JPH09139699A - 時間ダイバーシティを行う方法および装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 本発明は、複数のアンテナを使用して、受信
機にデジタル信号法のフォーメーションを送信するため
の方法および装置を提供する。 【解決手段】 本発明は、一つまたはそれ以上の記号を
発生するデジタル信号に、チャネル・コードを適用する
ステップを含む。複数の記号のコピーが作成され、各コ
ピーは個々の時変関数によって重みをつけられる。二つ
またはそれ以上の基地局に設置されている各アンテナ
は、加重記号のコピーに基づいて信号を送信する。重畳
チャネル・コーダまたはブロック・チャネル・コードの
ような任意のチャネル・コードを、本発明と一緒に使用
することができる。信号のコピーに与えられた重みは、
振幅利得、位相シフトまたはその両方の適用を含む。本
発明は、従来のインタリーバおよびコンステレーション
・マッパーの一方または両方と一緒に使用することがで
きる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、概して、通信シス
テムの分野に関し、特に、例えば、同じ信号ではある
が、二つの送信信号の間に相対的な時間的変化をする位
相オフセットを持っている信号を、二つまたはそれ以上
の基地局から特定の受信機へと送るセルラー無線のよう
な無線通信の分野に関する。

【０００２】

【従来の技術】無線通信システムの場合には、情報信号
は、いくつかの独立したパスからなるチャネルを通し
て、送信機から受信機へと送られる。これらのパスはマ
ルチパスと呼ばれる。各マルチパスは、情報信号が送信
機と受信機との間を通る際の個々の経路である。上記の
チャネル、すなわち、マルチパス・チャネルを通して送
られる情報信号は、受信機で受信された場合には、複数
のマルチパス信号となる。この場合、それぞれのマルチ
パスを一つの信号が通る。

【０００３】一つのチャネルのいくつかのマルチパスを
通して、受信した送信機からの信号の振幅および位相
は、一般的に相互に独立している。マルチパス信号はい
ろいろな添加物を含んでいるので、受信信号の強さは非
常に弱いレベルと中程度のレベルとの間を変動する。マ
ルチパス信号が含んでいるいろいろな添加物によって受
信信号の強さが変動する現象は、フェージングと呼ばれ
ている。フェージングが起きている場合には、非常に弱
い信号地点、すなわち、深いフェージングが起こってい
る地点は、相互に信号波長の約１／２離れた場所であ
る。無線通信チャネルは、振幅減衰および位相シフトの
ようなある種のチャネル特性で表すことができる。例え
ば、一つのチャネルの複数のマルチパスは、送信機から
受信機へ送られる情報信号に、異なる振幅減衰および位
相シフトを与える。上記の異なる振幅および位相特性
は、例えば、送信機と受信機との間の相対的な距離の変
動、または移動による送信機または受信機の周囲の地理
的な変化によって変化する場合がある。チャネル特性の
変動により、受信機が受信する信号の強さは時間ととも
に変動する。この変動は、振幅および位相が変化するマ
ルチパス信号のいろいろな添加物によって起こる。

【０００４】マルチパス・チャネルの特性が非常にゆっ
くりと変化する場合には、受信機の所で起きる深いフェ
ージングは長い周期の弱い信号のように感じられる場合
がある。例えば、（多くの場合、上記の二つの中の一方
が移動しない基地局であり、他方が人が携帯している移
動装置の場合であるが）受信機と送信機との間の位置の
変動が非常に遅いか、全然ない場合の室内無線システム
の場合には、長い周期のフェージングが頻繁に起こる。
室内無線システムで起きる深いフェージングの持続時間
は、通信されている情報記号の持続時間と比較すると長
いので（長時間にわたって、受信信号の強さが弱くなる
ので）、長期間の記号エラーが起こることがある。

【０００５】空間ダイバーシティは、上記のエラーバー
ストの発生のようなフェージングの悪影響を軽減するた
めの古典的な技術である。空間ダイバーシティは、受信
機側で複数のアンテナを使用することによって実行され
る。受信アンテナの間隔が、２−３波長以上離れている
場合には、個々の受信アンテナが受信するマルチパス信
号は、ほぼ相互に独立している。受信機が数本のアンテ
ナを使用する場合には、すべてのアンテナが受信した信
号が同時に深いフェージングを起こす可能性は低い。そ
れ故、これらのアンテナが受信した信号を結合して、フ
ェージングの影響を軽減することができる。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】しかし、空間ダイバー
シティは、欠点がないわけではない。例えば、空間ダイ
バーシティは広い間隔をあけて設置した複数のアンテナ
を必要とする。小型の携帯受信機の場合には、このこと
が問題となる。また、空間ダイバーシティを使用する
と、受信機が複雑になり、その結果コストが高くなる。
時間ダイバーシティは、フェージングの悪影響を軽減す
るために使用されてきたもう一つの技術である。時間ダ
イバーシティは、異なる時間的間隔で、情報信号の複数
のコピーを送信することによって行われる。上記の送信
の時間的間隔は、受信信号が異なるフェージングによっ
て影響を受けるように設定される。受信機が複数の信号
のコピーを受信すると、それら信号のコピーのフェージ
ングの個々の性格により、フェージングの悪影響を容易
に避けることができる。空間ダイバーシティのように、
時間ダイバーシティもまた欠点を持っている。時間ダイ
バーシティは、異なる時間に同じ信号を送信するという
アイデアに基づいている。しかし、一つの情報信号の複
数のコピーを受信するのに要する時間により、許容でき
ないほどではないが、望ましくない遅れが通信プロセス
内に起こる。

【０００７】時間ダイバーシティも、当業者にとっては
周知の一組のインタリーバ／デインタリーバと一緒に、
チャネル・コードを使用することによって有効に行うこ
とができる。インタリーバは、送信のために一組の継続
的なチャネル・コード化データ記号を受信し、それら
を、例えば、疑似ランダム法により再編成する。通常、
上記の一組の記号の中に含まれている記号の数は、ゆっ
くりした深いフェーディングの持続時間より長い間継続
している。再編成された記号は、チャネルを通して、一
本のアンテナを持っている受信機に送られる。送信の際
に、継続している記号は同じフェージングを受ける。し
かし、上記の継続的に送信された記号は、元の順序にな
っていない。デインタリーバを持っている受信機は、記
号を元の順序に並べ直す。送信順序がランダムなので、
デインタリーバによってチャネル・デコーダに送られた
データ記号は、本質的に別々のフェージングの影響を受
ける。一組のインタリーバ／デインタリーバによる個々
の記号のフェージングは、フェージングの悪影響を防止
するのに使用することができる。しかし、上記の時間ダ
イバーシティ技術の場合と同様に、この方法を使用する
と送信の遅れが生じる。この遅れはインタリーバの大き
さに比例する。許容できる送信の遅れには限度があるの
で、インタリーバのサイズも制限をうける。しかし、フ
ェージングを有効に処理するには、制限以上の大きさを
持つインタリーバが必要になる場合もある。

【０００８】

【課題を解決するための手段】本発明は、フェージング
の悪影響を軽減するための方法および装置を提供する。
上記のフェージングの悪影響の軽減は、遅延効果を軽減
して時間ダイバーシティを行うために、マルチパス通信
チャネルの特性を変えることによって有効に行うことが
できる。より詳細に説明すると、本発明は、二つまたは
それ以上の基地局から特定の受信機に無線通信を行うた
めのものである。基地局は同じ信号を送信するが、送信
された二つの信号の間には、相対的な時間とともに変化
する位相のオフセットが存在している。この位相オフセ
ットにより、長く、ゆっくりとしたフェージングが防止
され、そしてそれに関連する問題が解決される。

【０００９】本発明の例示としての第一の実施例は、マ
ルチパス・チャネル・フェージングの速度を増大するこ
とにより、時間ダイバーシティを行う。上記の実施例
は、さらにチャネル・コードを使用することにより、情
報の冗長度を導入する。フェージングの速度が早くなっ
たために、フェージングの持続時間が短くなり、その結
果、長いエラーバーストが容易に防止できるようにな
る。チャネル・コードによって導入される冗長度によっ
て、フェージングによって起こる恐れがあるエラーを軽
減することができる。上記の実施例は、デジタル情報信
号にチャネル・コードを適用するために、チャネル・コ
ーダを提供する。チャネル・コーダは、一つまたはそれ
以上のコード化された情報記号を発生し、この情報記号
はコンステレーション・マッパーによって処理される。
その後、各記号のコピーは、各送信機内で使用されてい
るマルチプライヤに送られる。各乗算装置は、各送信機
のアンテナに関連している。各乗算装置は、記号のコピ
ーに、時変関数で重みをつける。図に示したように、こ
れらの時変関数は、記号のコピーに異なる位相オフセッ
トを与える。各乗算装置の出力は、各送信機の関連する
アンテナに送られ、受信機に送信される。この実施例で
使用されている受信機は、加重記号を受信するための一
本のアンテナ、およびチャネル・エンコーダを補足して
いるチャネル・デコーダを持っている。

【００１０】本発明の第二の例示としての実施例は、ブ
ロック・コードと呼ばれる特殊なタイプのチャネル・コ
ードを使用している。第一の実施例と同様に、この実施
例はそれぞれがアンテナを持っている二つまたはそれ以
上の基地局を使用している。基地局は、同じ信号を送信
するが、二つの送信信号の間には相対的な時変位相オフ
セットがある。この実施例の場合には、各基地局は、異
なる個々の位相シフトでブロック・コード化記号のＭ個
の各コピーに重みをつけるために、上記のような乗算装
置を使用している。Ｍは基地局の数を表す正の整数であ
る。各加重コピーはアンテナによって受信機に送信する
ためのものである。第一の実施例の場合と同様に、この
実施例で使用している受信機は、加重記号を受信するた
めの一本のアンテナと、チャネル・エンコーダを補足す
るためのチャネル・デコーダを含んでいる。

【００１１】

【発明の実施の形態】本発明の例示としての実施例は、
例えば、室内無線通信システム、セルラー・システム、
または個人用通信システムのような無線通信システムに
関する。上記のシステムの場合には、二つまたはそれ以
上の基地局が、送信信号を受信するための一本またはそ
れ以上のアンテナを共通に使用している。これらのアン
テナにより、基地局は空間ダイバーシティを行ってい
る。本発明の原理を使用した場合には、各基地局の各ア
ンテナは、移動装置に信号を送信するために使用され
る。従って、二つまたはそれ以上の基地局を、特定の受
信機に対して無線送信を行うために使用することができ
る。好都合なことに、基地局を受信するための同じ複数
のアンテナを移動装置への送信に使用することができ
る。上記の移動装置は、一本のアンテナしか使用してい
ない。例えば、アンテナＴ１を持っている第一の基地局
Ｂ１、およびアンテナＴ２を持っている第二の基地局Ｂ
２からなる室内無線システムの場合には、両方のアンテ
ナＴ１およびＴ２は、例えば、レイリー・フェージング
・チャネル（すなわち、送信機と受信機との間の見通し
線パスから外れたチャネル）および移動受信機内にチャ
ネル・コード化信号を送信するために使用される。上記
のシステムの場合には、受信マルチパス記号間の通常の
遅延幅は、チャネル・コード記号の持続時間と比較する
と、数ナノ秒の非常に短い幅である。

【００１２】図１は、深いフェージングが起こる可能性
がある空間の特定の地点に設置されている、基地局Ｂ１
およびＢ２それぞれのアンテナＴ１およびＴ２からの信
号の位相差Ｓ１およびＳ２を示す。信号Ｓ１およびＳ２
は、例えば、レイリー振幅および同じ位相を別々に、ま
た同じように持っている。さらに、そこを通して位相差
Ｓ１およびＳ２が送受信されるチャネルの特性は、ゆっ
くりと変化するので、図１に示す深いフェージングは本
質的に静的なものである。図１の（ａ）に対応する場所
での深いフェージングは、二つの基地局のアンテナから
の信号が打ち消し合うように重畳するために起こる。図
１の（ｂ）に示す深いフェージングは、個々のアンテナ
Ｔ１およびＴ２から受信した信号エネルギが弱いために
起こる。本発明の例示としての第一の実施例は、アンテ
ナＴ１およびＴ２からそれぞれ送信される信号に、非常
に小さな時変位相オフセットΘ１（ｎ）およびΘ２
（ｎ）を与える。これらのオフセットは、位相差Ｓ１お
よびＳ２をゆっくりと回転したのと同じ効果を持つ。Θ
１（ｎ）およびΘ２（ｎ）が時間とともに変化すると、
Ｓ１およびＳ２は、ほんの短い時間の間、互いに打ち消
し合うように干渉する。チャネル・コードを使用してい
る場合には、図１の（ａ）に示す深いフェージングを軽
減するために、この技術を使用することができる。

【００１３】例示としての第一の実施例は、図１の
（ｂ）に示す深いフェージングを処理するために増設す
ることができる。この場合には、受信信号の強さを増強
するために送信アンテナを追加するだけでいい。以下の
実施例についての説明は、基地局Ｂ１およびＢ２にそれ
ぞれ設置された送信アンテナの数に関するものである。
本発明の実施例は、図に示すような深いフェージングを
防止するための適当な信号を送信する一本のアンテナを
持っているＭ個の基地局で使用することができることを
理解されたい。例示としての第一の実施例と同様に、第
二の実施例も信号を送信する前に、位相オフセットを導
入する。第二の実施例の場合には、特殊なタイプのチャ
ネル・コード、すなわち、ブロック・コードが使用され
ている。このコードを使用した場合には、一つまたはそ
れ以上の基地局およびそのアンテナから送信された信号
の位相は、基地局の数、Ｍおよびブロック・コードのコ
ード語の長さ、Ｎによって決まる一組の別々の数値をと
るようにシフトする。

【００１４】第一の実施例の場合と同様に、第二の実施
例も、図１に示す両方のタイプの深いフェージングを、
送信アンテナを増設することによって軽減することがで
きる図１の（ｂ）に示す深いフェージングで軽減する。
第二の実施例についての説明も、使用したアンテナの
数、Ｍおよびコード語の記号の数、Ｎに基づいて行う。
説明を分かりやすくするために、本発明の例示としての
実施例は、個々の機能ブロックの形で図示してある。こ
れらのブロックの機能は、ソフトウェアを実行すること
ができるハードウェアを含む、共通または専用のハード
ウェアによって行われる。例示としての実施例は、ＡＴ
＆Ｔ ＤＳＰ１６またはＤＳＰ３２Ｃのようなデジタル
信号プロセッサ（ＤＳＰ）、および以下に説明する動作
を行うソフトウエアを使用することができる。本発明の
超大規模集積（ＶＬＳＩ）ハードウェアの実施例および
ハイブリッドＤＳＰ／ＶＬＳＩの実施例も使用すること
ができる。

【００１５】＜第一の実施例＞図２に、例示としての第
一の実施例を示す。この第一の実施例は、例えば、セル
ラー無線および他のタイプの個人通信システム内で使用
される無線通信システムの基地局送信機Ｂ１およびＢ２
である。図を見れば分かるように、二つまたはそれ以上
の基地局は、特定の受信機に無線通信を送信するために
使用される。図２に示すように、各基地局Ｂ１およびＢ
２は、同じものではあるが、二つの送信信号の間に相対
的な時変位相オフセットを持つ信号を送信する。図２に
示すように、各送信機Ｂ１およびＢ２は、チャネル・コ
ーダ２０、ＤＰＳＫ変調器３０、乗算回路５０、（従来
のキャリア、パルス整形および電力贈幅回路からなる）
送信回路５２、および送信アンテナ５５からなってい
る。

【００１６】チャネル・コーダ２０は、当業者にとって
は周知の従来のチャネル・コーダなら何でも使うことが
できる。上記の従来のチャネル・コーダは、コンボルー
ション・コードまたはブロック・コード、例えば、速度
１／２のメモリ３のコンボルーション・コードを含んで
いる。コーダ２０は、例えば、言語を表すパルス・コー
ド変調デジタル情報信号、ｘ（ｉ）にチャネル・コード
を供給する。信号ｘ（ｉ）は、例えば、移動受信機、ま
たはより簡単な装置であるマイクロホン、オーディオの
フロントエンド回路および一体型のアナログ−デジタル
・コンバ−タに対して送信される信号を供給する基地局
の送信機に接続している、通常の電話ネットワークのよ
うな従来の情報源１０のよって供給される。本実施例は
デジタル・データを供給する、またはデジタル・データ
を供給することができる任意の情報源を一緒に使用する
ことができることは、通常の当業者にとっては明らかで
あろう。

【００１７】チャネル・コーダ２０からの出力は、複合
データ記号、ａ（ｎ）で表される。この場合、ａ（ｎ）
＝ａ_r（ｎ）＋ｊａ_i（ｎ）であり、ｎは個々の時間指数
であり、図に示すとおり、ａ_r（ｎ）、ａ_i（ｎ）∈［−
１，１］である。（個々の時間指数ｉは、情報ビットお
よびチャネル・コード化記号に対する時間指数が一致し
ないかも知れないことを反映して、ｎに変化してい
る。） 上記の各記号、ａ（ｎ）は、当業者にとっては
周知の従来の４−ＤＰＳＫコンステレーション・マッパ
３０に供給される。コンステレーション・マッパー３０
は、従来のグレイ・コード化４−ＰＳＫコンステレーシ
ョン・マッパー、マルチプライヤ３５、単位遅延レジス
タ３７からなっている。通常の当業者にとっては、上記
の実施例と一緒に任意の従来のコンステレーション・マ
ッパーを使用することもできるし、また全然それを使用
しないですますこともできることは明らかであろう。

【００１８】４−ＰＳＫコンステレーション・マッパー
３０は、チャネル・コーダ２０から受信した複合データ
記号ａ（ｎ）を以下のように処理する。

【数５】 グレイ・コード化４−ＰＳＫ複合記号、α（ｎ）は、乗
算回路３５に供給され、そこで以下のように、これら記
号と単位遅延レジスタ３７の出力との間で乗算が行われ
る。

【数６】 乗算回路３５および遅延レジスタ３７の計算結果は、複
合４−ＤＰＳＫコード化記号、ｕ（ｎ）である。この実
施例は、チャネル・コーダ２０によって供給された各複
合記号、ａ（ｎ）に対して一つの複合４−ＤＰＳＫ記
号、ｕ（ｎ）を供給する。上記の各記号、ｕ（ｎ）は、
乗算回路５０、送信回路５２および送信アンテナ５５に
供給される。図に示すように、基地局の数は二つであっ
てもいい。各乗算回路５０は、コンステレーション・マ
ッパー３０によって供給された複合記号、ｕ（ｎ）に下
記の形の複合時変関数を掛ける。

【数７】

【００１９】図に示すとおり、式中、ｍはＭ本の複数の
アンテナであり、それぞれは基地局に関連している。Ａ
_m（ｎ）はｍ番目のアンテナに対する振幅加重であり、
Θ_m（ｎ）はｍ番目のアンテナに対する位相オフセット
である。

【数８】 式中、ｆ_m＝ｆΔ［（ｍ−１）−1/2（Ｍ−１）］であ
る。Ｔ_dは、送信した記号データ速度の逆数であり、ｆ
Δは、例えば、その２％というふうに、送信記号データ
速度の数値の小さな小数である。それ故、例えば、デー
タ記号速度が８キロ記号／秒である場合には、Ｔ_d＝
０．１２５ｍｓであり、ｆΔ＝１６０Ｈｚ（記号／秒）
である。

【００２０】マルチプライヤ５０の計算結果は、複合記
号ｃ_m（ｎ）であり、従来の送信回路５２およびアンテ
ナ５５に供給される。信号を反映している記号ｃ
_m（ｎ）は、（チャネル・コーダ２０を補足している）
チャネル・デコーダを持っている従来の一本アンテナの
受信機に向けて、アンテナ５５によって実質的に同時に
送信される。それ故、例示としての第一の実施例は、複
数のＢという数の基地局によってデータ記号を平行送信
し、この場合、送信前に各記号に一意の複合関数が掛け
合わされる。

【００２１】図３は、図２の例示としての第一の実施例
と一緒に使用するための例示としての従来の受信機を示
す。この受信機は、アンテナ６０および送信アンテナ５
５からの送信信号、ｓ（ｎ）を受信するための（例え
ば、低雑音アンプ、高周波／中間周波帯域フィルタおよ
び整合フィルタからなる）従来のフロントエンド受信回
路６２からなっている。信号ｓ（ｎ）は下記の式で表さ
れる。

【数９】 式中、Ｍは送信アンテナ５５の総数であり、Ａ_m（ｎ）
およびΘ_m（ｎ）は上記のものを表し、β_m（ｎ）はｍ本
の各マルチパス・チャネルの複合フェージングであり、
ｕ（ｎ）は上記のものを表し、ｖ（ｎ）は複合添加ホワ
イト・ガウス雑音成分である。（もちろん、式（４）
は、単に受信機が実際に受信する信号に対するモデルで
あり、本発明の目的にためには、式（４）を計算する必
要はない。）

【００２２】信号ｓ（ｎ）は、４−ＤＰＳＫ復調器６５
に送られる。２−ＤＰＳＫ復調器６５の出力、ａ＾
（ｎ）は送信機のチャネル・エンコーダ２０の出力の推
定値である。（「＾」は推定値を示す。） 復調器６５
は下記の式に従ってａ＾（ｎ）を供給する。

【数１０】 式中、ｓ^*はｓの複素共役である。複合記号ａ＾（ｎ）
は、（チャネル・コーダ２０を補足する）従来のチャネ
ル・デコーダ７０に供給され、このチャネル・デコーダ
は解読した情報信号の推定値、ｘ（ｉ）を供給する。情
報信号の推定値、ｘ（ｉ）は情報シンク７５に供給さ
れ、この情報シンクは、例えば、デジタル・アナログ変
換、増幅およびラウドスピーカのようなトランスジュー
サに送るなどのような必要とする任意の方法で、情報を
利用する。

【００２３】本発明の例示としての第一の実施例は、従
来のペアのインタリーバ／デインタリーバを設置するた
めに拡張することができる。図４参照。すでに説明した
ように、従来のゆっくりとしたフェージング・システム
内にペアのインタリーバ／デインタリーバを使用する
と、大きな送信の遅れを生じる場合がある。このこと
は、インタリーバが多くの記号（すなわち、記号データ
速度の逆数を掛けた場合に、予想されたフェージングの
持続時間より遥かに長い持続時間を持つ多数の記号）に
対して作動しなければならならないので、有益なもので
ある。例えば、従来のチャネル・コードを使用する場合
には、インタリーバは、予想されたフェージングの持続
時間の１０倍に等しい多数のサンプルに対して動作する
ことになる。従来のデインタリーバは、上記のすべての
記号を受信するまで、デインターリービングを行うこと
ができない。このことにより遅延が起こる。本発明の例
示としての第一の実施例の場合には、フェージングがよ
り早くなるので、より小型のペアのインタリーバ／デイ
ンタリーバを使用することができる。その結果、ゆっく
りしたフェージングのチャネルと比較すると、遅延が短
くなり性能が向上する。本発明の例示としての第一の実
施例は、空間（すなわち、アンテナ）ダイバーシティを
行っている従来の多重アンテナ受信機と有利に組み合わ
せることができる。受信機としては、送信機内で使用さ
れているものの補足をするチャネル・デコーダ回路を使
用するだけでいい。

【００２４】＜第二の実施例＞図５に、本発明の例示と
しての第二の実施例を示す。本発明の例示としての第一
の実施例と同様に、各基地局は受信機に送信するための
デジタル情報信号、ｘ（ｉ）を供給する情報源１０を含
んでいる。チャネル・コーダ８５は、例えば、ブロック
長がＮ＝２である従来の１／２速度の反復コードのよう
な例示としてのブロック・コードを供給する。チャネル
・コーダ８５によって供給された反復コードは、コード
記号ｄ（ｎ）∈［−１，１］を発生する。この記号は、
時間ｎの時のコーダ８５の出力が、両方ともｄ（ｎ）に
等しい二つの記号、ａ₁（ｎ）およびａ₂（ｎ）からなる
ように反復して使用される。

【００２５】コード記号、ａ₁（ｎ）およびａ₂（ｎ）
は、グレイ・コーダ９０を使用して、４−ＰＳＫコンス
テレーションにマップされる。グレイ・コーダ９０の出
力は、下記の式によって表される。

【数１１】 この出力、α（ｎ）はマルチプライヤ３５に供給され、
そこで二つの記号単位遅延装置９５によって重みをつけ
られる。この加重により、下記の式に従って４−ＤＰＳ
Ｋコンステレーション・マッピング９７が行われる。

【数１２】 各基地局に対しては、４−ＤＰＳＫコンステレーション
・マッピング、ｕ（ｎ）の結果がマルチプライヤ５０、
送信回路５２および関連アンテナ５５に供給される。

【００２６】一般的にいって、各コード語が（ｎ、ｎ＋
１、．．．ｎ＋Ｎ−１で表される時間指数を持ってい
る）Ｎ個の記号からなるブロック・コードの場合には、
各マルチプライヤがＭ番目の基地局のアンテナに送信さ
れる信号に対して、位相をΘ_ｍだけシフトする。コード
語の最初のＭ記号までに、ｍ番目のマルチプライヤによ
って加えられる位相シフトΘは、下記の式で表される。

【数１３】 Ｍを超えるコード語のすべての記号に対しては（すなわ
ち、Ｍ＜Ｎ）、ｍ番目のマルチプライヤによって与えら
れる位相シフトΘ_ｍ（ｌ）は、下記の式で表される。

【数１４】 式中、ｌは時間指数であり、ｋおよびｎ’は下記の式を
満足させる整数である。

【数１５】

【００２７】この位相技術は、Ｍ個の相関関係のない記
号と、Ｎ−Ｍ個の部分的に相関関係のない記号を供給す
る。本発明の第一の実施例の場合と同様に、この実施例
は、従来のペアのインタリーバ／デインタリーバを設置
して拡張することができる。この場合、ペアのインタリ
ーバ／デインタリーバは、Ｎ−Ｍ個の部分的に相関関係
のない送信記号の相関関係をさらに失わせる。

【００２８】上記の例示としての第二の実施例の場合に
は、第一の基地局の第一のマルチプライヤ５０は、Θ₁
（ｎ）＝Θ₁（ｎ＋１）＝０の位相シフトを行うが、一
方、第二の基地局の第二のマルチプライヤ５０は、Θ₂
（ｎ）＝０およびΘ₂（ｎ＋１）＝πの位相シフトを行
う。これらの各マルチプライヤは、１の振幅Ａ_m（ｌ）
を与える。受信機が受信した信号、ｓは下記の式によっ
て表される。

【数１６】 式中、β₁（ｎ）およびβ₂（ｎ）は、複合フェージング
係数、Ｔはサンプリング・インターバル、ｖ（ｎ）は添
加ホワイト・ガウス雑音成分である。フェージング係
数、β₁（ｎ）およびβ₂（ｎ）は、平均値が０である個
々に同じように分布している複合ガウス・ランダム変数
である。

【００２９】受信信号、ｓの複合エンベロープは下記の
式で表される。

【数１７】 この実施例の場合には、数値ｒ（ｎ）およびｒ（ｎ＋
１）は全く相関関係を持っていない。図６は、図５の例
示としての第二の実施例と一緒に使用するための例示と
しての受信機である。この受信機は、アンテナ６０およ
び各基地局の送信機Ｂ１およびＢ２の送信アンテナ５５
からの送信信号、ｓ（ｎ）を受信するための従来のフロ
ントエンド受信回路６２からなっている。信号、ｓ
（ｎ）は式（１２）で示される。

【００３０】信号、ｓ（ｎ）は、４−ＤＰＳＫ復調器１
００に送られる。４−ＤＰＳＫ復調器１００の出力、ａ
_1、2（ｎ）は、基地局の送信機のチャネル・エンコーダ
８５の出力の推定値である。（「．」は推定値を示
す。）復調器１００は、下記式に従ってｚ（ｎ）を提供
する。

【数１８】 式中、ｓ^*はｓの復素共役である。複合記号ｚ（ｎ）
は、下記のようにａ１、２（ｎ）に対して数値を供給す
るために、復調器１００によってさらに処理される。

【数１９】 その後で、 ａ＾_1,2（ｎ）の数値は、（チャネル・コー
ダ８５を補足する）チャネル・デコーダ１１０へ送ら
れ、このデコーダは下記に従って、解読した情報信号、
ｘ（ｉ）を供給する。 （ｉ）数値Ｕ（ｎ）＝ａ＾₁（ｎ）＋ａ＾₂（ｎ）を形成
し、（ｉｉ）下記のようにａ＾（ｎ）を決定する。

【数２０】 及び、（ｉｉｉ）ｘ（ｉ）を供給するために、ｄ￣
（ｎ）を従来技術により解読する。情報信号推定値、ｘ
（ｉ）は情報シンク７５に供給され、この方法シンクは
必要な方法で、情報を利用する。

【００３１】第二の実施例のついての上記の説明は、
Ｎ，Ｍ＝２の場合の例示を含んでいる。Ｎ＞Ｍである場
合には、式（９）−（１１）がさらに広く適用できるこ
とが分かる。例えば、Ｎ＝４で、Ｍ＝２である場合に
は、第一のマルチプライヤ５０は位相のシフトは行わず
（すなわち、ｕ（ｎ）ｘ１になり）、第二のマルチプラ
イヤは各ブロックに対して、Θ₂（ｎ）＝０、Θ₂（ｎ＋
１）＝π、Θ₂（ｎ＋２）＝π／２、およびΘ₂（ｎ＋
３）＝３π／２の位相シフトを行う。この場合、受信機
が受信する信号は、以下のように表される。

【数２１】 受信信号の複合エンベロープが下記の式で表される。

【数２２】 （Ｎ＝４およびＭ＝２である）この特定の実施例の場合
には、ｒ（ｎ）およびｒ（ｎ＋１）は、ｒ（ｎ＋２）お
よびｒ（ｎ＋３）のように相関関係がない。数値ｒ（ｎ
＋２）およびＲ（ｎ＋３）は、部分的にｒ（ｎ）および
ｒ（ｎ＋１）との相関関係を失っている。従来のペアの
インタリーバ／デインタリーバを使用すると、上記の四
つの数値すべてがほぼ相関関係を持たなくなる。本発明
による位相のへ変化をおこさない、非常に遅いフェージ
ング・チャネルの場合には、これら四つの数値すべて
は、すなわち、ｒ（ｎ）、ｒ（ｎ＋１）、ｒ（ｎ＋２）
およびｒ（ｎ＋３）は、高い相関関係を持っていて、サ
イズの大きいインタリーバを必要とする。本実施例を使
用すれば、インタリーバの動作により、四つの数値の中
の二つの相関関係をなくせばよい。それ故、インターリ
ービングによる遅延を係数一つ分または二つ分以上軽減
することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】空間内で深いフェージングが起きている特定の
地点にある二つの基地局の二本の送信アンテナからの二
つの信号の位相差である。

【図２】本発明の例示としての第一の実施例である。

【図３】例示としての第一の実施例の受信機である。

【図４】それぞれ一組のインタリーバ／デインタリーバ
を設置するために拡張した、図２および図３の例示とし
ての実施例である。

【図５】本発明の例示としての第二の実施例である。

【図６】例示としての第二の実施例で使用する受信機で
ある。

Claims (24)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 それぞれが基地局に設置されている、Ｍ
   本の複数のアンテナを使用する受信機にデジタル信号情
   報を送信する方法であって、 一つまたはそれ以上の記号を発生するために、デジタル
   信号にチャネル・コードを適用するステップと、各基地
   局で、一つの記号のコピーを提供するステップと、 Ｍ個の加重記号コピーを形成するために、異なる時変関
   数で記号のＭ個の各コピーに重みをつけるステップと、 それぞれが基地局に設置されているＭ本の異なるアンテ
   ナにより、Ｍ個の加重記号の個々のコピーに基づいてＭ
   個の信号を実質的に同時に送信するステップとを含む方
   法。
2. 【請求項２】 チャネル・コードを適用するステップ
   が、従来のコードを適用するステップを含む請求項１に
   記載の方法。
3. 【請求項３】 チャネル・コードを適用するステップ
   が、ブロック・コードを適用するステップを含む請求項
   １に記載の方法。
4. 【請求項４】 各時変関数が、記号に振幅利得を供給す
   る請求項１に記載の方法。
5. 【請求項５】 振幅利得が、 【数１】 で示される請求項４に記載の方法。
6. 【請求項６】 各時変関数が、記号に位相シフトを提供
   する請求項１に記載の方法。
7. 【請求項７】 記号に与えられた位相シフトが、送信記
   号データ速度に基づいている請求項６に記載の方法。
8. 【請求項８】 ｍ番目のアンテナに対するｎ番目の記号
   へ適用された位相シフトが下記式で表される請求項６に
   記載の方法。 【数２】 式中、ｆΔは送信記号データ速度の小数であり、Ｔ_dは
   送信記号データ速度の逆数である。
9. 【請求項９】 ｍ番目のアンテナに対するｎ番目の記号
   に適用された位相シフトΘ_m（ｌ）が、 【数３】 で表され、 式中、ｋおよびｎ’が下記の式、 【数４】 を満足させる整数である、請求項６に記載の方法。
10. 【請求項１０】 インタリーバで複数の記号を処理する
    ステップをさらに含む請求項１に記載の方法。
11. 【請求項１１】 コンステレーション・マッパーで記号
    を処理するステップをさらに含む請求項１に記載の方
    法。
12. 【請求項１２】 コンステレーション・マッパーがＤＰ
    ＳＫコンステレーション・マッパーからなる請求項１１
    に記載の方法。
13. 【請求項１３】 コンステレーション・マッパーがＰＳ
    Ｋコンステレーション・マッパーからなる請求項１１に
    記載の方法。
14. 【請求項１４】 受信機へ信号を送信するための無線通
    信システム用の送信機であって、 それぞれがデジタル情報信号を受信し、上記のデジタル
    情報信号に基づいて一つまたはそれ以上の記号を発生す
    るための複数の基地局と、 各チャネル・コーダに接続していて、上記の各基地局に
    設置されている、それぞれが個々の時変関数で記号に重
    みをつける情報記号加重手段と、 加重記号に基づいてＭ個の信号を、実質的に同時に送信
    するための、上記の記号加重手段に接続しているアンテ
    ナとからなる送信機。
15. 【請求項１５】 受信機に送信される信号が、電話ネッ
    トワークからなる情報源によって送信機に供給される請
    求項１４に記載の送信機。
16. 【請求項１６】 チャネル・コーダが、重畳チャネル・
    コーダからなる請求項１４に記載の送信機。
17. 【請求項１７】 チャネル・コーダが、ブロック・コー
    ド・チャネル・コーダからなる請求項１４に記載の送信
    機。
18. 【請求項１８】 Ｍ個の情報記号加重手段の一つまたは
    それ以上が、個々の時変関数を適用するマルチプライヤ
    からなる請求項１４に記載の送信機。
19. 【請求項１９】 時変関数が、記号に位相シフトを行う
    請求項１４に記載の送信機。
20. 【請求項２０】 個々の時変関数が、記号に振幅利得を
    提供する請求項１４に記載の送信機。
21. 【請求項２１】 さらに、記号を受信し、複数の加重手
    段にマップした記号を供給するために接続しているコン
    ステレーション・マッパーからなる請求項１４に記載の
    送信機。
22. 【請求項２２】 コンステレーション・マッパーがＰＳ
    Ｋコンストレーション・マッパーからなる請求項２１に
    記載の送信機。
23. 【請求項２３】 コンステレーション・マッパーがＤＰ
    ＳＫコンストレーション・マッパーからなる請求項２１
    に記載の送信機。
24. 【請求項２４】 さらに、複数のインターリーブされた
    記号を発生するために、チャネル・コーダに接続してい
    るインタリーバからなる請求項１４に記載の送信機。