JPH09133765A - Ｆｍ−ｃｗレーダ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】複数物標のビート信号の分離と、相対速度計算
精度の向上を図り、検知周波数範囲を可変にして、一定
の物標距離レンジの検知範囲を確保する。また、最小限
のＦＦＴポイント数でビート信号周波数精度の向上を図
る。 【解決手段】ＦＭ−ＣＷレーダ装置はＦＦＴ方式を用い
まず高変調信号周波数で複数物標に対応したビート信号
のスペクトルを分離，抽出し、次に低変調信号周波数で
相対速度精度を確保する。変調信号周波数の変更に伴
い、ビート信号周波数が変化しても一定の距離レンジを
検出するようサンプリング周波数を可変にする。可変サ
ンプリング周波数に対応し、その半分以上の周波数分を
除去するカットオフ周波数可変のデジタルフィルタをも
つ。またデジタルフィルタのサンプリング周波数をＦＦ
Ｔ演算器のサンプリング周波数に変換するため、ビート
信号の波形情報を時間的に圧縮する波形間引き回路をも
つ。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は前方の車両または障
害物の距離及び相対速度を検知するＦＭ−ＣＷレーダの
物標検知方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来からあるＦＭ−ＣＷレーダの技術
は、「自動車用レーダ研究開発報告書」（財団法人：電
波システム開発センタ）に記載されているものがあっ
た。この技術は送信電波周波数を、△Ｆの周波数偏移幅
をもつように三角波状に変調して、送信信号と受信信号
の周波数差のビート信号を得ることで、前方車両までの
距離，相対速度を求める。図２のように、送信信号１０
０と、前方車両１５０と自車両１５１の距離分の時間遅
れと相対速度によるドップラシフトの影響をうけた受信
信号１０１をミキシングすることで、送信周波数の上昇
区間，下降区間からそれぞれｆ_b1，ｆ_b2の周波数をもつ
ビート信号１０２を得る。このｆ_b1，ｆ_b2から前方車両
までの距離Ｒ及び相対速度Ｖを次式で求める。

【０００３】

【数１】 Ｒ＝(Ｃ／(８・△Ｆ・Ｆ_m))・(ｆ_b1＋ｆ_b2) …（数１）

【０００４】

【数２】 Ｖ＝(Ｃ／(４・ｆ₀))・(ｆ_b2−ｆ_b1) …（数２） ここで、Ｃ：光速 △Ｆ：周波数偏移幅 Ｆ_m：変調信号周波数 ｆ₀：レーダ送信波の中心周波数 ｆ_b1：送信周波数上昇区間で検出されるビート周波数 ｆ_b2：送信周波数下昇区間で検出されるビート周波数 である。

【０００５】ここで、△Ｆ，Ｆ_m はレーダに要求される
検知距離，距離分解能等により決定される。図２から分
かる通り、変調信号周波数Ｆ_m を大きくした場合、物標
の距離Ｒが同じでも、ビート周波数ｆ_b1，ｆ_b2は変調信
号周波数Ｆ_m に比例して大きくなる。またｆ_b1−ｆ_b2の
周波数差は相対速度Ｖが大きくなるとこれに比例して大
きくなるが、相対速度Ｖが一定なら変調信号周波数Ｆ_m
が変化しても一定である。従って相対速度Ｖが一定で変
調周波数を大きくするとｆ_b1／ｆ_b2の値は１に接近す
る。この状態のとき、ｆ_b1に対応したｆ_b2を見つける場
合、例えば「ｆ_b1の周波数の±数％以内にあるビート信
号をｆ_b2と仮定する」といったアルゴリズムを考えたと
き、ｆ_b1／ｆ_b2の値が１に接近しているほど仮定の誤り
が少なくなる。特に複数物標が存在していたとき、これ
らのビート信号周波数が接近している程、ｆ_b1，ｆ_b2の
組み合わせを正確に行うのに有利である。逆に変調信号
周波数Ｆ_m が小さいときｆ_b1，ｆ_b2の周波数が低くな
る。この場合では相対速度精度を考えると周波数の比で
あるｆ_b1／ｆ_b2が１から外れていくので計算精度が向上
する。つまり必要に応じて変調信号周波数Ｆ_m を変化さ
せて物標検知を行う方法が有効である。特開平5−60859
号公報で開示されている技術では、はじめに変調信号周
波数を低くしてｆ_b1，ｆ_b2の比が顕著な状態で周波数を
検出し、相対速度を計算する。次に変調信号周波数を高
くしてｆ_b1／ｆ_b2が１に近い状態で、複数物標のスペク
トルを分離しやすい状態にする。ここでスイッチドキャ
パシタフィルタ（カットオフ周波数可変のアナログロー
パスフィルタ）を利用して、遠距離物標のビート信号の
周波数をカットして近距離物標の周波数の低いビート信
号のみ検出を行っている。このレーダはパルスカウント
方式によりビート信号の周波数の検出を行っているが、
遠距離のトラック等の信号レベルの大きいビート信号に
より手前のオートバイ等の小さい信号がマスクされるこ
となく検知することを目的としている。この方法では近
距離の物標の検知を優先的に行っているため、同時に遠
距離の物標の検知が曖昧になる可能性がある。一方、複
数物標を同時に検知する方法としてＦＦＴ方式がある
が、変調信号周波数を可変とする手法を用いるとき、固
定サンプリング周波数ではその周波数の１／２以下の周
波数帯の検知しかできない。つまり検知周波数帯も固定
となる。この場合には変調信号周波数が高いとき、遠距
離の物標のビート信号の周波数も高くなり、検知できる
周波数帯から外れてしまい、近距離のみの検知に限定さ
れてしまう。

【０００６】一方、ＦＦＴ方式では、周波数精度の向上
を図る場合、ＦＦＴポイント数を多くして高分解能のＦ
ＦＴ演算を行う必要があるが、ＦＦＴポイント数を大き
くすると演算時間が長くなり、車載レーダの様にリアル
タイム性を要求されるものでは不適当となる問題もあ
る。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】ＦＦＴ方式で、変調信
号周波数を可変にする場合、固定サンプリング周波数で
は検知周波数範囲が限定されてしまうので、サンプリン
グ周波数も可変にする必要がある。またＦＦＴ方式では
サンプリング周波数の１／２以下の周波数成分をローパ
スフィルタでカットする必要があるため、サンプリング
周波数に合わせてカットオフ周波数も可変になるローパ
スフィルタが必要となる。

【０００８】もう一つの課題として、ＦＦＴ方式で少な
いポイント数のＦＦＴ演算でビート信号の周波数精度を
向上させる方法が必要となる。

【０００９】本発明は上記の課題を解決するためになさ
れたもので、ＦＦＴ方式を用い、変調信号周波数を可変
にすることで、複数物標のビート信号の分離と、相対速
度計算精度の向上の両立をはかり、同時にサンプリング
周波数を可変にすることで検知周波数範囲を可変にし
て、一定の物標距離レンジの検知範囲を確保することに
ある。もう一つの目的は最小限のＦＦＴポイント数でビ
ート信号周波数精度の向上を実現するものである。

【００１０】

【課題を解決するための手段】上記の課題を解決するた
め、本発明のＦＭ−ＣＷレーダ装置は、ＦＦＴ方式を用
い、はじめに高い変調信号周波数で複数物標に対応した
ビート信号のスペクトル抽出を行い、次に低い変調信号
周波数で相対速度精度を確保する。この検出方法を実現
するため、変調信号周波数を可変とする構成をもつ。ま
た変調信号周波数の変更に伴い、ビート信号周波数が変
化しても、それをカバーするため常に検出周波数範囲を
変化させて一定の距離レンジを検出できるようにサンプ
リング周波数を可変にする構成をもつ。また可変サンプ
リング周波数に対応して、その１／２以上の周波数分を
除去するカットオフ周波数可変のローパスフィルタをも
つ。これはＦＦＴ演算器のサンプリング周波数の数倍の
サンプリング周波数のデジタルフィルタを用い、デジタ
ルフィルタの重み係数を変更することでカットオフ周波
数を変更する。またデジタルフィルタのサンプリング周
波数をＦＦＴ演算器のサンプリング周波数に変換するた
めビート信号の波形情報を時間的に圧縮する波形間引き
回路を持つ構成をもつ。そしてその回路を通過したデー
タがＦＦＴ演算器に使用される。

【００１１】もう一つの構成として、少ないＦＦＴポイ
ント数のＦＦＴ演算結果からビート信号周波数を高精度
に求める方法として、ＦＦＴ演算結果の数列Ｔ(ｎ)（ｎ
＝１，２，３…）がある場合、Ｔ(ｎ−１)＜Ｔ(ｎ)＞Ｔ
(ｎ＋１)を満たすように数列が並んでいたとき、その３
点の領域にスペクトルが存在すると判断する。次にその
３点を結ぶ放物線を計算し、そのピークをスペクトルの
周波数とレベルの大きさとする処理を行う構成とする。

【００１２】この構成によれば、ＦＦＴ方式のＦＭ−Ｃ
Ｗレーダ装置で、はじめに変調信号周波数を高くして、
複数物標に対応したビート信号周波数スペクトルの分離
を行い、次に変調信号周波数を低くして相対速度精度を
向上させることができる。またＦＦＴ演算器のサンプリ
ング周波数を可変にすることで、常に一定の物標距離レ
ンジを検知できる。この可変サンプリング周波数を実現
するための、可変カットオフ周波数のローパスフィルタ
はデジタルフィルタにより実現される。またデジタルフ
ィルタのサンプリング周波数からＦＦＴ演算器のサンプ
リング周波数の変換は波形間引き回路により実現され
る。

【００１３】またＦＦＴ演算結果からのビート信号のス
ペクトル抽出方法で、スペクトルピークを構成する３点
を通過する放物線を求めて、その頂点をスペクトルの周
波数とレベルの大きさとすることで、最小限のＦＦＴポ
イント数の演算でも十分な周波数精度を確保できる。

【００１４】

【発明の実施の形態】本発明を図面を用いて詳細に説明
する。図１は本発明のＦＭ−ＣＷレーダ装置１である。
本発明のGunn発振器１０はGunnダイオード１１とバリキ
ャップダイオード１２を内蔵し、三角波信号発生器１３
からの三角波変調信号５０でバリキャップダイオード１
２の負荷電圧を制御し、Gunnダイオード１１の発振周波
数を変調する。発振器１０から出力された送信信号５１
はアイソレータ１４と、方向性結合器１５を通過して送
信アンテナ１６から出力される。出力された送信信号５
１は送信電波５２となり、アンテナ１６の放射軸に沿っ
て進行する。それから放射軸上にある測定物標２にあた
り反射される。反射された電波は反射電波５３となり、
受信アンテナ１７で受信され受信信号５４になる。ミキ
サ１８は受信信号５４と送信信号５１を入力し、その二
つの周波数差をもつビート信号５５を発生する。ビート
信号５５はアナログローパスフィルタ１９を通過し、Ａ
／Ｄ変換器２０でデジタル信号に変換される。ここでア
ナログローパスフィルタ１９はＡ／Ｄ変換器２０のサン
プリング周波数の１／２以下の周波数情報のみを通過さ
せる。Ａ／Ｄ変換器２０はＦＦＴ演算器２３のサンプリ
ング周波数の数倍のサンプリング周波数でビート信号５
５のサンプリングを行う。このサンプリング周波数は固
定値である。デジタルフィルタ２１はビート信号５５の
周波数成分のうち、ＦＦＴ演算器２３のサンプリング周
波数の１／２以下の周波数成分だけを通過させるローパ
スフィルタ特性をもつ。このデジタルフィルタ２１はＦ
ＩＲもしくはＩＩＲフィルタにより実現され、重み係数
の入れ替えによりカットオフ周波数が可変となる。また
これはＦＦＴ演算器２３のサンプリング周波数の切り替
えに同期して、そのときに要求されるカットオフ周波数
を実現するため、あらかじめ計算された重み係数を代入
する。デジタルフィルタ２１を通過したビート信号５５
は信号波形間引き回路２２によりＦＦＴ演算器２３のサ
ンプリング周波数に一致するようにビート信号波形を時
間軸上で圧縮する（波形データを一定時間間隔で間引
く）。ＦＦＴ演算器２３は圧縮されたビート信号波形を
時間窓関数で切り出し、ＦＦＴ演算を実行する。信号処
理回路２４は、ＦＦＴ演算結果から物標に対応した周波
数スペクトルの抽出を行い、その距離，相対速度の計算
を行う。同時に変調信号周波数，デジタルフィルタ２１
のカットオフ周波数特性及び信号波形間引きの時間間隔
の切り替えを行うため、切り替え信号５６，５７，５８
を送信する。

【００１５】また本発明の製品化で低価格化を図るた
め、デジタルフィルタ２１，信号波形間引き回路２２，
ＦＦＴ演算回路２３、及び信号処理回路２４はワンチッ
プの高性能マイコンに置き換えて設計することも可能で
ある。

【００１６】本発明の複数物標の認識及び、距離と相対
速度の測定方法を図３を使って説明する。一つの例とし
て以下のような状態で本発明のレーダ搭載車両３，前方
車両４，５が走行していることを想定する。

【００１７】 レーダ搭載車両３ 速度：６０ｋｍ／ｈ 前方車両４ 速度：７０ｋｍ／ｈ 車両４までの距離：４５ｍ 前方車両５ 速度：１０ｋｍ／ｈ 車両５までの距離：５０ｍ ここで、はじめＦＭ−ＣＷレーダ装置が以下のような設
定（状態１）である場合、前方車両４，５から得られる
ビート信号周波数は以下のようになる。

【００１８】周波数変調幅△Ｆ＝１００ＭＨｚ，変調信
号周波数Ｆ_m ＝７５０Ｈｚのとき、 前方車両４ 送信周波数上昇区間のビート信号周波数：ｆ_b1a ＝４３.９２ ｋＨｚ 送信周波数下降区間のビート信号周波数：ｆ_b2a ＝４６.１４ ｋＨｚ 前方車両５ 送信周波数上昇区間のビート信号周波数：ｆ_b1b ＝５５.５９ ｋＨｚ 送信周波数下降区間のビート信号周波数：ｆ_b2b ＝４４.４８ ｋＨｚ また、変調信号周波数Ｆ_m を状態１の４倍の設定（状態
２）とすると、前方車両４，５から得られるビート信号
周波数は以下のようになる。

【００１９】周波数変調幅△Ｆ＝１００ＭＨｚ，変調信
号周波数Ｆ_m ＝３ｋＨｚのとき、 前方車両４ 送信周波数上昇区間のビート信号周波数：ｆ_b1a′ ＝179.00 ｋＨｚ 送信周波数下降区間のビート信号周波数：ｆ_b2a′ ＝181.23 ｋＨｚ 前方車両５ 送信周波数上昇区間のビート信号周波数：ｆ_b1b′ ＝205.69 ｋＨｚ 送信周波数下降区間のビート信号周波数：ｆ_b2b′ ＝194.58 ｋＨｚ これら状態１，状態２の周波数スペクトルのグラフ１１
０，１１１を図３の下に示す。ここでｆ_ba，ｆ_bb及びｆ
_ba′，ｆ_bb′は相対速度０のときのビート信号周波数ス
ペクトルである。物標の認識、つまり前方に何らかの物
標の存在を認識し、その距離及び相対速度を求めるため
には、それに対応したビート信号周波数スペクトルを組
み合わせる必要がある。状態１ではｆ_b1aとｆ_b2a，ｆ
_b1bとｆ_b2bを組み合わせで正しい計算を行うことができ
るが、例えば組み合わせ方法として「送信周波数上昇区
間にある一つのスペクトルに対して、送信周波数下降区
間にある最も接近しているスペクトルを一つの物標のビ
ート信号の組み合せとする」ような単純なアルゴリズム
を考えた場合、ｆ_b1aとｆ_b2bが接近しているのでこれを
抽出して計算を行う誤りが起きる。状態２の場合、状態
１に対してビート信号周波数は４倍となるが、相対速度
によるドップラシフト周波数は不変であるから、
ｆ_b1a′とｆ_b2a′，ｆ_b1b′とｆ_b2b′を数値的割合で見
ると状態１に比べて接近していることがわかる。つまり
変調信号周波数を上げることでｆ_b1a′／ ｆ_b2a′，
ｆ_b1b′／ｆ_b2b′ が１に限りなく接近する。よって、
二つの物標のビート信号周波数を分離して組み合わせる
ことで、上記の単純なアルゴリズムでの判別が可能とな
る。このようにして組み合わせが決定すれば、距離及び
相対速度の計算も前述の数１，数２に代入して求めるこ
とができる。

【００２０】前述の通り、変調信号周波数Ｆ_m を高くす
ると物標に対応したビート信号周波数を抽出しやすくな
るが、相対速度を求めるとき精度が劣化する。従って相
対速度精度を確保するためには、逆に変調信号周波数を
低くしてドップラシフトを顕著にする必要がある。この
相反する利点を満たすために本発明では、はじめに高い
変調信号周波数で物標のビート信号周波数の分離を行
い、次に低い変調信号周波数で距離及び相対速度を計算
する方法をとっている。

【００２１】ビート信号周波数をＦＦＴ演算で求める場
合、固定ポイント数でかつ固定サンプリング周波数では
検知可能な周波数範囲が限定されてしまうので、変調信
号周波数の切り替えに同期してサンプリング周波数も切
り替える処理を行い、検知周波数範囲を可変にする。上
記の状態１，状態２で１２８ポイントＦＦＴ演算を行っ
た場合、例えば、以下のようなパラメータ設定となる。

【００２２】状態１では、 変調信号周波数Ｆ_m ＝７５０Ｈｚ 変調信号周期 １.３３ｍsec 送信周波数上昇，下降区間の時間 １.３３ｍsec／２＝６６７μsec ＦＦＴポイント数 １２８ このとき、この区間の時間幅６６７μsec から１２８ポ
イントのデータをサンプリングするためのサンプリング
周波数ｆ_s1は、以下の計算で得られる。

【００２３】 ｆ_s1＝１／(６６７μsec／１２８)＝１９２ｋＨｚ以上 状態２では、 変調信号周波数Ｆ_m ＝３.０ｋＨｚ 変調信号周期 ３３３μsec 送信周波数上昇，下降区間の時間 ３３３μsec／２＝１６７μsec ＦＦＴポイント数 １２８ 同様に、この区間の時間幅１６７μsec から１２８ポイ
ントのデータをサンプリングするためのサンプリング周
波数ｆ_s2は、以下の計算で得られる。

【００２４】 ｆ_s2＝１／(１６７μsec／１２８)＝７６８ｋＨｚ以上 ここでｆ_s1，ｆ_s2をそれぞれ２５０ｋＨｚ，１ＭＨｚに
すると、車両４のビート信号周波数ｆ_b1a，ｆ_b2a，ｆ
_b1a′，ｆ_b2a′は１２８ポイントＦＦＴ軸上で以下のよ
うなＦＦＴポイント数上にスペクトルが存在する。

【００２５】 状態１ ｆ_b1a：４３.９２ｋＨz／２５０ｋＨz×１２８＝２２.４８ポイント （ポイント数は整数の離散値であるから実際は２２と２３の間にピー クがあるが四捨五入すると２２になるので２２ポイントが最も高い 数値となっている） ｆ_b2a ：４６.１４ｋＨz／２５０ｋＨz×１２８＝２３.６２ポイント 状態２ ｆ_b1a′：１７９.００ｋＨz／１ＭＨz×１２８＝２２.９１ポイント ｆ_b2a′：１８１.２３ｋＨz／１ＭＨz×１２８＝２３.２０ポイント 同様に車両５の場合、 状態１ ｆ_b1b：５５.５９ｋＨz／２５０ｋＨz×１２８＝２８.４６ポイント ｆ_b2b：４４.４８ｋＨz／２５０ｋＨz×１２８＝２２.７７ポイント 状態２ ｆ_b1b′：２０５.６９ｋＨz／１ＭＨz×１２８＝２６.３３ポイント ｆ_b2b′：１９４.５８ｋＨz／１ＭＨz×１２８＝２４.９１ポイント 上記の計算結果を図３に示す。図３から分かる通り、例
えば状態２から状態１に変調信号周波数を４分の１に切
り替えを行った場合、状態２のビート信号周波数に対し
て状態１は４分の１となるが、それに同期してサンプリ
ング周波数も４分の１にすると、ドップラシフト分だけ
周波数が顕著になるが、状態２，状態１のスペクトルの
存在するポイント数はほぼ同じ位置になる。相対速度が
０なら、全く同じ位置にスペクトルが存在する。つま
り、変調信号周波数をｎ分の１にして、それに同期して
サンプリング周波数もｎ分の１にすると、相対速度０で
距離が一定ならば同じ位置にスペクトルが存在する。従
って、常に一定の距離レンジの物標検知が可能となる。
また見かけ上、スペクトルの位置に変化がなければ、物
標に対応したビート信号周波数を抽出しそれ自体を追従
して監視する処理を行った場合、非常に簡単なアルゴリ
ズムで実現できる。例えば「ＦＦＴ演算を行いビート信
号周波数の抽出を行って、前回の抽出したビート信号周
波数の一定範囲内にビート信号があれば、それを前回と
同じ物標のスペクトルと判断する」ようなアルゴリズム
に有効である。変調信号周波数をｎ分の１にした場合、
同期してサンプリング周波数をｎ分の１にするのは本発
明の特徴の一つである。

【００２６】また可変サンプリング周波数のＦＦＴ演算
器を実現するには、サンプリング周波数の変更に同期し
て、カットオフ周波数を変更するローパスフィルタが必
要となる。本発明では、これを実現するため以下のよう
な構成をとる。図４を用いてデジタルフィルタと波形間
引き回路の機能を詳細説明する。本発明の実施例ではデ
ジタルフィルタはＦＦＴ演算器のサンプリング周波数の
少なくとも２のｎ乗（ｎ＝０，１，２，３…）倍のサン
プリング周波数となる。

【００２７】ここでデジタルフィルタのサンプリング周
波数は固定であるが、ＦＦＴ演算器のサンプリング周波
数は可変となる。言い替えればＦＦＴ演算器はデジタル
フィルタの１／２のｎ乗倍の周波数でサンプリングを行
う。デジタルフィルタのサンプリング周波数はＡ／Ｄ変
換器の性能で決まるが、Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周
波数が４ＭＨｚとすると、まずアナログローパスフィル
タで２ＭＨｚ以上の周波数成分をカットする。つまりデ
ジタルフィルタで設定できるカットオフ周波数は２ＭＨ
ｚ以下である。デジタルフィルタのカットオフ特性はフ
ィルタ係数を入れ替えることで変更できる。ＦＦＴ演算
器のサンプリング周波数を予め決めた数段階にしておけ
ば、それに対応した重み係数をメモリ等に記憶させ、必
要に応じて代入すれば可変カットオフ周波数のローパス
フィルタが実現する。ここでデジタルフィルタのサンプ
リング周波数をＦＦＴ演算器のサンプリング周波数に変
換する波形間引き回路の動作を説明する。デジタルフィ
ルタのサンプリング周波数がＦＦＴ演算器の２のｎ乗倍
の場合、２倍なら一つおき、４倍なら三つおきに波形デ
ータを間引く。これは丁度、ＦＦＴ演算器の前にＡ／Ｄ
コンバータがありそのサンプリング周波数でサンプリン
グしていることと同等な処理になる。図４で、まずビー
ト信号波形１２０が４ＭＨｚでＡ／Ｄ変換器にサンプリ
ングされ、デジタル波形データ１２１となる。その時、
ＦＦＴ演算器のサンプリング周波数が１ＭＨｚの場合デ
ジタルフィルタによりＦＦＴ演算器のサンプリング周波
数の１／２である５００ｋＨｚ以上の周波数を除去して
波形データ１２２が得られる。さらに波形間引き回路に
よりＦＦＴ演算器のサンプリング周波数に一致するよう
に、サンプリング周波数を１／４にするため三つおきに
サンプリングデータを間引いて、波形データ１２３が得
られる。この際デジタルフィルタによりその１／２以上
の周波数成分は除去されているので、この処理による信
号自体の波数情報に変化はない。この構成も本発明の特
徴の一つである。

【００２８】またＦＦＴ演算によるビート信号周波数精
度（スペクトル周波数精度）を十分確保する方法とし
て、ＦＦＴポイント数を大きくして高精度に求める方法
があるが、マイコンによる演算時間の負荷が増大する問
題がある。本発明では少ない ＦＦＴポイント数の演算でも周波数精度を確保できる方
法でこれを解決している。図５を用いて本発明の周波数
計算方法を説明する。ＦＦＴ演算からのビート信号周波
数スペクトルの抽出方法で、ＦＦＴ演算結果のＦＦＴポ
イント数値列をＴ(ｎ)（ｎ＝１，２，３…）とすると、
次式を満たすＴ(ｎ)があった場合、Ｔ(ｎ−１)，Ｔ
(ｎ)，Ｔ(ｎ＋１)の三つの組み合わせの領域にスペクト
ルが存在すると判断する。

【００２９】

【数３】 Ｔ(ｎ−１)＜Ｔ(ｎ)＞Ｔ(ｎ＋１) …（数３） さらに物標に対応したビート信号のスペクトルとその他
のノイズを区別するため、しきい値２５４を設けてそれ
を超えないものは、スペクトルと見なさない処理を行
う。図５の場合、スペクトル２５０，２５１が存在す
る。通常の処理では、真ん中のＴ(ｎ)の情報をそのまま
用いてスペクトルの周波数，レベルを求めるが、より高
精度に求めるため、Ｔ(ｎ−１)，Ｔ(ｎ)，Ｔ(ｎ＋１)の
３点から得られる情報を元に、この３点を結ぶ包絡線
（放物線）を計算し、その放物線のピーク２５５をスペ
クトルのピークとして近似する方法を用いる。スペクト
ル２５０，２５１から放物線２５２，２５３が得られ、
その放物線の計算は２次関数に数値を代入して求められ
るが、Ｔ(ｎ)同士の周波数が等間隔なので、ピーク２５
５の周波数Ｆ_p （放物線の頂点の周波数）は次式で求め
ることができる。

【００３０】

【数４】 Ｆ_p＝Ｆ_s／Ｋ・{ｎ＋（Ｔ(ｎ＋１)−Ｔ(ｎ−１))／(４・Ｔ(ｎ) −２・Ｔ(ｎ＋１)−２・Ｔ(ｎ−１))｝ …（数４） ここで、 Ｆ_s ：サンプリング周波数（ＦＦＴポイントの１間隔
の周波数） Ｋ ：ＦＦＴポイント数（分解能） ｎ ：ＦＦＴポイント数の番号 Ｔ(ｎ)：ＦＦＴポイントのレベル である。

【００３１】また、ピーク２５５のレベルの大きさＬ_p
は次式で求まる。

【００３２】

【数５】 Ｌ_p＝Ｔ(ｎ)＋｜{(Ｔ(ｎ＋１)−Ｔ(ｎ−１))／４・(Ｔ(ｎ＋１)−Ｔ(ｎ−１)) ／(４・Ｔ(ｎ)−２・Ｔ(ｎ＋１)−２・Ｔ(ｎ−１))}｜ …（数５） 上式のＦ_p，Ｌ_pを求めることで、スペクトルのピーク周
波数を、ＦＦＴポイント１間隔の周波数精度よりも高精
度に求めることができる。また計算自体も簡単な式の組
み合わせであるから、マイコンに対する計算負荷も小さ
い。これも本発明の特徴の一つである。

【００３３】次に図６を用い、本発明の制御手順をフロ
ーチャートで説明する。まず初期設定３００で高い変調
信号周波数とそれに対応したデジタルフィルタ係数，波
形間引き時間間隔の設定を行う。３０１でビート信号の
Ａ／Ｄサンプリング，３０２のデジタルフィルタ通過
で、ＦＦＴ演算３０４で行うサンプリング周波数の１／
２以上の周波数成分を除去する。３０３でビート信号の
波形データをＦＦＴ演算で使用するサンプリング周波数
に変換するため波形データを間引く処理を行う。３０４
でＦＦＴ演算を行い、その結果からビート信号スペクト
ル抽出３０５を行う。次にこのスペクトルから前述した
放物線近似計算３０６を実行し低分解能のＦＦＴ演算か
ら、より高精度の周波数計算を実行する。それから物標
認識３０７で送信周波数の上昇区間，下降区間から得ら
れるビート信号周波数から一定周波数範囲内の組み合わ
せがある場合、それを一つの物標のビート信号の組み合
わせとする処理を実行する。この周波数差は前述の通
り、変調信号周波数が高いほどその比が縮まり、組み合
わせを選択しやすくなるが、周波数差がＦＦＴポイント
数の少なくとも１間隔以上ない場合、相対速度の計算精
度が確保できない。ここで３０８の処理でこの判断を行
い、予め決められた間隔以上の周波数差がない場合、相
対速度精度が確保できないとして、変調信号周波数を段
階的に落として、ドップラシフトを顕著にして精度よく
求めるように再度ビート信号のサンプリングを行うよう
にする（本発明の実施例では変調信号周波数を１／２ご
とに落としている）。段階的に変調信号周波数を落とす
ことで次のビート信号の周波数の予測が可能である（つ
まりドップラシフト分の影響が変調信号周波数の増分に
比例して変化するため）。つまりその変化を追跡して監
視すれば、高い変調信号周波数で物標のビート信号周波
数を認識した後でもそれを見失わない利点がある。処理
３１２，３１３，３１４で変調信号周波数を１／２に落
としたときの各パラメータの設定を実施している。それ
から処理３０１に戻りビート信号のサンプリングを実行
する。処理３０８から相対速度精度の確保ができた場
合、処理３０９でその物標の距離，相対速度の計算を実
行する。その結果を処理３１０でメモリに記憶し、処理
３１１で次のステップの物標検知のために再度高い変調
信号周波数のパラメータを設定する。以上の処理を繰り
返して、本発明のＦＭ−ＣＷレーダ装置は物標検知を実
行する。

【００３４】また、本発明の応用として、近距離物標の
検知距離精度を確保する手段を以下説明する。変調信号
周波数を高くして、ＦＦＴ演算のサンプリング周波数を
固定のままにする。この結果、ＦＦＴ演算のポイント間
の周波数間隔は固定であるが、ビート信号周波数は高く
なるため、そのスペクトルは変調信号周波数が低い場合
と比較してＦＦＴポイント数の高い位置にシフトする。
この結果、物標までの距離が同じでも、ポイント数が多
いほど距離分解能が向上するため検知精度も向上する。
これは本発明の制御ロジックを一部変更すれば簡単に実
現する。この近距離検知方法は渋滞で、運転者が不注意
に前方車に接近したときの警報センサや、車庫入れ時に
側壁までの距離をモニタで表示し運転者を補助する機器
等に応用した場合、その距離精度の向上に効果的な手段
である。

【００３５】

【発明の効果】本発明によれば、ＦＦＴ方式を用い、変
調信号周波数を可変にすることで、複数物標のビート信
号の分離と、相対速度計算精度の向上の両立をはかり、
同時にサンプリング周波数を可変にすることで検知周波
数範囲を可変にして、一定の物標距離レンジの検知範囲
の確保することができる。もう一つの効果は最小限のＦ
ＦＴポイント数でビート信号周波数精度の向上が実現で
きる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のレーダ装置のブロック図。

【図２】一般的なＦＭ−ＣＷレーダの物標検知方法を示
す説明図。

【図３】本発明の物標の距離及び相対速度の検知方法を
示す説明図。

【図４】本発明のデジタルフィルタと波形間引き回路の
波形信号の処理の説明図。

【図５】本発明のスペクトル抽出方法とピークの演算方
法を示す説明図。

【図６】本発明の制御方法のフローチャート。

【符号の説明】

１…本発明のＦＭ−ＣＷレーダ装置、２…測定物標、１
０…Gunn発振器、１１…Gunnダイオード、１２…バリッ
キャップダイオード、１３…三角波信号発生器、１４…
アイソレータ、１５…方向性結合器、１６…送信アンテ
ナ、１７…受信アンテナ、１８…ミキサ、１９…アナロ
グローパスフィルタ、２０…Ａ／Ｄコンバータ、２１…
デジタルフィルタ、２２…信号波形間引き回路、２３…
ＦＦＴ演算器、２４…信号処理回路、５０…三角波変調
信号、５１…送信信号、５２…送信電波、５３…反射電
波、５４…受信信号、５５…ビート信号、５６…デジタ
ルフィルタのカットオフ周波数切り替え信号、５７…信
号波形間引き時間間隔の切り替え信号、５８…変調信号
周波数の切り替え信号。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 高野 和朗 茨城県ひたちなか市大字高場2520番地 株 式会社日立製作所自動車機器事業部内 (72)発明者 中村 和人 茨城県ひたちなか市大字高場2520番地 株 式会社日立製作所自動車機器事業部内 (72)発明者 門司 竜彦 茨城県ひたちなか市大字高場2520番地 株 式会社日立製作所自動車機器事業部内

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】送信電波の周波数を三角波による変調信号
   により変調し、その送信信号の一部と物標からの反射電
   波との周波数差から得られるビート信号から、前記物標
   までの距離及び相対速度を求める検知手段において、は
   じめに相対速度によるドップラシフト周波数分を無視で
   きる程度の高い周波数の変調信号で複数物標による複数
   のビート信号の周波数スペクトルに分離してビート信号
   を抽出し、次に変調信号の周波数を前記高い周波数に対
   してｎ分の１まで低くしてドップラシフト周波数分の影
   響を顕著にして物標の距離及び相対速度を求める変調信
   号周波数変更手段と、ビート信号周波数をＦＦＴ演算で
   求めるＦＦＴ演算手段と、変調信号周波数をｎ分の１に
   変更するとき、ＦＦＴ演算のサンプリング周波数もこれ
   に同期してｎ分の１に変更して検知周波数の範囲を変更
   し、一定の距離レンジの検知を行えるようにするサンプ
   リング周波数変更手段を持つことを特徴とするＦＭ−Ｃ
   Ｗレーダ装置。
2. 【請求項２】請求項１において、前記ＦＦＴ演算手段の
   サンプリング周波数の数倍のサンプリング周波数でビー
   ト信号のサンプリングを行い、前記ＦＦＴ演算手段のサ
   ンプリング周波数の半分以上の周波数成分を除去するカ
   ットオフ周波数の可変デジタルフィルタ手段を持ち、ま
   たデジタルフィルタを通過したビート信号の波形データ
   をそのときのＦＦＴ演算のサンプリング周波数に一致す
   るように波形データを間引いて配列を行う信号波形間引
   き手段を持つことを特徴としたＦＭ−ＣＷレーダ装置。
3. 【請求項３】請求項１において、ＦＦＴ演算結果の数列
   をＴ(ｎ)（ｎ＝１，２，３…）とすると、Ｔ(ｎ−１)＜
   Ｔ(ｎ)＞Ｔ(ｎ＋１)を満たすように数列が並んでいた場
   合、その３点の領域内にビート信号のスペクトルが存在
   すると判断し抽出を行い、その３点を結ぶ放物線を求め
   て、放物線のピークをそのスペクトルの周波数と信号レ
   ベルの大きさとするＦＭ−ＣＷレーダ装置。
4. 【請求項４】請求項１において、変調信号周波数を高く
   して、ビート信号周波数をあげて、ＦＦＴ演算のサンプ
   リング周波数を固定のままにし、ビート信号のスペクト
   ルをＦＦＴポイント数の高い位置にシフトするようにし
   て距離分解能を高くして、近距離の検知精度を向上する
   ＦＭ−ＣＷレーダ装置。