱ１及びＱ２のベースへ接続している。ト
ランジスタＱ３７，Ｑ３８，Ｑ３９はダイオードとして
構成されており且つトランジスタＱ１及びＱ２のベース
及び接地を横断して直列接続されている。トランジスタ
Ｑ１０３のベースはトランジスタＱ１０４，Ｑ１０５，
Ｑ４のベース及びトランジスタＱ１０５及びＮＰＮトラ
ンジスタＱ４のコレクタへ接続している。トランジスタ
Ｑ１０３のコレクタはＰＮＰトランジスタＱ１０１のベ
ース及びトランジスタＱ１のコレクタへ接続している。
トランジスタＱ１０４のコレクタはトランジスタＱ１０
１，Ｑ１０２，Ｑ１０２Ｂのエミッタへ接続している。
トランジスタＱ１０２のベースはトランジスタＱ１０２
Ｂのベースへ接続すると共にトランジスタＱ４のエミッ
タ及びトランジスタＱ２のコレクタへ接続している。
【００２２】トランジスタＱ２のエミッタは抵抗Ｒ１の
第一端部及びＮＰＮトランジスタＱ５のコレクタへ接続
している。抵抗Ｒ１の第二端部はトランジスタＱ１のエ
ミッタ及び抵抗Ｒ２の第一端部へ接続している。抵抗Ｒ
２の第二端部は接地へ接続している。トランジスタＱ５
のベースはＮＰＮトランジスタＱ６のベース及びコレク
タ及びトランジスタＱ１０２のコレクタへ接続してい
る。トランジスタＱ６のエミッタは接地へ接続してい
る。トランジスタＱ１０１のコレクタはＮＰＮトランジ
スタＱ３のベース及び抵抗Ｒ３の第一端部へ接続してい
る。抵抗Ｒ３の第二端部は接地へ接続している。抵抗Ｒ
２７の第一端部はスタンバイ電圧へ接続しており、一方
抵抗Ｒ２７の第二端部はトランジスタＱ３のコレクタ及
びインバータ２０４の入力端へ接続している。インバー
タ２０４の出力端はインバータ２０２の入力端及びＮＡ
ＮＤゲート２１０の入力端へ接続している。ＮＡＮＤゲ
ート２１０への他方の入力端はイネーブル信号が結合さ
れる。ＮＡＮＤゲート２１０の出力端は、信号Ｐｃｏｍ
ｐ２を有しており且つインバータ２１２の入力端へ接続
している。インバータ２１２の出力端は信号Ｄｉｆｆ２
を発生する。インバータ２０２の出力端はＮＡＮＤゲー
ト２０６の入力端へ接続している。ＮＡＮＤゲート２０
６の他方の入力端はイネーブル信号を受取る。ＮＡＮＤ
ゲート２０６の出力端は信号Ｐｃｏｍｐ１を発生し、且
つインバータ２０８の入力端へ接続している。インバー
タ２０８の出力端は信号Ｄｉｆｆ１を発生する。
【００２３】動作について説明すると、これは、内蔵電
圧基準としてバンドギャップ電圧を有する破壊したバン
ドギャップ技術に基づく比較器である。この比較器は、
電圧ＶＩＮ２を検知し且つ組合わせ論理を使用してどの
トランジスタ、即ちどのパス要素Ｑ１７又はＱ１８が電
圧調整器回路用のパス要素として作用するかを決定す
る。この比較器の核は、構成要素としてのトランジスタ
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ１９３，Ｑ１０５及び抵抗Ｒ１及びＲ２
から構成されている。分圧器Ｒ４及びＲ５は電圧ＶＩＮ
２を検知し且つこの電圧の一部をトランジスタＱ１及び
Ｑ２の共通ベースへ印加する。Ｒ５／Ｒ４の比は、電圧
ＶＩＮ２が約８Ｖに到達すると、バンドギャップ電圧が
トランジスタＱ１及びＱ２のベースへ印加されるように
選択されている。共通ベース電圧はトランジスタＱ３
７，Ｑ３８，Ｑ５４を使用することによって３個のダイ
オード電圧へクランプされる。
【００２４】電圧ＶＩＮ２がスレッシュホールド電圧未
満である場合には、トランジスタＱ２はトランジスタＱ
１を介して流れる無視可能な電流にわたり殆ど電圧降下
なしで導通させる。トランジスタＱ１０１及び分割トラ
ンジスタＱ１０２及びＱ１０２Ｂから構成される差動対
が設けられている。電圧ＶＩＮ２が増加中のスレッシュ
ホールド電圧未満である場合には、差動対Ｑ１０２及び
Ｑ１０２Ｂは電流を導通させ且つトランジスタＱ１０１
はオフである。トリップ点に到達すると、トランジスタ
Ｑ１及びＱ２における電流は等しい。トランジスタＱ５
及びＱ６の組合わせが、電流の一部を接地へそらせるこ
とによって回路に対しヒステリシスを付加している。こ
のことは、電流を等しくさせるために、トランジスタＱ
１及びＱ２のベース電圧が実際にバンドギャップ電圧を
超えることを必要とする。トランジスタＱ１及びＱ２に
おける電流が等しい場合には、トランジスタＱ１０１が
ターンオンし且つインバータＱ３へベース電流を供給す
る。
【００２５】共通ベース電圧がスレッシュホールド電圧
よりも大きく且つ減少している場合には、トランジスタ
Ｑ１０２及びＱ１０２Ｂはオフであり且つトランジスタ
Ｑ２のベースから電流が引き出されることはない。その
ベース電圧がトリップ点を通過すると、トランジスタＱ
１０１がターンオフし且つトランジスタＱ３のコレクタ
は抵抗Ｒ２７を介して高状態へ移行される。
【００２６】イネーブル信号の論理状態と共に、トラン
ジスタＱ３のコレクタ電圧は、トランジスタＱ１７又は
Ｑ１８のいずれかが調整回路に対する出力トランジスタ
として作用するかを決定する。そのイネーブル信号が論
理１であり且つトランジスタＱ３のコレクタにおける電
圧が高状態である場合には、電圧ＶＩＮ２は８Ｖ未満で
あり且つ共通ベース電圧はスレッシュホールド電圧未満
である。調整回路の出力トランジスタはこれらの条件下
の下ではトランジスタＱ１７である。スイッチＭ１１は
論理１の値を持った信号Ｄｉｆｆ１によってイネーブル
即ち動作可能状態とされる。信号Ｐｃｏｍｐ１はトラン
ジスタＭ１０１をイネーブル即ち動作可能とさせ且つト
ランジスタＱ２におけるコレクタ電圧がレベルシフトさ
れ且つトランジスタＱ１７のベースへ印加されることを
可能とさせる。信号Ｄｉｆｆ２はトランジスタＭ１２を
ターンオフし、トランジスタＭ１０２は信号Ｐｃｏｍｐ
２によってターンオフされ、トランジスタＭ１８は、パ
ス要素Ｑ１８がそのベースを接地電圧とさせることによ
ってオフされることを確保する。
【００２７】電圧ＶＩＮ２がスレッシュホールド電圧よ
りも大きい場合におけるように、トランジスタＱ３のコ
レクタ電圧が低状態であると、調整回路の出力トランジ
スタはトランジスタＱ１８である。信号Ｄｉｆｆ２がト
ランジスタＭ１２をイネーブル即ち動作可能状態とさせ
且つトランジスタＱ１１７のベースを駆動する。信号Ｐ
ｃｏｍｐ２がトランジスタＭ１０２をイネーブル即ち動
作可能状態とさせ且つトランジスタＱ２におけるコレク
タ電圧がレベルシフトし且つトランジスタＱ１８のベー
スへ印加させることを可能とする。信号Ｄｉｆｆ１がト
ランジスタＭ１１をターンオフし、信号Ｐｃｏｍｐ２が
トランジスタＭ１０１をターンオフし、トランジスタＭ
１７は、パス要素Ｑ１７がそのベースを接地電圧へ移行
させることによってオフとなることを確保する。
【００２８】電圧調整回路及び比較器回路がイネーブル
ピン上の低レベル信号によってディスエーブル即ち動作
不能状態とされると、高温度におけるトランジスタＱ１
１６におけるリーク電流がＶｃｃにおける電圧レベルを
増加させる可能性がある。このことはＶｃｃへ接続され
ているその他のバイアススイッチをして不本意に電流を
導通させる可能性がある。このことが発生する可能性を
減少させるために、イネーブル信号が低状態である場合
には、信号Ｐｃｏｍｐ１及びＰｃｏｍｐ２は夫々トラン
ジスタＭ１７及びＭ１８をターンオンさせる。従って、
出力装置のベース内へのリーク電流はこれらの低抵抗ス
イッチを介して接地へそらせる。
【００２９】以下の表は電圧ＶＩＮ２及びイネーブル信
号の関数としての比較器に対する種々の出力信号の状態
の要約を示している。
【００３０】 VIN2<Vthreshold VIN2>Vthreshold イネーブル ０ １ ０ １ Ｄｉｆｆ１ ０ １ ０ ０ Ｄｉｆｆ２ ０ ０ ０ １ Ｐｃｏｍｐ１ １ ０ １ １ Ｐｃｏｍｐ２ １ １ １ ０ 上述した電圧調整器を使用することによって、低電圧集
積化プロセスを使用することが可能である。何故なら
ば、電源電圧は決してロードダンプ高電圧に到達するこ
とはなく、従って第二パストランジスタは高電圧条件に
露呈されることがないからである。更に、第一トランジ
スタは、そのベースが接地されているので、例えばロー
ドダンプ条件等においてより高い電圧に耐えることが可
能である。上述した本発明は、従来の電圧調整器と比較
して、低電圧集積化プロセス技術を使用して製造するこ
とが可能であるという点において有利である。
【００３１】以上、本発明の具体的実施の態様について
詳細に説明したが、本発明は、これら具体例にのみ限定
されるべきものではなく、本発明の技術的範囲を逸脱す
ることなしに種々の変形が可能であることは勿論であ
る。
【図面の簡単な説明】
【図１】 従来公知の電圧調整回路を示した概略図。
【図２】 本発明の好適実施例に基づいて構成した電圧
調整器回路を示した概略図。
【図３】 電圧調整器回路の好適実施例を制御するため
に使用される比較器の好適実施例を示した概略図。
【符号の説明】
Ｃ１４ コンデンサ Ｄｉｆｆ２ 信号 Ｍ６ Ｎチャンネルトランジスタ Ｍ１１ Ｎチャンネルトランジスタ Ｍ１２ Ｎチャンネルトランジスタ Ｍ１８ Ｎチャンネルトランジスタ Ｍ１０１，Ｍ１０２ Ｐチャンネルトランジスタ Ｍ１０５，Ｍ１０６ Ｐチャンネルトランジスタ Ｑ１，Ｑ２ ＮＰＮトランジスタ Ｑ１６ ＮＰＮトランジスタ Ｑ１８ ＮＰＮトランジスタ Ｑ１９，Ｑ２０ ＮＰＮトランジスタ Ｑ１０１ ＰＮＰトランジスタ Ｑ１１２，Ｑ１１４ ＰＮＰトランジスタ Ｑ１１６ ＰＮＰトランジスタ Ｑ１１７ ＮＰＮトランジスタ Ｑ１１８，Ｑ１１９ ＰＮＰトランジスタ Ｒ１，Ｒ２ 抵抗 Ｒ５０，Ｒ５１ 抵抗 Ｒ１０１ 抵抗 Ｒ１１４ 抵抗 Ｒｂｉａｓ 抵抗 ＶＩＮ１ 自動車バッテリ電圧
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 エリック ジェイ． ダンストローム アメリカ合衆国， ミシガン 48336， ファーミントン ヒルズ， アーデ パー ク ドライブ 25740 (72)発明者 ミッチェル アンソニー ベルサー アメリカ合衆国， ミシガン 48335， ファーミントン ヒルズ， ウッドビュー コート 24969， ナンバー 203 (72)発明者 ウイリアム アーネスト エドワーズ アメリカ合衆国， ミシガン 48381， ミルフォード， ヒッコリー 625

Claims (16)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 電圧調整器回路において、 バッテリ電圧によって電力が供給される第一回路であっ
    て、出力端を具備すると共に前記第一回路をイネーブル
    させる手段を有する第一回路、 電源電圧によって電力が供給される第二回路であって、
    前記第一回路の出力端へ接続している出力端であって且
    つ本電圧調整器回路の出力端を形成している出力端を具
    備すると共に前記第二回路をイネーブルさせる手段を具
    備する第二回路、 前記電源電圧へ接続している入力端を具備すると共に前
    記第一回路をイネーブルさせる手段へ結合されている出
    力端を具備しており且つ前記第二回路をイネーブルさせ
    る手段へ結合されている反転出力端を具備している比較
    器、を有しており、前記電源電圧が所定の電圧より低い
    場合には前記第一回路がイネーブルされ且つ前記第二回
    路がディスエーブルされ、且つ前記電源電圧が所定電圧
    よりも高い場合には前記第一回路がディスエーブルされ
    且つ前記第二回路がイネーブルされることを特徴とする
    電圧調整器回路。
  2. 【請求項２】 請求項１において、前記所定の電圧が約
    ９Ｖであることを特徴とする電圧調整器回路。
  3. 【請求項３】 請求項１において、前記第一回路が第一
    パス要素と、第一調整回路と、第一トランジスタとを有
    しており、且つ前記第二回路が第二パス要素と、第二調
    整回路と、第二トランジスタとを有していることを特徴
    とする電圧調整器回路。
  4. 【請求項４】 電圧調整器回路において、 出力端を具備しているバンドギャップをベースとした調
    整回路、 前記バンドギャップをベースとした調整回路の出力端へ
    結合している入力端を具備する第一電圧レベルシフト回
    路であって、前記第一電圧レベルシフト回路をイネーブ
    ルさせる手段を具備すると共に出力端を具備している第
    一電圧レベルシフト回路、 第一端部と第二端部とを具備する電流経路を持っており
    且つ制御要素を持っている第一パス要素であって、前記
    電流経路の第一端部がバッテリ電圧へ結合されており、
    且つ前記制御要素が前記第一電圧レベルシフト回路の出
    力端へ結合している第一パス要素、 前記バンドギャップをベースとした調整回路の出力端へ
    結合している入力端を具備する第二電圧レベルシフト回
    路であって、前記第二電圧レベルシフト回路をイネーブ
    ルさせる手段を具備すると共に出力端を具備する第二電
    圧レベルシフト回路、 第一端部と第二端部とを具備する電流経路を持っており
    且つ制御要素を持っている第二パス要素であって、前記
    電流経路の第一端部は電源電圧へ結合しており、前記制
    御要素は前記第二電圧レベルシフト回路の出力端へ結合
    しており、且つ前記電流経路の第二端部は前記第一パス
    要素の電流経路の第二端部へ接続しており且つ本電圧調
    整器回路の出力端を形成している第二パス要素、 前記電源電圧へ結合している入力端を持っており、内部
    基準電圧を持っており、前記第一電圧レベルシフト回路
    をイネーブルさせる手段へ結合している出力端を持って
    おり、且つ前記第二電圧レベルシフト回路をイネーブル
    させる手段へ結合されている反転出力端を持っている比
    較器回路、 を有しており、前記電源電圧が前記内部基準電圧と比較
    されて、前記電源電圧が所定電圧よりも低い場合には、
    前記第一パス要素がターンオンされ且つ前記第二パス要
    素がターンオフされ、且つ前記電源電圧が所定電圧より
    も高い場合には、前記第一パス要素がターンオフされ且
    つ前記第二パス要素がターンオンされることを特徴とす
    る電圧調整回路。
  5. 【請求項５】 請求項４において、前記比較器回路にお
    ける所定電圧が約９Ｖであることを特徴とする電圧調整
    器回路。
  6. 【請求項６】 請求項４において、前記比較器における
    基準電圧が破壊したバンドギャップ回路を使用して発生
    されることを特徴とする電圧調整器回路。
  7. 【請求項７】 請求項４において、前記第一及び第二パ
    ス要素がバイポーラトランジスタを有することを特徴と
    する電圧調整器回路。
  8. 【請求項８】 請求項６において、前記第一及び第二パ
    ス要素がＮＰＮバイポーラトランジスタを有することを
    特徴とする電圧調整器回路。
  9. 【請求項９】 電圧調整器回路によって電力が供給され
    るオンボードのエレクトロニクスを有する自動車におい
    て、 出力端を具備しているバンドギャップをベースとした調
    整回路、 前記バンドギャップをベースとした調整回路の出力端へ
    結合している入力端を持った第一電圧レベルシフト回路
    であって、前記第一電圧レベルシフト回路をイネーブル
    させる手段を持っており、且つ出力端を持っている第一
    電圧レベルシフト回路、 第一端部と第二端部とを具備する電流経路を持っており
    且つ制御要素を持っている第一パス要素であって、前記
    電流経路の第一端部がバッテリ電圧へ結合しており、且
    つ前記制御要素が前記第一電圧レベルシフト回路の出力
    端へ結合している第一パス要素、 前記バンドギャップをベースとした調整回路の出力端へ
    結合している入力端を持っている第二電圧レベルシフト
    回路であって、前記第二電圧レベルシフト回路をイネー
    ブルする手段を持っており且つ出力端を持っている第二
    電圧レベルシフト回路、 第一端部と第二端部とを具備する電流経路を持っており
    且つ制御要素を持っている第二パス要素であって、前記
    電流経路の第一端部が電源電圧へ結合しており、前記制
    御要素が前記第二電圧レベルシフト回路の出力端へ結合
    しており、且つ前記電流経路の第二端部が前記第一パス
    要素の電流経路の第二端部へ接続すると共に本電圧調整
    器回路の出力端を形成している第二パス要素、 前記電源電圧へ結合している入力端を持っており、内部
    基準電圧を持っており、前記第一電圧レベルシフト回路
    をイネーブルさせるための手段へ結合している出力端を
    持っており、且つ前記第二電圧レベルシフト回路をイネ
    ーブルさせるための手段へ結合している反転出力端を持
    っている比較器回路、 を有しており、前記電源電圧が前記内部基準電圧と比較
    されて、前記電源電圧が所定電圧よりも低い場合には、
    前記第一パス要素がターンオンされ且つ前記第二パス要
    素がターンオフされ、且つ前記電源電圧が所定電圧より
    も高い場合には、前記第一パス要素がターンオフされ且
    つ前記第二パス要素がターンオンされることを特徴とす
    る電圧調整器回路。
  10. 【請求項１０】 請求項９において、前記比較器回路に
    おける所定電圧が約９Ｖであることを特徴とする電圧調
    整器回路。
  11. 【請求項１１】 請求項９において、前記所定電圧が破
    壊されたバンドギャップ電圧回路で発生されることを特
    徴とする電圧調整器回路。
  12. 【請求項１２】 請求項９において、前記第一及び第二
    パス要素がバイポーラトランジスタを有することを特徴
    とする電圧調整器回路。
  13. 【請求項１３】 請求項１２において、前記第一及び第
    二バイポーラトランジスタがＮＰＮトランジスタを有す
    ることを特徴とする電圧調整器回路。
  14. 【請求項１４】 自動車における電圧を調整する方法に
    おいて、 電源電圧が使用可能でない場合には電圧調整器回路をバ
    ッテリで電力供給し、 電源電圧が使用可能である場合には電圧調整器回路を電
    源電圧で電力供給する、上記各ステップを有することを
    特徴とする方法。
  15. 【請求項１５】 請求項１４において、更に、 電源電圧を基準電圧と比較し、 前記電源電圧が所定電圧を超えることに応答して前記電
    圧調整器回路を電源電圧で電力供給する、上記各ステッ
    プを有することを特徴とする方法。
  16. 【請求項１６】 請求項１５において、前記所定電圧が
    約９Ｖであることを特徴とする方法。
JP8230763A 1995-08-30 1996-08-30 電圧調整器回路 Pending JPH09128080A (ja)

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