JPH09131058A - 同調スイッチ・モード電源装置 - Google Patents
同調スイッチ・モード電源装置Info
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- JPH09131058A JPH09131058A JP8278545A JP27854596A JPH09131058A JP H09131058 A JPH09131058 A JP H09131058A JP 8278545 A JP8278545 A JP 8278545A JP 27854596 A JP27854596 A JP 27854596A JP H09131058 A JPH09131058 A JP H09131058A
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- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
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- H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33507—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
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- H02M3/3385—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement with automatic control of output voltage or current
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 同調スイッチ・モード電源の応答時間を速め
ること。 【解決手段】 トランジスタ・スイッチＱ３におけるオ
ン／オフ・スイッチング遷移期間の間、スイッチＱ３に
生じる電圧はゼロ・ボルトに維持される。この同調スイ
ッチ・モードの電源は、各電流パルスごとの制御に基づ
き、電流モード制御で動作する。この電源の調整器３１
は、再生スイッチを形成する１対のトランジスタＱ１、
Ｑ２を含み、トランジスタ・スイッチＱ３をオフにする
制御信号の一部を発生する。変成器結合される入力電源
電圧Ｖ１は、トランジスタ・スイッチＱ３内の電流が再
生スイッチの閾値レベルを超えない限り、トランジスタ
・スイッチＱ３を導通状態に維持する。共振パルスＶＤ
が共振回路から再生スイッチに変成器結合され、再生ス
イッチをオフにし、且つ再生スイッチがオフにされた
後、トランジスタ・スイッチＱ３を非導通状態に維持す
る。
ること。 【解決手段】 トランジスタ・スイッチＱ３におけるオ
ン／オフ・スイッチング遷移期間の間、スイッチＱ３に
生じる電圧はゼロ・ボルトに維持される。この同調スイ
ッチ・モードの電源は、各電流パルスごとの制御に基づ
き、電流モード制御で動作する。この電源の調整器３１
は、再生スイッチを形成する１対のトランジスタＱ１、
Ｑ２を含み、トランジスタ・スイッチＱ３をオフにする
制御信号の一部を発生する。変成器結合される入力電源
電圧Ｖ１は、トランジスタ・スイッチＱ３内の電流が再
生スイッチの閾値レベルを超えない限り、トランジスタ
・スイッチＱ３を導通状態に維持する。共振パルスＶＤ
が共振回路から再生スイッチに変成器結合され、再生ス
イッチをオフにし、且つ再生スイッチがオフにされた
後、トランジスタ・スイッチＱ３を非導通状態に維持す
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチ・モード
の電源に関するものである。
の電源に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】典型的な同調スイッチ・モードの電源
（Ｓｗｉｔｃｈ−Ｍｏｄｅ Ｐｏｗｅｒ Ｓｕｐｐｌ
ｙ：ＳＭＰＳ）は、入力される電源電圧を受け取るため
に、入力電源電圧端子に接続される直列構成のインダク
タンスと二方向制御可能なスイッチを含んでいる。この
スイッチは、トランジスタとダンパーダイオードの並列
構成により形成される。同調用のコンデンサが前記イン
ダクタンスに結合され、共振回路を形成する。駆動回路
または制御回路がスイッチング・パルスを供給して、ス
イッチを交互に導通状態とカット・オフ状態にし、スイ
ッチの導通状態の持続期間は、スイッチがカット・オフ
にされている期間の間に発生される発振を調整（ｒｅｃ
ｔｉｆｉｃａｔｉｏｎ）することにより、出力電圧に依
存して制御可能である。
（Ｓｗｉｔｃｈ−Ｍｏｄｅ Ｐｏｗｅｒ Ｓｕｐｐｌ
ｙ：ＳＭＰＳ）は、入力される電源電圧を受け取るため
に、入力電源電圧端子に接続される直列構成のインダク
タンスと二方向制御可能なスイッチを含んでいる。この
スイッチは、トランジスタとダンパーダイオードの並列
構成により形成される。同調用のコンデンサが前記イン
ダクタンスに結合され、共振回路を形成する。駆動回路
または制御回路がスイッチング・パルスを供給して、ス
イッチを交互に導通状態とカット・オフ状態にし、スイ
ッチの導通状態の持続期間は、スイッチがカット・オフ
にされている期間の間に発生される発振を調整（ｒｅｃ
ｔｉｆｉｃａｔｉｏｎ）することにより、出力電圧に依
存して制御可能である。
【０００３】このような同調スイッチ・モード電源で
は、ほぼ正弦波状に発振する大振幅の共振パルス電圧が
インダクタンスに発生される。発振の周波数は共振回路
の共振周波数により決定される。半サイクルの発振の完
了後に、ダイオードは導通し、その半サイクルの発振を
終わらせる。トランジスタは、ダイオードがすでに導通
しているときにオンにされる。従って、トランジスタの
遷移期間の間、ゼロ電圧がこのトランジスタに維持され
るので、スイッチング損失は減じられる。更に、共振回
路は、トランジスタがオフにされるとき、トランジスタ
に発生する電圧が過大になるのを防止する。
は、ほぼ正弦波状に発振する大振幅の共振パルス電圧が
インダクタンスに発生される。発振の周波数は共振回路
の共振周波数により決定される。半サイクルの発振の完
了後に、ダイオードは導通し、その半サイクルの発振を
終わらせる。トランジスタは、ダイオードがすでに導通
しているときにオンにされる。従って、トランジスタの
遷移期間の間、ゼロ電圧がこのトランジスタに維持され
るので、スイッチング損失は減じられる。更に、共振回
路は、トランジスタがオフにされるとき、トランジスタ
に発生する電圧が過大になるのを防止する。
【０００４】従来技術の同調スイッチ・モード電源の定
電圧制御回路における調整器は誤差増幅器内に発生する
誤差信号に応答し、二方向スイッチが導通している期間
の長さを変え、それによって、インダクタンス内の電流
のピーク値を制御する。このようにして、二方向スイッ
チがオフにされるとき発生される共振パルス電圧の振幅
は制御され、出力電圧の調整が行われる。
電圧制御回路における調整器は誤差増幅器内に発生する
誤差信号に応答し、二方向スイッチが導通している期間
の長さを変え、それによって、インダクタンス内の電流
のピーク値を制御する。このようにして、二方向スイッ
チがオフにされるとき発生される共振パルス電圧の振幅
は制御され、出力電圧の調整が行われる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】従来技術による同調ス
イッチ・モード電源では、入力電源電圧の変動は比較的
ゆっくりと補正され、不都合である。このような同調ス
イッチ・モード電源の制御回路の遅い応答時間は、主と
して、帰還制御ループの過渡応答により決定される。同
調スイッチ・モード電源の応答時間を速めることが望ま
しい。
イッチ・モード電源では、入力電源電圧の変動は比較的
ゆっくりと補正され、不都合である。このような同調ス
イッチ・モード電源の制御回路の遅い応答時間は、主と
して、帰還制御ループの過渡応答により決定される。同
調スイッチ・モード電源の応答時間を速めることが望ま
しい。
【０００６】
【課題を解決するための手段】発明的特徴を具体化する
同調スイッチ・モード電源は、各電流パルスごとの制御
に基づき、電流モード制御で動作する。スイッチ内を流
れる電流は、誤差信号により設定される閾値レベルに達
すると終了する。誤差信号は、スイッチに結合されるイ
ンダクタンス内のピーク電流を実際に制御する。このよ
うにして、制御回路は、誤差増幅器のダイナミック・レ
ンジを使用せずに、入力電圧の変動をフィード・フォワ
ードの態様で瞬時に補正する。このようにして、電流モ
ード調整の利点と同調スイッチ・モード電源の利点の両
方が得られる。
同調スイッチ・モード電源は、各電流パルスごとの制御
に基づき、電流モード制御で動作する。スイッチ内を流
れる電流は、誤差信号により設定される閾値レベルに達
すると終了する。誤差信号は、スイッチに結合されるイ
ンダクタンス内のピーク電流を実際に制御する。このよ
うにして、制御回路は、誤差増幅器のダイナミック・レ
ンジを使用せずに、入力電圧の変動をフィード・フォワ
ードの態様で瞬時に補正する。このようにして、電流モ
ード調整の利点と同調スイッチ・モード電源の利点の両
方が得られる。
【０００７】本発明の特徴を具体化する、同調スイッチ
・モードの電源装置は、入力供給電圧源と同調共振回路
を含んでいる。共振回路は、入力供給電圧源に供給され
るコンデンサとインダクタンスを含んでいる。第１のト
ランジスタ・スイッチはインダクタンスに結合され、周
期的なスイッチ制御信号に応答し、インダクタンス内に
電流パルスを発生し、共振回路内に共振パルスを発生す
る。共振パルスは負荷回路に結合され、電源の出力を発
生する。第１のトランジスタ・スイッチがオンにされて
いる間、第１のトランジスタ・スイッチの１対の主電流
伝導端子間にほぼゼロの電圧が維持される。第２の信号
源は、第２の信号に従って電源の出力を制御するために
使用される。調整器が電流パルスと第２の信号に応答
し、スイッチ制御信号を発生する。電源の出力は、各電
流パルスごとの制御に基づいて、第２の信号に従って、
電流モードで制御される。
・モードの電源装置は、入力供給電圧源と同調共振回路
を含んでいる。共振回路は、入力供給電圧源に供給され
るコンデンサとインダクタンスを含んでいる。第１のト
ランジスタ・スイッチはインダクタンスに結合され、周
期的なスイッチ制御信号に応答し、インダクタンス内に
電流パルスを発生し、共振回路内に共振パルスを発生す
る。共振パルスは負荷回路に結合され、電源の出力を発
生する。第１のトランジスタ・スイッチがオンにされて
いる間、第１のトランジスタ・スイッチの１対の主電流
伝導端子間にほぼゼロの電圧が維持される。第２の信号
源は、第２の信号に従って電源の出力を制御するために
使用される。調整器が電流パルスと第２の信号に応答
し、スイッチ制御信号を発生する。電源の出力は、各電
流パルスごとの制御に基づいて、第２の信号に従って、
電流モードで制御される。
【０００８】発明的特徴に従って、調整器は、再生スイ
ッチを形成する１対のトランジスタを含み、トランジス
タ・スイッチをオフにさせるトランジスタ・スイッチの
制御信号の一部を発生する。再生スイッチは、トランジ
スタ・スイッチ内の電流パルスを表わす信号によりトリ
ガされる。有利なことに、制御信号の遷移は、ラッチ内
の正帰還により速度が速められる。
ッチを形成する１対のトランジスタを含み、トランジス
タ・スイッチをオフにさせるトランジスタ・スイッチの
制御信号の一部を発生する。再生スイッチは、トランジ
スタ・スイッチ内の電流パルスを表わす信号によりトリ
ガされる。有利なことに、制御信号の遷移は、ラッチ内
の正帰還により速度が速められる。
【０００９】もう１つの発明的特徴に従って、電源の出
力電圧と基準レベルとの差を表わす誤差信号が１対のト
ランジスタの１つに結合され、ラッチのトリガ−閾値レ
ベルを設定する。このようにして、有利なことに、この
１対のトランジスタの１つは比較器としても動作する。
力電圧と基準レベルとの差を表わす誤差信号が１対のト
ランジスタの１つに結合され、ラッチのトリガ−閾値レ
ベルを設定する。このようにして、有利なことに、この
１対のトランジスタの１つは比較器としても動作する。
【００１０】更に別の発明的特徴に従って、インダクタ
ンスは変成器の第１の巻線を形成し、トランジスタが正
帰還的に導通しているとき、入力電源電圧をトランジス
タ・スイッチの制御端子に変成器結合させる。変成器結
合された入力電源電圧は、トランジスタ・スイッチ内の
電流が再生スイッチの閾値レベルを超えない限り、トラ
ンジスタ・スイッチを導通状態に維持する。共振パルス
はラッチに変成器結合され、再生スイッチをオフにす
る。共振パルスは、また、正帰還的にトランジスタ・ス
イッチの制御端子にも変成器結合され、再生スイッチを
バイパスし、再生スイッチがオフにされた後、トランジ
スタ・スイッチを非導通状態に維持する。
ンスは変成器の第１の巻線を形成し、トランジスタが正
帰還的に導通しているとき、入力電源電圧をトランジス
タ・スイッチの制御端子に変成器結合させる。変成器結
合された入力電源電圧は、トランジスタ・スイッチ内の
電流が再生スイッチの閾値レベルを超えない限り、トラ
ンジスタ・スイッチを導通状態に維持する。共振パルス
はラッチに変成器結合され、再生スイッチをオフにす
る。共振パルスは、また、正帰還的にトランジスタ・ス
イッチの制御端子にも変成器結合され、再生スイッチを
バイパスし、再生スイッチがオフにされた後、トランジ
スタ・スイッチを非導通状態に維持する。
【００１１】
【発明の実施の形態】図１は、本発明の特徴を具体化す
る同調スイッチ・モード電源１００を示す。図１におい
て、トランジスタ・スイッチとして動作するＮ型ＭＯＳ
パワートランジスタＴｒは、ドレイン電極が、変成器Ｔ
１の１次巻線Ｌ１を介して、入力供給直流（ＤＣ）電圧
Ｂ＋の端子２０に結合される。或る回路構成（図示せ
ず）では、この変成器は絶縁変成器として使用すること
もできる。電圧Ｂ＋は、例えば、主電源電圧（図示せ
ず）を整流するブリッジ整流器に結合されるフィルタ・
コンデンサから得られる。
る同調スイッチ・モード電源１００を示す。図１におい
て、トランジスタ・スイッチとして動作するＮ型ＭＯＳ
パワートランジスタＴｒは、ドレイン電極が、変成器Ｔ
１の１次巻線Ｌ１を介して、入力供給直流（ＤＣ）電圧
Ｂ＋の端子２０に結合される。或る回路構成（図示せ
ず）では、この変成器は絶縁変成器として使用すること
もできる。電圧Ｂ＋は、例えば、主電源電圧（図示せ
ず）を整流するブリッジ整流器に結合されるフィルタ・
コンデンサから得られる。
【００１２】トランジスタＴｒのソース電極は、電流セ
ンサまたはサンプリング抵抗を介して結合される。スイ
ッチとして動作するダンパーダイオードＤ６は、トラン
ジスタＴｒと並列に結合され、トランジスタＴｒと同じ
パッケージの中に含まれ、二方向スイッチ２２を形成す
る。コンデンサＣ６は、ダイオードＤ６と並列に巻線Ｌ
１と直列に結合され、スイッチ２２が非導通状態のと
き、巻線Ｌ１のインダクタンスと共に共振回路２１を形
成する。
ンサまたはサンプリング抵抗を介して結合される。スイ
ッチとして動作するダンパーダイオードＤ６は、トラン
ジスタＴｒと並列に結合され、トランジスタＴｒと同じ
パッケージの中に含まれ、二方向スイッチ２２を形成す
る。コンデンサＣ６は、ダイオードＤ６と並列に巻線Ｌ
１と直列に結合され、スイッチ２２が非導通状態のと
き、巻線Ｌ１のインダクタンスと共に共振回路２１を形
成する。
【００１３】変成器Ｔ１の２次巻線Ｌ２は、ピーク整流
ダイオードＤ８のアノードに結合され且つ接地され、ダ
イオードＤ８のカソードに結合されているフィルタ・コ
ンデンサＣ１０に出力電圧ＶOUT を発生する。電圧ＶOU
T は負荷回路（図示せず）に結合される。誤差増幅器２
３は比較器用トランジスタＱ４を含み、Ｑ４のベース電
極は、抵抗Ｒ１５とＲ１７で形成される電圧ＶOUT の分
圧器に結合され、ここで電圧ＶSENSE が発生される。電
圧ＶSENSE は電圧ＶOUT の対応する部分に等しく、従っ
て電圧ＶOUT に比例する。
ダイオードＤ８のアノードに結合され且つ接地され、ダ
イオードＤ８のカソードに結合されているフィルタ・コ
ンデンサＣ１０に出力電圧ＶOUT を発生する。電圧ＶOU
T は負荷回路（図示せず）に結合される。誤差増幅器２
３は比較器用トランジスタＱ４を含み、Ｑ４のベース電
極は、抵抗Ｒ１５とＲ１７で形成される電圧ＶOUT の分
圧器に結合され、ここで電圧ＶSENSE が発生される。電
圧ＶSENSE は電圧ＶOUT の対応する部分に等しく、従っ
て電圧ＶOUT に比例する。
【００１４】トランジスタＱ４のエミッタ電極は、利得
を決める抵抗Ｒ１６を介して、誤差増幅器２３の基準電
圧ＶREF を発生するツェナー・ダイオードＤ９に結合さ
れる。ダイオードＤ９は、直列に結合された抵抗Ｒ１３
とＲ１４を介して、電圧ＶOUT で作動される。フォト・
カプラＩＣ１は、トランジスタＱ４のコレクタと、抵抗
Ｒ１３とＲ１４間の接続端子との間に結合される発光ダ
イオードを含んでいる。フォト・カプラＩＣ１のトラン
ジスタのエミッタ電極は、抵抗Ｒ４を介して負の直流電
圧Ｖ３に結合される。フォト・カプラＩＣ１のトランジ
スタのコレクタ電極はコンデンサＣ３に結合される。図
に示されていない回路で、フォト・カプラＩＣ１は絶縁
用に使用できる。フォト・カプラＩＣ１の誤差コレクタ
電流は、電圧ＶSENSE が基準電圧ＶREF を上回る量、従
って、これら２つの電圧の差を表わす。
を決める抵抗Ｒ１６を介して、誤差増幅器２３の基準電
圧ＶREF を発生するツェナー・ダイオードＤ９に結合さ
れる。ダイオードＤ９は、直列に結合された抵抗Ｒ１３
とＲ１４を介して、電圧ＶOUT で作動される。フォト・
カプラＩＣ１は、トランジスタＱ４のコレクタと、抵抗
Ｒ１３とＲ１４間の接続端子との間に結合される発光ダ
イオードを含んでいる。フォト・カプラＩＣ１のトラン
ジスタのエミッタ電極は、抵抗Ｒ４を介して負の直流電
圧Ｖ３に結合される。フォト・カプラＩＣ１のトランジ
スタのコレクタ電極はコンデンサＣ３に結合される。図
に示されていない回路で、フォト・カプラＩＣ１は絶縁
用に使用できる。フォト・カプラＩＣ１の誤差コレクタ
電流は、電圧ＶSENSE が基準電圧ＶREF を上回る量、従
って、これら２つの電圧の差を表わす。
【００１５】比較器トランジスタＱ２は、ベース電極
が、抵抗Ｒ１１を介して、トランジスタＴｒのソース電
極と電流センサ抵抗Ｒ１２間の接続端子に結合される。
トランジスタＱ２はトランジスタＱ２のベース電圧ＶBQ
2 を、トランジスタＱ２のエミッタに発生される誤差電
圧ＶEQ2 と比較する。電圧ＶBQ2 は、トランジスタＴｒ
内のソース・ドレイン間電流ＩＤに比例する第１の部分
を含んでいる。直流電圧Ｖ２は抵抗Ｒ６を介してトラン
ジスタＱ２のベースに結合され、抵抗Ｒ１１の両端に電
圧ＶBQ2 の第２の部分を発生する。
が、抵抗Ｒ１１を介して、トランジスタＴｒのソース電
極と電流センサ抵抗Ｒ１２間の接続端子に結合される。
トランジスタＱ２はトランジスタＱ２のベース電圧ＶBQ
2 を、トランジスタＱ２のエミッタに発生される誤差電
圧ＶEQ2 と比較する。電圧ＶBQ2 は、トランジスタＴｒ
内のソース・ドレイン間電流ＩＤに比例する第１の部分
を含んでいる。直流電圧Ｖ２は抵抗Ｒ６を介してトラン
ジスタＱ２のベースに結合され、抵抗Ｒ１１の両端に電
圧ＶBQ2 の第２の部分を発生する。
【００１６】直流電圧Ｖ２は、また、抵抗Ｒ５を介し
て、コンデンサＣ３で形成される帰還ループ・フィルタ
に結合され、コンデンサＣ２を充電する電流源を形成す
る。誤差信号ＩｅはコンデンサＣ３に結合され、コンデ
ンサＣ３を放電させる。ダイオードＤ５はトランジスタ
Ｑ２のエミッタと大地間に結合される。ダイオードＤ５
は、電圧ＶEQ2 をダイオードＤ５の順方向電圧に制限
し、且つトランジスタＴｒ内の最大電流を制限する。
て、コンデンサＣ３で形成される帰還ループ・フィルタ
に結合され、コンデンサＣ２を充電する電流源を形成す
る。誤差信号ＩｅはコンデンサＣ３に結合され、コンデ
ンサＣ３を放電させる。ダイオードＤ５はトランジスタ
Ｑ２のエミッタと大地間に結合される。ダイオードＤ５
は、電圧ＶEQ2 をダイオードＤ５の順方向電圧に制限
し、且つトランジスタＴｒ内の最大電流を制限する。
【００１７】トランジスタＱ２のコレクタ電極は、トラ
ンジスタＱ１のベース電極に結合され、トランジスタＱ
１のコレクタ電極は、トランジスタＱ２のベース電極に
結合され、再生スイッチ３１を形成する。トランジスタ
Ｔｒの制御電圧ＶＧは、再生スイッチ３１の出力端子を
形成するトランジスタＱ１のエミッタで発生され、抵抗
Ｒ１０を介してトランジスタＴｒのゲート電極に結合さ
れる。
ンジスタＱ１のベース電極に結合され、トランジスタＱ
１のコレクタ電極は、トランジスタＱ２のベース電極に
結合され、再生スイッチ３１を形成する。トランジスタ
Ｔｒの制御電圧ＶＧは、再生スイッチ３１の出力端子を
形成するトランジスタＱ１のエミッタで発生され、抵抗
Ｒ１０を介してトランジスタＴｒのゲート電極に結合さ
れる。
【００１８】変成器Ｔ１の２次巻線Ｌ３は抵抗Ｒ９を介
して結合され、交流（ＡＣ）電圧Ｖ１を発生する。電圧
Ｖ１は、コンデンサＣ４と抵抗Ｒ８を介してトランジス
タＱ１のエミッタにＡＣ結合され、トランジスタＴｒの
駆動電圧ＶＧを発生する。ＡＣ結合された電圧Ｖ１は、
コレクタ抵抗Ｒ７を介してトランジスタＱ２のコレクタ
電極に結合されると共に、トランジスタＱ１のベース電
極に結合される。電圧Ｖ１はまた、ダイオードＤ２で整
流されて電圧Ｖ３を発生し、ダイオードＤ３で整流され
て電圧Ｖ２を発生する。
して結合され、交流（ＡＣ）電圧Ｖ１を発生する。電圧
Ｖ１は、コンデンサＣ４と抵抗Ｒ８を介してトランジス
タＱ１のエミッタにＡＣ結合され、トランジスタＴｒの
駆動電圧ＶＧを発生する。ＡＣ結合された電圧Ｖ１は、
コレクタ抵抗Ｒ７を介してトランジスタＱ２のコレクタ
電極に結合されると共に、トランジスタＱ１のベース電
極に結合される。電圧Ｖ１はまた、ダイオードＤ２で整
流されて電圧Ｖ３を発生し、ダイオードＤ３で整流され
て電圧Ｖ２を発生する。
【００１９】電源電圧Ｂ＋と、巻線Ｌ３から遠く離れて
いるコンデンサＣ４の端子３０との間に結合される抵抗
Ｒ３は、電源がオンになるとすなわち始動すると直ちに
コンデンサＣ４を充電する。トランジスタＴｒのゲート
電極の電圧ＶＧがＭＯＳトランジスタＴｒの閾値電圧を
超えると、トランジスタＴｒは導通し、トランジスタＴ
ｒのドレイン電圧ＶＤを減少させる。その結果、電圧Ｖ
１は正になり、電圧ＶＧを増強し、トランジスタＴｒ
を、正帰還的に、完全にオン状態に維持する。
いるコンデンサＣ４の端子３０との間に結合される抵抗
Ｒ３は、電源がオンになるとすなわち始動すると直ちに
コンデンサＣ４を充電する。トランジスタＴｒのゲート
電極の電圧ＶＧがＭＯＳトランジスタＴｒの閾値電圧を
超えると、トランジスタＴｒは導通し、トランジスタＴ
ｒのドレイン電圧ＶＤを減少させる。その結果、電圧Ｖ
１は正になり、電圧ＶＧを増強し、トランジスタＴｒ
を、正帰還的に、完全にオン状態に維持する。
【００２０】図２のａ〜ｃは、図１の同調スイッチ・モ
ード電源１００の動作を説明するのに役立つ波形を示
す。図１および図２のａ〜ｃで類似した記号および番号
は類似した要素または機能を示す。
ード電源１００の動作を説明するのに役立つ波形を示
す。図１および図２のａ〜ｃで類似した記号および番号
は類似した要素または機能を示す。
【００２１】図２のｃの周期Ｔの期間ｔ０〜ｔ１の間
に、図１の導通トランジスタＴｒの電流ＩＤは上昇する
ランプ波となり、変成器Ｔ１の巻線Ｌ１のインダクタン
ス内に磁気エネルギを貯える。図２のｃの時刻ｔ１で、
抵抗Ｒ１２に生じる電圧から得られる上昇ランプ波部分
を含んでいる、図１の電圧ＶBQ2 は、再生スイッチ３１
のトリガ・レベル（電圧ＶEQ2 により決定される）を超
え、トランジスタＱ２をオンにする。電流はトランジス
タＱ１のベースに流れ、再生スイッチ３１はトランジス
タＴｒのゲート電極に低いインピーダンスを与える。そ
の結果、図２のａのゲート電極電圧ＶＧはゼロ・ボルト
近くに低下し、図１のトランジスタＴｒをオフにする。
トランジスタＴｒがオフになると、図２のｂのドレイン
電圧ＶＤは増加し、図１の電圧Ｖ１（巻線Ｌ３から結合
される）を減少させる。ゲート・ソース間静電容量ＣＧ
内に貯えられた電荷は、図２のａの時刻ｔ２まで、ラッ
チ・モードの動作を維持する。
に、図１の導通トランジスタＴｒの電流ＩＤは上昇する
ランプ波となり、変成器Ｔ１の巻線Ｌ１のインダクタン
ス内に磁気エネルギを貯える。図２のｃの時刻ｔ１で、
抵抗Ｒ１２に生じる電圧から得られる上昇ランプ波部分
を含んでいる、図１の電圧ＶBQ2 は、再生スイッチ３１
のトリガ・レベル（電圧ＶEQ2 により決定される）を超
え、トランジスタＱ２をオンにする。電流はトランジス
タＱ１のベースに流れ、再生スイッチ３１はトランジス
タＴｒのゲート電極に低いインピーダンスを与える。そ
の結果、図２のａのゲート電極電圧ＶＧはゼロ・ボルト
近くに低下し、図１のトランジスタＴｒをオフにする。
トランジスタＴｒがオフになると、図２のｂのドレイン
電圧ＶＤは増加し、図１の電圧Ｖ１（巻線Ｌ３から結合
される）を減少させる。ゲート・ソース間静電容量ＣＧ
内に貯えられた電荷は、図２のａの時刻ｔ２まで、ラッ
チ・モードの動作を維持する。
【００２２】本発明の特徴に従って、電圧ＶＧが、図１
のトランジスタＱ１に充分なコレクタ電流を維持するた
めに必要とされるよりも小さくなると、トランジスタＱ
２のベース電極は順方向に導通しなくなり、その結果、
再生スイッチ３１のラッチ動作モードは不能となる。そ
の後、電圧Ｖ１は減少し続けるので、図２のａの電圧Ｖ
Ｇの負の部分４０により、トランジスタＴｒはオフの状
態に維持される。
のトランジスタＱ１に充分なコレクタ電流を維持するた
めに必要とされるよりも小さくなると、トランジスタＱ
２のベース電極は順方向に導通しなくなり、その結果、
再生スイッチ３１のラッチ動作モードは不能となる。そ
の後、電圧Ｖ１は減少し続けるので、図２のａの電圧Ｖ
Ｇの負の部分４０により、トランジスタＴｒはオフの状
態に維持される。
【００２３】トランジスタＴｒがオフになると、ドレイ
ン電圧ＶＤは、図２のｂに示すように、時刻ｔ１〜ｔ２
の期間の間増加する。図１のコンデンサＣ６は電圧ＶＤ
の増加率を制限して、トランジスタＴｒが完全に非導通
状態になってから、電圧ＶＤがかなりゼロ・ボルト以上
に増加するようにする。それにより、スイッチング損失
および放出されるスイッチング・ノイズが有利に減少さ
れる。
ン電圧ＶＤは、図２のｂに示すように、時刻ｔ１〜ｔ２
の期間の間増加する。図１のコンデンサＣ６は電圧ＶＤ
の増加率を制限して、トランジスタＴｒが完全に非導通
状態になってから、電圧ＶＤがかなりゼロ・ボルト以上
に増加するようにする。それにより、スイッチング損失
および放出されるスイッチング・ノイズが有利に減少さ
れる。
【００２４】コンデンサＣ６と巻線Ｌ１を含む共振回路
２１は、トランジスタＴｒがオフになっている期間ｔ１
〜ｔ３の間、発振する。コンデンサＣ６は電圧ＶＤの最
大レベルを制限する。従って、有利なことに、スナッバ
ーダイオードおよび抵抗は必要とされないので、効率は
改善され、スイッチング・ノイズは減じられる。
２１は、トランジスタＴｒがオフになっている期間ｔ１
〜ｔ３の間、発振する。コンデンサＣ６は電圧ＶＤの最
大レベルを制限する。従って、有利なことに、スナッバ
ーダイオードおよび抵抗は必要とされないので、効率は
改善され、スイッチング・ノイズは減じられる。
【００２５】図２のｂの時刻ｔ３より前に電圧ＶＤが低
下すると、電圧Ｖ１（図１）は正の電圧になる。時刻ｔ
３で、電圧ＶＤはゼロ・ボルトに近く、わずかに負にな
り、ダンパーダイオードＤ６がオンになって電圧ＶＤ
（図２のｂ）をほぼゼロ・ボルトにクランプする。従っ
て、共振回路２１（図１）は半サイクルの発振を呈す
る。時刻ｔ３の後に電圧ＶＧ（図２のａ）は、上述のよ
うに電圧Ｖ１の極性が変化するので、ますます正にな
る。
下すると、電圧Ｖ１（図１）は正の電圧になる。時刻ｔ
３で、電圧ＶＤはゼロ・ボルトに近く、わずかに負にな
り、ダンパーダイオードＤ６がオンになって電圧ＶＤ
（図２のｂ）をほぼゼロ・ボルトにクランプする。従っ
て、共振回路２１（図１）は半サイクルの発振を呈す
る。時刻ｔ３の後に電圧ＶＧ（図２のａ）は、上述のよ
うに電圧Ｖ１の極性が変化するので、ますます正にな
る。
【００２６】有利なことに、その後、トランジスタＴｒ
がオンになるのは、電圧ＶＤがほぼゼロ・ボルトになる
時刻ｔ３の後まで、或る遅延時間（抵抗Ｒ８とゲート容
量ＣＧの時定数により定められる）だけ遅延される。従
って、被るターン・オン損失は最小となり、スイッチン
グ・ノイズは減じられる。
がオンになるのは、電圧ＶＤがほぼゼロ・ボルトになる
時刻ｔ３の後まで、或る遅延時間（抵抗Ｒ８とゲート容
量ＣＧの時定数により定められる）だけ遅延される。従
って、被るターン・オン損失は最小となり、スイッチン
グ・ノイズは減じられる。
【００２７】フィルタ・コンデンサＣ３における電圧Ｖ
EQ2 を変化させることにより、電圧ＶOUT の負帰還調整
が達成される。電圧ＶOUT に比例する電圧ＶSENSE がＶ
REFよりも大きいとき、電流ＩｅはコンデンサＣ３を放
電させ、電圧ＶEQ2 を低下させる。それ故、比較器トラ
ンジスタＱ２の閾値レベルは減少する。その結果、トラ
ンジスタＴｒにおける電流ＩＤのピーク値、および負荷
回路（図示せず）に供給される電力は減少する。一方、
電圧ＶSENSE が電圧ＶREF より小さいとき、電流Ｉｅは
ゼロであり、抵抗Ｒ５中の電流は電圧ＶEQ2 を増加させ
る。その結果、トランジスタＴｒにおける電流ＩＤのピ
ーク値、および負荷回路（図示せず）に供給される電力
は増加する。
EQ2 を変化させることにより、電圧ＶOUT の負帰還調整
が達成される。電圧ＶOUT に比例する電圧ＶSENSE がＶ
REFよりも大きいとき、電流ＩｅはコンデンサＣ３を放
電させ、電圧ＶEQ2 を低下させる。それ故、比較器トラ
ンジスタＱ２の閾値レベルは減少する。その結果、トラ
ンジスタＴｒにおける電流ＩＤのピーク値、および負荷
回路（図示せず）に供給される電力は減少する。一方、
電圧ＶSENSE が電圧ＶREF より小さいとき、電流Ｉｅは
ゼロであり、抵抗Ｒ５中の電流は電圧ＶEQ2 を増加させ
る。その結果、トランジスタＴｒにおける電流ＩＤのピ
ーク値、および負荷回路（図示せず）に供給される電力
は増加する。
【００２８】別の発明的特徴に従って、同調スイッチ・
モード電源１００は、各電流パルスごとの制御に基づい
て、電流モード制御で動作する。図２のｃの期間ｔ０〜
ｔ１の間に電流ＩＤの電流パルスは、トランジスタＴｒ
内を流れ、トランジスタＱ２の閾値レベル（電圧ＶEQ2
により決定され、且つ誤差信号を形成する誤差電流Ｉｅ
により設定される）に達する時刻ｔ１で終了する。誤差
信号は、巻線Ｌ１のインダクタンス内を流れる電流ＩＤ
の電流パルスのピーク電流を実際に制御する。有利なこ
とに、この制御回路は、誤差増幅器２３のダイナミック
・レンジを使用せずに、入力電圧Ｂ＋の変動をフィード
・フォワード的に瞬時に補償する。このようにして、電
流モードの調整の利点と、同調スイッチ・モード電源の
利点の両方が得られる。
モード電源１００は、各電流パルスごとの制御に基づい
て、電流モード制御で動作する。図２のｃの期間ｔ０〜
ｔ１の間に電流ＩＤの電流パルスは、トランジスタＴｒ
内を流れ、トランジスタＱ２の閾値レベル（電圧ＶEQ2
により決定され、且つ誤差信号を形成する誤差電流Ｉｅ
により設定される）に達する時刻ｔ１で終了する。誤差
信号は、巻線Ｌ１のインダクタンス内を流れる電流ＩＤ
の電流パルスのピーク電流を実際に制御する。有利なこ
とに、この制御回路は、誤差増幅器２３のダイナミック
・レンジを使用せずに、入力電圧Ｂ＋の変動をフィード
・フォワード的に瞬時に補償する。このようにして、電
流モードの調整の利点と、同調スイッチ・モード電源の
利点の両方が得られる。
【００２９】前述したように、直流電圧Ｖ２は抵抗Ｒ６
を介してトランジスタＱ２のベースに結合され、抵抗Ｒ
１１に電圧ＶBQ2 の第２の部分を発生する。図２のｃの
期間ｔ０〜ｔ１の間に、電圧Ｖ２は、電圧Ｂ＋に変成器
Ｔ１の巻線Ｌ３とＬ１の巻数比を掛けた値に等しくな
る。
を介してトランジスタＱ２のベースに結合され、抵抗Ｒ
１１に電圧ＶBQ2 の第２の部分を発生する。図２のｃの
期間ｔ０〜ｔ１の間に、電圧Ｖ２は、電圧Ｂ＋に変成器
Ｔ１の巻線Ｌ３とＬ１の巻数比を掛けた値に等しくな
る。
【００３０】更に別の発明的特徴に従って、トランジス
タＱ２の閾値レベルは、電圧Ｖ２に応じて変化し、従っ
て、電圧Ｂ＋に応じて変化する。従って、電流ＩＤのピ
ーク値も電圧Ｂ＋に応じて変化する。有利なことに、こ
の特徴は、一定の電力を伝達するＳＭＰＳ１００の性能
を維持する傾向があるので、高い交流主供給電圧（図示
せず）で過大な電力が伝達されることはない。
タＱ２の閾値レベルは、電圧Ｖ２に応じて変化し、従っ
て、電圧Ｂ＋に応じて変化する。従って、電流ＩＤのピ
ーク値も電圧Ｂ＋に応じて変化する。有利なことに、こ
の特徴は、一定の電力を伝達するＳＭＰＳ１００の性能
を維持する傾向があるので、高い交流主供給電圧（図示
せず）で過大な電力が伝達されることはない。
【００３１】更に別の発明的特徴に従って、異常に低い
入力電圧での始動は、アノードがトランジスタＱ１のベ
ースに結合されカソードが分圧器３６の接続端子３５に
結合されるダイオードＤ４により阻止される。分圧器３
６は、電圧Ｂ＋と大地間に結合され、抵抗Ｒ１とツェナ
ー・ダイオードＤ１と抵抗Ｒ２の直列構成を含み、端子
３５はツェナー・ダイオードＤ１と抵抗Ｒ２間に結合さ
れる。入力電圧Ｂ＋が低いとき、ツェナー・ダイオード
Ｄ１はオフになり、端子３５における電圧Ｖ４はダイオ
ードＤ４を導通させ、トランジスタＱ１をオンにし、ト
ランジスタＴｒを不能にする。一方、電圧Ｂ＋が通常レ
ベルにあるとき、ダイオードＤ１は導通しており、ダイ
オードＤ４は逆バイアスされ、回路の動作に影響を及ぼ
さない。
入力電圧での始動は、アノードがトランジスタＱ１のベ
ースに結合されカソードが分圧器３６の接続端子３５に
結合されるダイオードＤ４により阻止される。分圧器３
６は、電圧Ｂ＋と大地間に結合され、抵抗Ｒ１とツェナ
ー・ダイオードＤ１と抵抗Ｒ２の直列構成を含み、端子
３５はツェナー・ダイオードＤ１と抵抗Ｒ２間に結合さ
れる。入力電圧Ｂ＋が低いとき、ツェナー・ダイオード
Ｄ１はオフになり、端子３５における電圧Ｖ４はダイオ
ードＤ４を導通させ、トランジスタＱ１をオンにし、ト
ランジスタＴｒを不能にする。一方、電圧Ｂ＋が通常レ
ベルにあるとき、ダイオードＤ１は導通しており、ダイ
オードＤ４は逆バイアスされ、回路の動作に影響を及ぼ
さない。
【００３２】
【発明の効果】電流モード調整の利点と同調スイッチ・
モード電源の利点の両方が得られる。
モード電源の利点の両方が得られる。
【図１】本発明の特徴を具体化する同調型ＳＭＰＳ（ス
イッチ方式の電源）を例示する。
イッチ方式の電源）を例示する。
【図２】図１の同調型ＳＭＰＳを説明するのに役立つ波
形を例示する。
形を例示する。
２０ 入力直流電源電圧Ｂ＋の端子 ２１ 共振回路 ２２ 二方向性スイッチ ２３ 誤差増幅器 ３０ コンデンサＣ４の端子 ３１ 再生スイッチ ３５ 分圧器３６の接続端子 ３６ 分圧器 １００ 同調型ＳＭＰＳ（スイッチ方式の電源）
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ウイリアム ビンセント フイツツジエラ ルド アメリカ合衆国 インデイアナ州 ジオン ズビル ウエスト・ワンハンドレツドツエ ンテイシツクスス・ストリート 4500
Claims (1)
- 【請求項１】 同調スイッチ・モード電源装置であっ
て、 入力供給電圧源と、 前記入力供給電圧源に結合されるキャパシタンスとイン
ダクタンスを含む同調共振回路と、 前記インダクタンスに結合され、周期的スイッチ制御信
号に応答し、前記インダクタンスに電流パルスを発生
し、負荷回路に結合される共振パルスを前記共振回路に
発生し、前記電源の出力を発生するための第１のトラン
ジスタ・スイッチであって、該スイッチがオンにされて
いるとき該スイッチの１対の主電流伝導端子間にほぼゼ
ロ・ボルトの電圧が維持されるようにする、第１のトラ
ンジスタ・スイッチと、 前記電源の前記出力を第２の信号に従って制御するため
の前記第２の信号の信号源と、 一定の電流パルスおよび前記第２の信号に応答し、前記
電源の出力が、各電流パルスごとの制御に基づき、前記
第２の信号に従って、電流モードで制御されるように前
記スイッチ制御信号を発生する調整器とを含んでいる、
同調スイッチ・モード電源装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US53796595A | 1995-10-02 | 1995-10-02 | |
| US537965 | 1995-10-02 |
Publications (3)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09131058A true JPH09131058A (ja) | 1997-05-16 |
| JPH09131058A5 JPH09131058A5 (ja) | 2004-09-30 |
| JP3657715B2 JP3657715B2 (ja) | 2005-06-08 |
Family
ID=24144857
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP27854596A Expired - Fee Related JP3657715B2 (ja) | 1995-10-02 | 1996-10-01 | 同調スイッチ・モード電源装置 |
Country Status (10)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5841642A (ja) |
| EP (1) | EP0767528B1 (ja) |
| JP (1) | JP3657715B2 (ja) |
| KR (1) | KR100432480B1 (ja) |
| CN (1) | CN1065372C (ja) |
| BR (1) | BR9603970A (ja) |
| DE (1) | DE69623714T2 (ja) |
| MX (1) | MX9604531A (ja) |
| MY (1) | MY114795A (ja) |
| SG (1) | SG63667A1 (ja) |
Cited By (1)
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| KR20020018439A (ko) * | 2000-09-01 | 2002-03-08 | 구자홍 | 전자기기의 ｓｍｐｓ 보호회로 |
| US6777831B2 (en) | 2000-10-18 | 2004-08-17 | Tecnu, Inc. | Electrochemical processing power device |
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| BRPI0721576A2 (pt) | 2007-05-25 | 2013-01-15 | Thomson Licensing | suprimento de energia elÉtrica |
| DE102009060346A1 (de) * | 2009-12-24 | 2011-06-30 | Merten GmbH & Co. KG, 51674 | Elektrische Schaltung zum Schalten und/oder Dimmen von Lasten |
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1996
- 1996-09-25 SG SG1996010709A patent/SG63667A1/en unknown
- 1996-09-25 MY MYPI96003963A patent/MY114795A/en unknown
- 1996-10-01 JP JP27854596A patent/JP3657715B2/ja not_active Expired - Fee Related
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