JPH09154285A

JPH09154285A - 電源装置

Info

Publication number: JPH09154285A
Application number: JP7310268A
Authority: JP
Inventors: Toshiya Kamiie; 敏也神舎; Akinori Hiramatsu; 明則平松; Masanori Mishima; 正徳三嶋
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1995-11-29
Filing date: 1995-11-29
Publication date: 1997-06-10

Abstract

(57)【要約】【課題】インバータ回路にかかる電圧ストレス及び電
流ストレスを低減可能とし、装置の小型化及びコストダ
ウン可能であると共に、入力力率改善可能、入力電流歪
み改善可能、電源投入時の突入電流の抑制可能な電源装
置を提供する。【解決手段】平滑コンデンサＣ１を含むと共に交流電
源Ｖｓを整流する整流器ＤＢの直流電力出力の谷部を谷
埋めする谷埋め電源回路３と、負荷４への供給電力の直
流成分をカットする直流成分カット用コンデンサＣ３
と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路とを少なく
とも備え、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の交互のオンオ
フにより負荷４に高周波電力を供給するインバータ回路
２を備え、交流電源Ｖｓが投入されてからインバータ回
路２の発振開始までの間は、直流成分カット用コンデン
サＣ３へ充電される電荷量を略零とした。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する利用分野】本発明は電源装置に関するも
のであり、更に詳しくは、交流電源を整流して得られる
直流出力を交流電力に変換して負荷に供給する電源装置
に関する。

【０００２】

【従来の技術】

（従来例１）本発明に係る第１従来例として、特開昭５
９ー２２００８１号公報に示したものがあり、その概略
回路図を図１９に、その動作波形図を図２０に示す。

【０００３】本回路は、交流電源Ｖｓをフィルター回路
Ｆを介して整流器ＤＢで整流して得られる直流出力を、
インバータ回路２で交流電力に変換して負荷である放電
灯Ｌａに供給する電源装置である。

【０００４】ここでフィルター回路Ｆは、交流電源Ｖｓ
の一端に接続されたインダクタンス素子Ｌ３と、インダ
クタンス素子Ｌ３を介して交流電源Ｖｓの両端に並列接
続されたコンデンサＣ５とから構成される。インバータ
回路２は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列接続と、
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列接続の両端に並列接
続されたコンデンサＣ２と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ
２の直列接続の両端に並列接続されたダイオードＤ２，
インダクタンス素子Ｌ１，平滑コンンデンサＣ１の直列
接続と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接点及びダイオ
ードＤ２，インダクタンス素子Ｌ１の接点間に接続され
たダイオードＤ１と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接
点及び整流器ＤＢの正の出力端子間に接続された負荷
４，直流成分カット用コンデンサＣ３の直列接続とから
構成され、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２とが交互にオン
オフを繰り返すことにより負荷である放電灯Ｌａを高周
波点灯させるハーフブリッジ式インバータ回路である。
なお、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は制御回路５により
制御される。また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，イン
ダクタンス素子Ｌ１，部分平滑コンデンサＣ１，ダイオ
ードＤ１，Ｄ２からインバータ回路２に直流電圧を供給
する谷埋め電源回路３が構成される。負荷４は、部分平
滑コンデンサＣ１及び整流器ＤＢの正の出力端子間に接
続されたトランスＴの１次巻線ｎ１，インダクタンス素
子Ｌ２の直列接続と、トランスＴの１次巻線ｎ１の両端
に並列接続された共振用コンデンサ（以下、コンデンサ
と呼ぶ。）Ｃ４と、トランスＴの２次巻線ｎ２の両端に
並列接続された放電灯Ｌａとから構成される。更に、直
流成分カット用コンデンサＣ３，インダクタンス素子Ｌ
２，トランスＴの１次巻線ｎ１もしくはコンデンサＣ４
からなる直列接続により、インバータ回路２の高周波出
力の一部を整流器ＤＢの出力端に帰還する高周波出力帰
還手段を構成する。

【０００５】以下に簡単に動作を説明する。まず、交流
電源Ｖｓの山部近傍（Ｖｓ≧Ｖｃ２）での動作を簡単に
説明する。

【０００６】スイッチング素子Ｑ１がオン、スイッチン
グ素子Ｑ２がオフすると、交流電源Ｖｓ→フィルター回
路Ｆ→整流器ＤＢ→スイッチング素子Ｑ１→ダイオード
Ｄ１→インダクタンス素子Ｌ１→部分平滑コンデンサＣ
１→整流器ＤＢ→フィルター回路Ｆ→交流電源Ｖｓの経
路で入力電流が流れると共に、インダクタンス素子Ｌ２
→コンデンサＣ４，トランスＴの１次巻線ｎ１→スイッ
チング素子Ｑ１→直流成分カット用コンデンサＣ３→イ
ンダクタンス素子Ｌ２の経路で共振電流が流れる。スイ
ッチング素子Ｑ１がオフ、スイッチング素子Ｑ２がオン
すると、インダクタンス素子Ｌ１→部分平滑コンデンサ
Ｃ１→スイッチング素子Ｑ２→ダイオードＤ１→インダ
クタンス素子Ｌ１の経路でインダクタンス素子Ｌ１の回
生電流が流れると共に、インダクタンス素子Ｌ２→コン
デンサＣ４，トランスＴの１次巻線ｎ１→コンデンサＣ
２→スイッチング素子Ｑ２→直流成分カット用コンデン
サＣ３→インダクタンス素子Ｌ２の経路で共振電流、つ
まりインダクタンス素子Ｌ２の回生電流が流れる。やが
てインダクタンス素子Ｌ２を流れる共振電流の向きが反
転してコンデンサＣ２→コンデンサＣ４，トランスＴの
１次巻線ｎ１→インダクタンス素子Ｌ２→直流成分カッ
ト用コンデンサＣ３→スイッチング素子Ｑ２→コンデン
サＣ２の経路で流れる。そして、スイッチング素子Ｑ１
がオン、スイッチング素子Ｑ２がオフすると、交流電源
Ｖｓ→フィルター回路Ｆ→整流器ＤＢ→スイッチング素
子Ｑ１→ダイオードＤ１→インダクタンス素子Ｌ１→部
分平滑コンデンサＣ１→整流器ＤＢ→フィルター回路Ｆ
→交流電源Ｖｓの経路で入力電流が流れると共に、イン
ダクタンス素子Ｌ２→直流成分カット用コンデンサＣ３
→スイッチング素子Ｑ１→コンデンサＣ４，トランスＴ
の１次巻線ｎ１→インダクタンス素子Ｌ２の経路で共振
電流、つまりインダクタンス素子Ｌ２の回生電流が流れ
る。

【０００７】この場合、コンデンサＣ２は交流電源Ｖｓ
より充電されるので、コンデンサＣ２の両端電圧Ｖｃ２
の波形は図２０（ａ）に示す様に交流電源Ｖｓの変化に
対して略相似形となる。また、図２０（ｂ）に示す様
な、交流電源Ｖｓの変化に対して略相似形の波形を有す
る入力電流Ｉｉｎは、上述の様にスイッチング素子Ｑ１
のオンの時のみ流れ、その電流をフィルター回路Ｆでフ
ィルタリングすると、図２０（ｂ）に示す様な、導通角
の広い入力電流Ｉｉｎが得られ、よって入力力率を改善
することが可能である。ランプ電流ＩＬａは、図２０
（ｃ）に示す様に、コンデンサＣ２の両端電圧Ｖｃ２の
変化に対して略相似形の包絡線を有する交流の高周波電
流波形となる。

【０００８】次に、交流電源Ｖｓの谷部近傍（Ｖｓ≦Ｖ
ｃ２）での動作を簡単に説明する。スイッチング素子Ｑ
１がオン、スイッチング素子Ｑ２がオフすると、部分平
滑コンデンサＣ１→インダクタンス素子Ｌ１→ダイオー
ドＤ２→コンデンサＣ２→部分平滑コンデンサＣ１の経
路で谷埋め電流が流れると共に、インダクタンス素子Ｌ
２→コンデンサＣ４，トランスＴの１次巻線ｎ１→スイ
ッチング素子Ｑ１→直流成分カット用コンデンサＣ３→
インダクタンス素子Ｌ２の経路で共振電流が流れる。ス
イッチング素子Ｑ１がオフ、スイッチング素子Ｑ２がオ
ンすると、部分平滑コンデンサＣ１→インダクタンス素
子Ｌ１→ダイオードＤ２→コンデンサＣ２→部分平滑コ
ンデンサＣ１の経路で谷埋め電流が流れると共に、イン
ダクタンス素子Ｌ２→コンデンサＣ４，トランスＴの１
次巻線ｎ１→コンデンサＣ２→スイッチング素子Ｑ２→
直流成分カット用コンデンサＣ３→インダクタンス素子
Ｌ２の経路で共振電流、つまりインダクタンス素子Ｌ２
の回生電流が流れる。やがてインダクタンス素子Ｌ２を
流れる共振電流の向きが反転してコンデンサＣ２→コン
デンサＣ４，トランスＴの１次巻線ｎ１→インダクタン
ス素子Ｌ２→直流成分カット用コンデンサＣ３→スイッ
チング素子Ｑ２→コンデンサＣ２の経路で流れる。そし
て、スイッチング素子Ｑ１がオン、スイッチング素子Ｑ
２がオフすると、部分平滑コンデンサＣ１→インダクタ
ンス素子Ｌ１→ダイオードＤ２→コンデンサＣ２→部分
平滑コンデンサＣ１の経路で谷埋め電流が流れると共
に、インダクタンス素子Ｌ２→直流成分カット用コンデ
ンサＣ３→スイッチング素子Ｑ１→コンデンサＣ４，ト
ランスＴの１次巻線ｎ１→インダクタンス素子Ｌ２の経
路で共振電流、つまりインダクタンス素子Ｌ２の回生電
流が流れる。

【０００９】この場合、コンデンサＣ２は部分平滑コン
デンサＣ１，負荷４に徐々に電荷を放電するので、コン
デンサＣ２の両端電圧Ｖｃ２の波形は図２０（ａ）に示
す様に徐々に低下していき、また、図２０（ｂ）に示す
様に入力電流Ｉｉｎは流れない。ランプ電流ＩＬａは、
図２０（ｃ）に示す様に、コンデンサＣ２の両端電圧Ｖ
ｃ２の変化に対して略相似形の包絡線を有する交流の高
周波電流波形となる。

【００１０】ところで、上述の様に、部分平滑コンデン
サＣ１はスイッチング素子Ｑ１がオンした時にしか充電
されず、また部分平滑コンデンサＣ１の充電経路にはイ
ンダクタンス素子Ｌ１が挿入されているので、図２０
（ａ）に示す様に、部分平滑コンデンサＣ１の両端電圧
Ｖｃ１は交流電源Ｖｓを整流したピーク電圧よりも低い
値となる。よって、コンデンサＣ２の両端電圧Ｖｃ２の
波形は、図２０（ａ）に示す様なリップルを含む電圧波
形となり、ランプ電流ＩＬａの波形も図２０（ｃ）に示
す様にコンデンサＣ２の両端電圧Ｖｃ２の変化に追従し
たリップルを含む電流波形となる。

【００１１】（従来例２）本発明に係る第２従来例とし
て、特願平６ー２９１７５１号公報に示したものがあ
り、その概略回路図を図２１に、その動作波形図を図２
２に示す。

【００１２】図１９に示した第１従来例と異なる点は、
整流器ＤＢの正の出力端子及びスイッチング素子Ｑ１の
高電位側との間にコンデンサＣ６，ダイオードＤ３の並
列回路を挿入したことであり、その他の第１従来例と同
一構成には同一符号を付すことより説明を省略する。

【００１３】本回路は、交流電源Ｖｓの１周期のほぼ全
区間にわたり、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフ
に応じて交流電源Ｖｓからインバータ回路２へ電流が供
給されるため、図２２（ｂ）に示す様に入力電流Ｉｉｎ
の波形を略正弦波状にすることが可能となり、従って、
入力力率が高力率で且つ入力電流波形歪の改善が可能と
なり、高調波成分を大幅に低減することが可能となる。

【００１４】ところで、本従来例の場合では、インバー
タ回路２の共振系は交流電源Ｖｓの大きさに応じて変化
する。交流電源Ｖｓの山部近傍では、共振系はインダク
タンス素子Ｌ２，コンデンサＣ４，トランスＴの１次巻
線ｎ１，放電灯Ｌａとなり、交流電源Ｖｓの谷部近傍で
は、共振系はインダクタンス素子Ｌ２，コンデンサＣ
４，トランスＴの１次巻線ｎ１，放電灯Ｌａ，コンデン
サＣ６となっている。そのため、図２２（ｃ）に示す様
なランプ電流ＩＬａが、交流電源Ｖｓのピーク近傍とゼ
ロクロス近傍とで各々最大値に近づく様になる。つま
り、コンデンサＣ２の両端電圧Ｖｃ２と交流電源Ｖｓと
の大きさに反比例する共振回路を組み合わせることによ
り、出力の低周波リップルを大幅に低減している。従っ
て、ランプ電流ＩＬａのクレストファクタＣＦ（＝ピー
ク値／実効値）も改善され、それに伴ってランプ力率が
改善され、ランプの発光効率も改善される。

【００１５】なお、上記第１及び第２従来例のいずれに
於いても、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のいずれかがオ
ンしない限り部分平滑コンデンサＣ１の充電電流が流れ
ないため、電源投入時の突入電流を抑制することが可能
となる。

【００１６】

【発明が解決しようとする課題】しかし、上記第１、第
２従来例には以下に示す様な（１）〜（３）の問題点が
生じる。

【００１７】（１）電源投入されてからインバータ回
路２が発振を開始するまでの間は、容量の大きな部分平
滑コンデンサＣ１への充電経路が存在しないため、回路
全体のインピーダンスが瞬間的に高くなり、図２３
（ａ）に示す様な電源投入時に発生するスイッチサージ
等で発生した過電圧コンデンサＣ２の両端電圧Ｖｃ２
（図２３（ｂ）に示す）が、インバータ回路２に印加さ
れてしまう。これを回避するには高耐圧の電子部品及び
半導体素子などが必要となり、装置の大型化及びコスト
アップなどを招いてしまう。

【００１８】（２）電源投入されてインバータ回路２
が発振を開始すると、スイッチング素子Ｑ１のオン時に
部分平滑コンデンサＣ１は充電するが、部分平滑コンデ
ンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１が定常時の電位に至るまで
は、部分平滑コンデンサＣ１の充電経路の直流インピー
ダンス値が低いため、スイッチング素子Ｑ１，ダイオー
ドＤ１を介して大きな電流が流れ、半導体素子に大きな
ストレスがかかってしまう。これを回避するには電流容
量の高い半導体素子が必要となり、装置の大型化及びコ
ストアップなどを招いてしまう。

【００１９】（３）電源投入されてからインバータ回
路２が発振を開始するまでの間は、図１９に示す回路
は、図２５に示す様な回路と等価となる。この等価回路
での交流電源Ｖｓ→フィルター回路Ｆ→整流器ＤＢ→コ
ンデンサＣ４，トランスＴの１次巻線ｎ１→インダクタ
ンス素子Ｌ２→直流成分カット用コンデンサＣ３→ダイ
オードＤ１→インダクタンス素子Ｌ１→部分平滑コンデ
ンサＣ１→整流器ＤＢ→フィルター回路Ｆ→交流電源Ｖ
ｓの経路の直流インピーダンス要素としては部分平滑コ
ンデンサＣ１と直流成分カット用コンデンサＣ３とが存
在する。ところが、部分平滑コンデンサＣ１の容量は直
流成分カット用コンデンサＣ３の容量に比べて極めて大
きいため、フィルター回路Ｆ，整流器ＤＢを介した交流
電源Ｖｓはほとんど直流成分カット用コンデンサＣ３に
印加される。一方、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がデュ
ーティ比５０％で発振をしている定常状態では、コンデ
ンサＣ２の両端電圧Ｖｃ２の略半分の電圧が常に直流成
分カット用コンデンサＣ３に印加されている。

【００２０】つまり、電源投入されてからインバータ回
路２が発振を開始するまでの間と、インバータ回路２が
発振を開始してから定常状態に至るまでの間とでは、直
流成分カット用コンデンサＣ３の両端電圧Ｖｃ３には大
きな差が発生する。よって、インバータ回路２が発振を
開始すると、スイッチング素子Ｑ１のオン時に直流成分
カット用コンデンサＣ３に充電された余分な電荷が放出
されるため、図２６に示す様な直流成分カット用コンデ
ンサＣ３→インダクタンス素子Ｌ２→コンデンサＣ４，
トランスＴの１次巻線ｎ１→スイッチング素子Ｑ１→直
流成分カット用コンデンサＣ３の経路で、図２４（ｂ）
に示す様な大きな電流Ｉ１が流れることになり、スイッ
チング素子Ｑ１に大きなストレスがかかってしまう。こ
れを回避するには電流容量の高い半導体素子が必要とな
り、装置の大型化及びコストアップなどを招いてしま
う。

【００２１】本発明では、上記問題点に鑑みてなされた
ものであり、その目的とするところは、インバータ回路
２にかかる電圧ストレス及び電流ストレスを低減可能と
し、装置の小型化及びコストダウン可能であると共に、
入力力率改善可能、入力電流歪み改善可能、電源投入時
の突入電流の抑制可能な電源装置を提供することであ
る。

【００２２】

【課題を解決するための手段】上記問題点を解決するた
めに、請求項１記載の発明によれば、少なくとも部分平
滑コンデンサを含むと共に交流電源を整流する整流器の
直流電力出力の谷部を谷埋めする谷埋め電源回路と、負
荷への供給電力の直流成分をカットする直流成分カット
用コンデンサと、少なくとも１つのスイッチング素子と
を備え、前記スイッチング素子のオンオフにより前記負
荷に高周波電力を供給するインバータ回路を備える電源
装置に於いて、交流電源が投入されてから前記インバー
タ回路の発振開始までの間は、前記直流成分カット用コ
ンデンサへ充電される電荷量は略零とすることを特徴と
する。

【００２３】請求項２記載の発明によれば、交流電源が
投入されてから前記インバータ回路の発振開始までの間
は、前記直流成分カット用コンデンサへ充電される電荷
量を略零とする手段は、スイッチング素子と、前記部分
平滑コンデンサの充電方向に対して逆向きに接続された
ダイオードとからなることを特徴とする。

【００２４】請求項３記載の発明によれば、部分平滑コ
ンデンサの充電電流を限流する限流要素を設けたことを
特徴とする。

【００２５】請求項４記載の発明によれば、少なくとも
部分平滑コンデンサを含むと共に交流電源を整流する整
流器の直流電力出力の谷部を谷埋めする谷埋め電源回路
と、負荷への供給電力の直流成分をカットする直流成分
カット用コンデンサと、少なくとも１つのスイッチング
素子とを備え、前記スイッチング素子のオンオフにより
前記負荷に高周波電力を供給するインバータ回路を備え
る電源装置に於いて、部分平滑コンデンサの充電電流を
限流する限流要素を設けたことを特徴とする。

【００２６】請求項５記載の発明によれば、交流電源が
投入されてから前記インバータ回路の発振開始までの間
に、前記部分平滑コンデンサを所定値まで充電する充電
回路を設けたことを特徴とする。

【００２７】請求項６記載の発明によれば、少なくとも
部分平滑コンデンサを含むと共に交流電源を整流する整
流器の直流電力出力の谷部を谷埋めする谷埋め電源回路
と、負荷への供給電力の直流成分をカットする直流成分
カット用コンデンサと、少なくとも１つのスイッチング
素子とを備え、前記スイッチング素子のオンオフにより
前記負荷に高周波電力を供給するインバータ回路を備え
る電源装置に於いて、交流電源が投入されてから前記イ
ンバータ回路の発振開始までの間に、前記部分平滑コン
デンサを所定値まで充電する充電回路を設けたことを特
徴とする。

【００２８】請求項７記載の発明によれば、限流要素は
インピーダンス素子であることを特徴とする。

【００２９】請求項８記載の発明によれば、限流要素は
サーミスタであることを特徴とする。

【００３０】請求項９記載の発明によれば、充電回路
は、前記部分平滑コンデンサよりも小さい容量を有する
第１のコンデンサを含んでなることを特徴とする。

【００３１】請求項１０記載の発明によれば、第１のコ
ンデンサの両端電圧は、前記スイッチング素子を制御す
る制御回路の制御電源とすることを特徴とする。

【００３２】請求項１１記載の発明によれば、第１のコ
ンデンサの充電電荷の放電用素子を設けたことを特徴と
する。

【００３３】請求項１２記載の発明によれば、放電用素
子はインピーダンス素子であることを特徴とする。

【００３４】請求項１３記載の発明によれば、放電用素
子はサーミスタであることを特徴とする。

【００３５】請求項１４記載の発明によれば、インバー
タ回路は、前記整流器の出力端に前記負荷を介して高周
波出力の一部を帰還する高周波出力帰還手段を含み構成
されるものであることを特徴とする。

【００３６】請求項１５記載の発明によれば、負荷は少
なくとも放電灯を含んでなることを特徴とする。

【００３７】請求項１６記載の発明によれば、負荷は少
なくとも放電灯と共振回路とを含んでなることを特徴と
する。

【００３８】請求項１７記載の発明によれば、スイッチ
ング素子は双方向スイッチング素子であることを特徴と
する。

【００３９】請求項１８記載の発明によれば、スイッチ
ング素子はボディーダイオードを有するものであること
を特徴とする。

【００４０】請求項１９記載の発明によれば、スイッチ
ング素子は逆並列接続ダイオードを有するものであるこ
とを特徴とする。

【００４１】請求項２０記載の発明によれば、インバー
タ回路はハーフブリッジ式インバータ回路であることを
特徴とする。

【００４２】

【実施の形態】

（実施の形態１）本発明に係る第１の実施の形態の回路
図を図１に示す。

【００４３】図１９に示した第１従来例と異なる点は、
インダクタンス素子Ｌ１，部分平滑コンデンサＣ１の直
列接続の両端にダイオードＤ４を逆並列接続し、ダイオ
ードＤ１のアノード端子とスイッチング素子Ｑ２，直流
成分カット用コンデンサＣ３の接点との間にダイオード
Ｄ５を接続し、スイッチング素子Ｑ１，ダイオードＤ５
の直列接続の両端にダイオードＤ６を逆並列接続したこ
とであり、その他の第１従来例と同一構成には同一符号
を付すことより説明を省略する。なお、本回路ではスイ
ッチング素子Ｑ１，Ｑ２にＭＯＳＦＥＴを用いている。

【００４４】次に動作を簡単に説明する。スイッチング
素子Ｑ１がオフ、スイッチング素子Ｑ２がオンすると、
交流電源Ｖｓ→フィルター回路Ｆ→整流器ＤＢ→コンデ
ンサＣ４，トランスＴの１次巻線ｎ１→インダクタンス
素子Ｌ２→直流成分カット用コンデンサＣ３→スイッチ
ング素子Ｑ２→整流器ＤＢ→フィルター回路Ｆ→交流電
源Ｖｓの経路で共振電流が流れ、インダクタンス素子Ｌ
２にエネルギーが蓄積される。そしてスイッチング素子
Ｑ１，Ｑ２ともオフすると、インダクタンス素子Ｌ２→
直流成分カット用コンデンサＣ３→ダイオードＤ６→コ
ンデンサＣ４，トランスＴの１次巻線ｎ１→インダクタ
ンス素子Ｌ２の経路でインダクタンス素子Ｌ２に蓄積さ
れていたエネルギーが放出され、共振電流が流れる。次
に、スイッチング素子Ｑ１がオン、スイッチング素子Ｑ
２がオフすると、直流成分カット用コンデンサＣ３→イ
ンダクタンス素子Ｌ２→コンデンサＣ４，トランスＴの
１次巻線ｎ１→スイッチング素子Ｑ１→ダイオードＤ５
→直流成分カット用コンデンサＣ３の経路で共振電流が
流れ、インダクタンス素子Ｌ２にエネルギーが蓄積され
ると共に、交流電源Ｖｓの山部近傍のみ、交流電源Ｖｓ
→フィルター回路Ｆ→整流器ＤＢ→スイッチング素子Ｑ
１→ダイオードＤ１→インダクタンス素子Ｌ１→部分平
滑コンデンサＣ１→整流器ＤＢ→フィルター回路Ｆ→交
流電源Ｖｓの経路で入力電流が流れる。そしてスイッチ
ング素子Ｑ１，Ｑ２ともオフすると、インダクタンス素
子Ｌ２→コンデンサＣ４，トランスＴの１次巻線ｎ１→
コンデンサＣ２→スイッチング素子Ｑ２のボディダイオ
ード（図示せず）→直流成分カット用コンデンサＣ３→
インダクタンス素子Ｌ２の経路でインダクタンス素子Ｌ
２に蓄積されていたエネルギーが放出され、共振電流が
流れる。

【００４５】つまり、電源投入されてからインバータ回
路２が発振を開始するまでの間は、スイッチング素子Ｑ
１，Ｑ２，ダイオードＤ５がオフしているので直流成分
カット用コンデンサＣ３には電荷は充電されず、インバ
ータ回路２の発振開始直後の直流成分カット用コンデン
サＣ３による過電流は発生しない。

【００４６】（実施の形態２）本発明に係る第２の実施
の形態の回路図を図２に示す。

【００４７】図１に示した第１の実施の形態と異なる点
は、インバータ回路２に於いて、負荷４を低圧側スイッ
チング素子Ｑ２の側に設けて、且つ図１に示すインバー
タ回路２と等価な構成としたことであり、その他の第１
の実施の形態と同一構成には同一符号を付すことにより
説明を省略する。

【００４８】つまり、インバータ回路２は、スイッチン
グ素子Ｑ１，ダイオードＤ５，Ｑ２の直列接続と、スイ
ッチング素子Ｑ１，ダイオードＤ５，スイッチング素子
Ｑ２の直列接続の両端に並列接続されたコンデンサＣ２
と、スイッチング素子Ｑ１，ダイオードＤ５，スイッチ
ング素子Ｑ２の直列接続の両端に並列接続されたインダ
クタンス素子Ｌ１，平滑コンンデンサＣ１，ダイオード
Ｄ２の直列接続と、ダイオードＤ５，スイッチング素子
Ｑ２の接点及び部分平滑コンデンサＣ１，ダイオードＤ
２の接点間に接続されたダイオードＤ１と、スイッチン
グ素子Ｑ１，ダイオードＤ５の接点及び整流器ＤＢの負
の出力端子間に接続された負荷４，直流成分カット用コ
ンデンサＣ３の直列接続と、インダクタンス素子Ｌ１，
部分平滑コンデンサＣ１の直列接続の両端に逆並列接続
されたダイオードＤ４と、ダイオードＤ５を介してスイ
ッチング素子Ｑ２の両端に逆並列接続されたダイオード
Ｄ６とから構成される。また、スイッチング素子Ｑ１，
Ｑ２，インダクタンス素子Ｌ１，部分平滑コンデンサＣ
１，ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ４〜Ｄ６からインバータ
回路２に直流電圧を供給する谷埋め電源回路３が構成さ
れる。

【００４９】（実施の形態３）本発明に係る第３の実施
の形態の回路図を図３に示す。

【００５０】図１に示した第１の実施の形態と異なる点
は、整流器ＤＢの正の出力端子及びスイッチング素子Ｑ
１の高電位側との間にコンデンサＣ６，ダイオードＤ３
の並列回路を挿入したことであり、その他の第１の実施
の形態と同一構成には同一符号を付すことより説明を省
略する。

【００５１】図２１に示した第２従来例と異なる点は、
インダクタンス素子Ｌ１，部分平滑コンデンサＣ１の直
列接続の両端にダイオードＤ４を逆並列接続し、ダイオ
ードＤ１のアノード端子とスイッチング素子Ｑ２，直流
成分カット用コンデンサＣ３の接点との間にダイオード
Ｄ５を接続し、スイッチング素子Ｑ１，ダイオードＤ５
の直列接続の両端にダイオードＤ６を逆並列接続したこ
とであり、その他の第２従来例と同一構成には同一符号
を付すことより説明を省略する。なお、本回路ではスイ
ッチング素子Ｑ１，Ｑ２にＭＯＳＦＥＴを用いている。

【００５２】次に動作を簡単に説明する。スイッチング
素子Ｑ１がオフ、スイッチング素子Ｑ２がオンすると、
コンデンサＣ２の両端電圧Ｖｃ２が整流器ＤＢの出力電
圧とコンデンサＣ６の両端電圧との総和よりも大きい場
合、コンデンサＣ２→コンデンサＣ６→コンデンサＣ
４，トランスＴの１次巻線ｎ１→インダクタンス素子Ｌ
２→直流成分カット用コンデンサＣ３→スイッチング素
子Ｑ２→コンデンサＣ２の経路で共振電流が流れ、コン
デンサＣ２の両端電圧Ｖｃ２が整流器ＤＢの出力電圧と
コンデンサＣ６の両端電圧との総和よりも小さい場合、
交流電源Ｖｓ→フィルター回路Ｆ→整流器ＤＢ→コンデ
ンサＣ４，トランスＴの１次巻線ｎ１→インダクタンス
素子Ｌ２→直流成分カット用コンデンサＣ３→スイッチ
ング素子Ｑ２→整流器ＤＢ→フィルター回路Ｆ→交流電
源Ｖｓの経路で共振電流（＝入力電流）が流れ、インダ
クタンス素子Ｌ２にエネルギーが蓄積される。そしてス
イッチング素子Ｑ１，Ｑ２ともオフすると、インダクタ
ンス素子Ｌ２→直流成分カット用コンデンサＣ３→ダイ
オードＤ６→コンデンサＣ２→整流器ＤＢ→フィルター
回路Ｆ→交流電源Ｖｓ→コンデンサＣ４，トランスＴの
１次巻線ｎ１→インダクタンス素子Ｌ２の経路でインダ
クタンス素子Ｌ２に蓄積されていたエネルギーが放出さ
れ、入力電流が流れる。次に、スイッチング素子Ｑ１が
オン、スイッチング素子Ｑ２がオフすると、直流成分カ
ット用コンデンサＣ３→インダクタンス素子Ｌ２→コン
デンサＣ４，トランスＴの１次巻線ｎ１→コンデンサＣ
６→スイッチング素子Ｑ１→ダイオードＤ５→直流成分
カット用コンデンサＣ３の経路で共振電流が流れ、コン
デンサＣ６の充電電荷が放出されると共にインダクタン
ス素子Ｌ２にエネルギーが蓄積され、コンデンサＣ６の
充電電荷がなくなると、直流成分カット用コンデンサＣ
３→インダクタンス素子Ｌ２→コンデンサＣ４，トラン
スＴの１次巻線ｎ１→ダイオードＤ３→スイッチング素
子Ｑ１→ダイオードＤ５→直流成分カット用コンデンサ
Ｃ３の経路で共振電流が流れる。また、交流電源Ｖｓの
山部近傍のみ、つまりコンデンサＣ２の両端電圧Ｖｃ２
が整流器ＤＢの出力電圧とコンデンサＣ６の両端電圧と
の総和よりも小さい場合、交流電源Ｖｓ→フィルター回
路Ｆ→整流器ＤＢ→コンデンサＣ６，ダイオードＤ３→
スイッチング素子Ｑ１→ダイオードＤ１→インダクタン
ス素子Ｌ１→部分平滑コンデンサＣ１→整流器ＤＢ→フ
ィルター回路Ｆ→交流電源Ｖｓの経路で入力電流が流れ
る。そしてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２ともオフする
と、インダクタンス素子Ｌ２→コンデンサＣ４，トラン
スＴの１次巻線ｎ１→コンデンサＣ６，ダイオードＤ３
→コンデンサＣ２→スイッチング素子Ｑ２のボディダイ
オード（図示せず）→直流成分カット用コンデンサＣ３
→インダクタンス素子Ｌ２の経路でインダクタンス素子
Ｌ２に蓄積されていたエネルギーが放出され、共振電流
が流れる。

【００５３】つまり、電源投入されてからインバータ回
路２が発振を開始するまでの間は、スイッチング素子Ｑ
１，Ｑ２，ダイオードＤ５がオフしているので直流成分
カット用コンデンサＣ３には電荷は充電されず、インバ
ータ回路２の発振開始直後の直流成分カット用コンデン
サＣ３による過電流は発生しない。

【００５４】（実施の形態４）本発明に係る第４の実施
の形態の回路図を図４に示す。

【００５５】図３に示した第３の実施の形態と異なる点
は、インバータ回路２に於いて、負荷４を低圧側スイッ
チング素子Ｑ２の側に設けて、且つ図３に示すインバー
タ回路２と等価な構成としたことであり、その他の第３
の実施の形態と同一構成には同一符号を付すことにより
説明を省略する。

【００５６】つまり、インバータ回路２は、スイッチン
グ素子Ｑ１，ダイオードＤ５，スイッチング素子Ｑ２の
直列接続と、スイッチング素子Ｑ１，ダイオードＤ５，
スイッチング素子Ｑ２の直列接続の両端に並列接続され
たコンデンサＣ２と、スイッチング素子Ｑ１，ダイオー
ドＤ５，スイッチング素子Ｑ２の直列接続の両端に並列
接続されたインダクタンス素子Ｌ１，平滑コンンデンサ
Ｃ１，ダイオードＤ２の直列接続と、ダイオードＤ５，
スイッチング素子Ｑ２の接点及び部分平滑コンデンサＣ
１，ダイオードＤ２の接点間に接続されたダイオードＤ
１と、スイッチング素子Ｑ１，ダイオードＤ５の接点及
び整流器ＤＢの負の出力端子間に接続された負荷４，直
流成分カット用コンデンサＣ３の直列接続と、インダク
タンス素子Ｌ１，部分平滑コンデンサＣ１の直列接続の
両端に逆並列接続されたダイオードＤ４と、ダイオード
Ｄ５を介してスイッチング素子Ｑ２の両端に逆並列接続
されたダイオードＤ６とから構成される。また、スイッ
チング素子Ｑ１，Ｑ２，インダクタンス素子Ｌ１，部分
平滑コンデンサＣ１，ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ４〜Ｄ
６からインバータ回路２に直流電圧を供給する谷埋め電
源回路３が構成される。

【００５７】（実施の形態５）本発明に係る第５の実施
の形態の回路図を図５に示す。

【００５８】図１に示した第１の実施の形態と異なる点
は、ダイオードＤ４〜Ｄ６を省略し、ダイオードＤ１の
アノード端子とカソード端子との接続を逆にし、ダイオ
ードＤ１を介してスイッチング素子Ｑ１の両端にインダ
クタンス素子Ｌ１，部分平滑コンデンサＣ１の直列回路
を並列接続し、ダイオードＤ１を介してスイッチング素
子Ｑ２の両端にダイオードＤ２を逆並列接続して、図１
に示すインバータ回路２の発振開始以前に於ける直流成
分カット用コンデンサＣ３の充電防止用ダイオード（以
下、ダイオードと呼ぶ。）Ｄ５の代わりにダイオードＤ
１を代用したことであり、その他の第１の実施の形態と
同一構成には同一符号を付すことより説明を省略する。

【００５９】（実施の形態６）本発明に係る第６の実施
の形態の回路図を図６に示す。

【００６０】図５に示した第５の実施の形態と異なる点
は、インバータ回路２に於いて、負荷４を低圧側スイッ
チング素子Ｑ２の側に設けて、且つ図５に示すインバー
タ回路２と等価な構成としたことであり、その他の第５
の実施の形態と同一構成には同一符号を付すことにより
説明を省略する。

【００６１】つまり、インバータ回路２は、スイッチン
グ素子Ｑ１，Ｑ２の直列接続と、スイッチング素子Ｑ
１，Ｑ２の直列接続の両端に並列接続されたコンデンサ
Ｃ２と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列接続の両端
に並列接続されたダイオードＤ２，インダクタンス素子
Ｌ１，平滑コンンデンサＣ１の直列接続と、スイッチン
グ素子Ｑ１，Ｑ２の接点及びダイオードＤ２，インダク
タンス素子Ｌ１の接点間に接続されたダイオードＤ１
と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接点及び整流器ＤＢ
の負の出力端子間に接続された負荷４，直流成分カット
用コンデンサＣ３の直列接続とから構成される。また、
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，インダクタンス素子Ｌ
１，部分平滑コンデンサＣ１，ダイオードＤ１，Ｄ２か
らインバータ回路２に直流電圧を供給する谷埋め電源回
路３が構成される。

【００６２】（実施の形態７）本発明に係る第７の実施
の形態の回路図を図７に示す。

【００６３】図５に示した第５の実施の形態と異なる点
は、整流器ＤＢの正の出力端子及びスイッチング素子Ｑ
１の高電位側との間にコンデンサＣ６，ダイオードＤ３
の並列回路を挿入したことであり、その他の第５の実施
の形態と同一構成には同一符号を付すことより説明を省
略する。

【００６４】（実施の形態８）本発明に係る第８の実施
の形態の回路図を図８に示す。

【００６５】図６に示した第６の実施の形態と異なる点
は、整流器ＤＢの負の出力端子及びスイッチング素子Ｑ
２の低電位側との間にコンデンサＣ６，ダイオードＤ３
の並列回路を挿入したことであり、その他の第６の実施
の形態と同一構成には同一符号を付すことより説明を省
略する。

【００６６】上記第１〜第８の実施の形態に示した様に
構成したことにより、電源投入されてからインバータ回
路２が発振を開始するまでの間は直流成分カット用コン
デンサＣ３には電荷は充電されず、インバータ回路２の
発振開始直後の直流成分カット用コンデンサＣ３による
過電流は発生しなので、装置の小型化及びコストダウン
が可能となる。また、定常動作時に於いては、入力電流
の導通角の広角化、入力力率の改善、入力電流歪みの改
善、突入電流の低減が可能となる。

【００６７】（実施の形態９）本発明に係る第９の実施
の形態の回路図を図９に示す。

【００６８】図２に示した第２の実施の形態と異なる点
は、ダイオードＤ５，Ｄ６を省略し、ダイオードＤ１の
アノード端子とダイオードＤ４のアノード端子との間に
抵抗Ｒ１を接続して部分平滑コンデンサＣ１の充電電流
の限流要素としたことであり、その他の第２の実施の形
態と同一構成には同一符号を付すことより説明を省略す
る。

【００６９】本回路では、交流電源Ｖｓの山部近傍に於
いて、スイッチング素子Ｑ１がオフ、スイッチング素子
Ｑ２がオンの時は、交流電源Ｖｓ→フィルター回路Ｆ→
整流器ＤＢ→インダクタンス素子Ｌ１→部分平滑コンデ
ンサＣ１→抵抗Ｒ１→ダイオードＤ１→スイッチング素
子Ｑ２→整流器ＤＢ→フィルター回路Ｆ→交流電源Ｖｓ
の経路で部分平滑コンデンサＣ１の充電電流が流れる
が、抵抗Ｒ１により限流される為に、部分平滑コンデン
サＣ１の両端電圧Ｖｃ１が定常時の電位に至るまでのス
イッチング素子Ｑ２，部分平滑コンデンサＣ１などへの
過電流を防止できる。なお、定常動作時に於いては、抵
抗Ｒ１による電力損失が生じるが、インダクタンス素子
Ｌ１からの放電電流は抵抗Ｒ１を介さずにダイオードＤ
４でバイパスされるため、抵抗Ｒ１での大きな電力損失
は生じない。

【００７０】（実施の形態１０）本発明に係る第１０の
実施の形態の回路図を図１０に示す。

【００７１】図９に示した第９の実施の形態と異なる点
は、整流器ＤＢの負の出力端子及びスイッチング素子Ｑ
２の低電位側との間にコンデンサＣ６，ダイオードＤ３
の並列回路を挿入したことであり、その他の第９の実施
の形態と同一構成には同一符号を付すことより説明を省
略する。

【００７２】本回路では、交流電源Ｖｓの山部近傍に於
いて、スイッチング素子Ｑ１がオフ、スイッチング素子
Ｑ２がオンの時は、交流電源Ｖｓ→フィルター回路Ｆ→
整流器ＤＢ→インダクタンス素子Ｌ１→部分平滑コンデ
ンサＣ１→抵抗Ｒ１→ダイオードＤ１→スイッチング素
子Ｑ２→コンデンサＣ６，ダイオードＤ３→整流器ＤＢ
→フィルター回路Ｆ→交流電源Ｖｓの経路で部分平滑コ
ンデンサＣ１の充電電流が流れるが、抵抗Ｒ１により限
流される為に、部分平滑コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ
１が定常時の電位に至るまでのスイッチング素子Ｑ２，
部分平滑コンデンサＣ１などへの過電流を防止できる。
なお、定常動作時に於いては、抵抗Ｒ１による電力損失
が生じるが、インダクタンス素子Ｌ１からの放電電流は
抵抗Ｒ１を介さずにダイオードＤ４でバイパスされるた
め、抵抗Ｒ１での大きな電力損失は生じない。

【００７３】（実施の形態１１）本発明に係る第１１の
実施の形態の回路図を図１１に示す。図９に示した第９
の実施の形態と異なる点は、抵抗Ｒ１の代わりにサーミ
スタＴＲを用いたことであり、その他の第９の実施の形
態と同一構成には同一符号を付すことより説明を省略す
る。ここで、サーミスタＴＲは温度が高くなるほどイン
ピーダンス値は低くなる特性を有しているので、部分平
滑コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１が定常時の電位に至
るまでのスイッチング素子Ｑ２，部分平滑コンデンサＣ
１などへの過電流を防止可能であると共に、定常動作時
のサーミスタＴＲでの電力損失を低く抑えることが可能
となる。

【００７４】（実施の形態１２）本発明に係る第１２の
実施の形態の回路図を図１２に示す。

【００７５】図１１に示した第１１の実施の形態と異な
る点は、整流器ＤＢの負の出力端子及びスイッチング素
子Ｑ２の低電位側との間にコンデンサＣ６，ダイオード
Ｄ３の並列回路を挿入したことであり、その他の第１１
の実施の形態と同一構成には同一符号を付すことより説
明を省略する。

【００７６】上記第９〜第１２の実施の形態に示した様
に構成したことにより、部分平滑コンデンサＣ１の両端
電圧Ｖｃ１が定常時の電位に至るまでに半導体素子及び
部分平滑コンデンサＣ１に大きなストレスが印加される
ことを防止でき、半導体素子及び部分平滑コンデンサＣ
１の性能劣化を防止し、長寿命化が可能となり、装置の
小型化及びコストダウンが可能となる。また、定常動作
時に於いては、入力電流の導通角の広角化、入力力率の
改善、入力電流歪みの改善、突入電流の低減が可能とな
る。

【００７７】（実施の形態１３）本発明に係る第１３の
実施の形態の回路図を図１３に示す。

【００７８】図２に示した第２の実施の形態と異なる点
は、ダイオードＤ１のアノード端子とダイオードＤ４の
アノード端子との間に抵抗Ｒ１を接続して部分平滑コン
デンサＣ１の充電電流の限流要素としたことであり、そ
の他の第２の実施の形態と同一構成には同一符号を付す
ことより説明を省略する。

【００７９】（実施の形態１４）本発明に係る第１４の
実施の形態の回路図を図１４に示す。

【００８０】図１３に示した第１３の実施の形態と異な
る点は、整流器ＤＢの負の出力端子及びスイッチング素
子Ｑ２の低電位側との間にコンデンサＣ６，ダイオード
Ｄ３の並列回路を挿入したことであり、その他の第１３
の実施の形態と同一構成には同一符号を付すことより説
明を省略する。

【００８１】上記第１３〜第１４の実施の形態に示した
様に構成したことにより、電源投入されてからインバー
タ回路２が発振を開始するまでの間は直流成分カット用
コンデンサＣ３には電荷は充電されず、インバータ回路
２の発振開始直後の直流成分カット用コンデンサＣ３に
よる過電流は発生しなので、装置の小型化及びコストダ
ウンが可能となる。しかも、交流電源Ｖｓの山部近傍に
於いて、部分平滑コンデンサＣ１の充電電流が抵抗Ｒ１
により限流される為に、部分平滑コンデンサＣ１の両端
電圧Ｖｃ１が定常時の電位に至るまでに半導体素子及び
部分平滑コンデンサＣ１に大きなストレスが印加される
ことを防止でき、半導体素子及び部分平滑コンデンサＣ
１の性能劣化を防止し、長寿命化が可能となり、装置の
小型化及びコストダウンが可能となる。また、定常動作
時に於いては、入力電流の導通角の広角化、入力力率の
改善、入力電流歪みの改善、突入電流の低減が可能とな
る。

【００８２】なお、抵抗Ｒ１の代わりにサーミスタＴＲ
を用いてもよい。（実施の形態１５）本発明に係る第１５の実施の形態の
回路図を図１５に示す。

【００８３】図２に示した第２の実施の形態と異なる点
は、ダイオードＤ４〜Ｄ６を省略し、ダイオードＤ２の
両端にダイオードＤ７，第１のコンデンサ（以下、コン
デンサと呼ぶ。）Ｃ７からなる直列回路を並列接続し、
コンデンサＣ７の両端に抵抗Ｒ２を並列接続したことで
あり、その他の第２の実施の形態と同一構成には同一符
号を付すことより説明を省略する。

【００８４】（実施の形態１６）本発明に係る第１６の
実施の形態の回路図を図１６に示す。

【００８５】図１５に示した第１５の実施の形態と異な
る点は、整流器ＤＢの負の出力端子及びスイッチング素
子Ｑ２の低電位側との間にコンデンサＣ６，ダイオード
Ｄ３の並列回路を挿入したことであり、その他の第１５
の実施の形態と同一構成には同一符号を付すことより説
明を省略する。

【００８６】（実施の形態１７）本発明に係る第１７の
実施の形態の回路図を図１７に示す。

【００８７】図１５に示した第１５の実施の形態と異な
る点は、抵抗Ｒ２の代わりにコンデンサＣ７の両端にツ
ェナーダイオードＺＤ１を並列接続し、ツェナーダイオ
ードＺＤ１でクランプされたコンデンサＣ７の両端電圧
Ｖｃ７を制御回路５の制御電源に用いたことであり、そ
の他の第１５の実施の形態と同一構成には同一符号を付
すことより説明を省略する。

【００８８】（実施の形態１８）本発明に係る第１８の
実施の形態の回路図を図１８に示す。

【００８９】図１７に示した第１７の実施の形態と異な
る点は、整流器ＤＢの負の出力端子及びスイッチング素
子Ｑ２の低電位側との間にコンデンサＣ６，ダイオード
Ｄ３の並列回路を挿入したことであり、その他の第１５
の実施の形態と同一構成には同一符号を付すことより説
明を省略する。

【００９０】上記第１５〜第１８の実施の形態に示した
様に構成したことにより、電源投入されてからインバー
タ回路２が発振を開始するまでの間に於いて、交流電源
Ｖｓ→フィルター回路Ｆ→整流器ＤＢ→インダクタンス
素子Ｌ１→部分平滑コンデンサＣ１→ダイオードＤ７→
コンデンサＣ７→（コンデンサＣ６，ダイオードＤ３
→）整流器ＤＢ→フィルター回路Ｆ→交流電源Ｖｓと容
量の大きな部分平滑コンデンサＣ１への充電回路が確保
され、図２３（ａ）に示す様な電源投入時に発生するス
イッチサージ等で発生した過電圧Ｖｃ２（図２３（ｂ）
に示す）が、インバータ回路２に印加されることを防止
可能となる。また、定常動作時に於いては、入力電流の
導通角の広角化、入力力率の改善、入力電流歪みの改
善、突入電流の低減が可能となる。

【００９１】なお、コンデンサＣ７の容量は部分平滑コ
ンデンサＣ１の容量に比べて極めて小さく設定すること
により、電源投入されてからインバータ回路２が発振を
開始するまでの僅かな時間でコンデンサＣ７は満充電さ
れるので、コンデンサＣ７での電力ロスは極めて小さな
ものとなる。また、抵抗Ｒ２はコンデンサＣ７の電荷を
放出するための放電用素子、つまり放電抵抗であり、抵
抗Ｒ２の代わりにサーミスタＴＲを用いてもよく、ダイ
オードＤ７はコンデンサＣ７の電荷の逆流防止用であ
る。

【００９２】上記第９〜第１８の実施の形態に示す回路
図では、負荷４を低圧側スイッチング素子Ｑ２の両端に
並列に設ける様な構成としたが、この様な回路構成と等
価的なる様に負荷４を高圧側スイッチング素子Ｑ１の両
端に並列に設けた構成としてもよい。また、部分平滑コ
ンデンサＣ１の充電電流の限流要素及びコンデンサＣ７
の電荷を放出するための放電用素子として、抵抗もしく
はサーミスタを用いたが、他のインピーダンス素子を用
いてもよい。

【００９３】更に、上記全ての実施の形態に於いて、ス
イッチング素子Ｑ１，Ｑ２はボディーダイオードを有す
るＭＯＳＦＥＴの代わりに、双方向スイッチング素子を
用いても、逆並列接続ダイオードを有するものであって
もよく、インバータ回路２としてはハーフブリッジ式回
路を用いたが、他の回路方式であってもよい。

【００９４】

【発明の効果】請求項１、請求項２に記載の発明によれ
ば、電源投入されてからインバータ回路が発振を開始す
るまでの間は直流成分カット用コンデンサには電荷は充
電されず、インバータ回路の発振開始直後の直流成分カ
ット用コンデンサによる過電流は発生しなので、装置の
小型化及びコストダウンが可能であると共に、定常動作
時に於いては、入力電流の導通角の広角化、入力力率の
改善、入力電流歪みの改善、電源投入時の突入電流の低
減が可能な電源装置を提供できる。

【００９５】請求項３、請求項４、請求項７に記載の発
明によれば、部分平滑コンデンサの両端電圧が定常時の
電位に至るまでに半導体素子及び部分平滑コンデンサに
大きなストレスが印加されることを防止可能で、半導体
素子及び部分平滑コンデンサの性能劣化を防止し、長寿
命化が可能で、装置の小型化及びコストダウンが可能で
あると共に、定常動作時に於いては、入力電流の導通角
の広角化、入力力率の改善、入力電流歪みの改善、電源
投入時の突入電流の低減が可能な電源装置を提供でき
る。

【００９６】請求項５、請求項６に記載の発明によれ
ば、電源投入されてからインバータ回路が発振を開始す
るまでの間に於いて、部分平滑コンデンサへの充電経路
が確保され、電源投入時に発生するスイッチサージ等で
発生した過電圧が、インバータ回路に印加されることを
防止可能であると共に、定常動作時に於いては、入力電
流の導通角の広角化、入力力率の改善、入力電流歪みの
改善、電源投入時の突入電流の低減が可能な電源装置を
提供できる。

【００９７】請求項８に記載の発明によれば、部分平滑
コンデンサの両端電圧が定常時の電位に至るまでに半導
体素子及び部分平滑コンデンサに大きなストレスが印加
されることを防止可能で、半導体素子及び部分平滑コン
デンサの性能劣化を防止し、長寿命化が可能で、装置の
小型化及びコストダウンが可能であると共に、定常動作
時に於いては、サーミスタでの電力損失を低く抑えるこ
とが可能で、入力電流の導通角の広角化、入力力率の改
善、入力電流歪みの改善、電源投入時の突入電流の低減
が可能な電源装置を提供できる。

【００９８】請求項９から請求項１２に記載の発明によ
れば、電源投入されてからインバータ回路が発振を開始
するまでの間に於いて、部分平滑コンデンサへの充電経
路が確保され、電源投入時に発生するスイッチサージ等
で発生した過電圧が、インバータ回路に印加されること
を防止可能であると共に、定常動作時に於いては、入力
電流の導通角の広角化、入力力率の改善、入力電流歪み
の改善、電源投入時の突入電流の低減が可能な電源装置
を提供できる。

【００９９】なお、コンデンサの容量は部分平滑コンデ
ンサの容量に比べて極めて小さく設定することにより、
電源投入されてからインバータ回路が発振を開始するま
での僅かな時間でコンデンサは満充電されるので、コン
デンサでの電力ロスは極めて小さなものとなる。

【０１００】請求項１３に記載の発明によれば、電源投
入されてからインバータ回路が発振を開始するまでの間
に於いて、部分平滑コンデンサへの充電経路が確保さ
れ、電源投入時に発生するスイッチサージ等で発生した
過電圧が、インバータ回路に印加されることを防止可能
であると共に、定常動作時に於いては、サーミスタでの
電力損失を低く抑えることが可能で、入力電流の導通角
の広角化、入力力率の改善、入力電流歪みの改善、電源
投入時の突入電流の低減が可能な電源装置を提供でき
る。

【０１０１】なお、コンデンサの容量は部分平滑コンデ
ンサの容量に比べて極めて小さく設定することにより、
電源投入されてからインバータ回路が発振を開始するま
での僅かな時間でコンデンサは満充電されるので、コン
デンサでの電力ロスは極めて小さなものとなる。

【０１０２】請求項１４、請求項１７から請求項２０に
記載の発明によれば、装置の小型化及びコストダウンが
可能であると共に、入力電流の導通角の広角化、入力力
率の改善、入力電流歪みの改善、電源投入時の突入電流
の低減が可能な電源装置を提供できる。

【０１０３】請求項１５、請求項１６に記載の発明によ
れば、装置の小型化及びコストダウンが可能であると共
に、放電灯を安定点灯可能な電源装置を提供できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る第１の実施の形態を示す回路図で
ある。

【図２】本発明に係る第２の実施の形態を示す回路図で
ある。

【図３】本発明に係る第３の実施の形態を示す回路図で
ある。

【図４】本発明に係る第４の実施の形態を示す回路図で
ある。

【図５】本発明に係る第５の実施の形態を示す回路図で
ある。

【図６】本発明に係る第６の実施の形態を示す回路図で
ある。

【図７】本発明に係る第７の実施の形態を示す回路図で
ある。

【図８】本発明に係る第８の実施の形態を示す回路図で
ある。

【図９】本発明に係る第９の実施の形態を示す回路図で
ある。

【図１０】本発明に係る第１０の実施の形態を示す回路
図である。

【図１１】本発明に係る第１１の実施の形態を示す回路
図である。

【図１２】本発明に係る第１２の実施の形態を示す回路
図である。

【図１３】本発明に係る第１３の実施の形態を示す回路
図である。

【図１４】本発明に係る第１４の実施の形態を示す回路
図である。

【図１５】本発明に係る第１５の実施の形態を示す回路
図である。

【図１６】本発明に係る第１６の実施の形態を示す回路
図である。

【図１７】本発明に係る第１７の実施の形態を示す回路
図である。

【図１８】本発明に係る第１８の実施の形態を示す回路
図である。

【図１９】本発明に係る第１従来例を示す回路図であ
る。

【図２０】上記従来例に係る動作波形図を示す。

【図２１】本発明に係る第２従来例を示す回路図であ
る。

【図２２】上記従来例に係る動作波形図を示す。

【図２３】上記第１，第２従来例に係る電源投入時での
動作波形図を示す。

【図２４】上記第１，第２従来例に係る別の動作波形図
を示す。

【図２５】上記第１，第２従来例に係る電源投入されて
からインバータ回路が発振を開始するまでの間の等価回
路図を示す。

【図２６】上記第１，第２従来例に係るスイッチング素
子Ｑ１のオン時の等価回路図を示す。

【符号の説明】

ＣコンデンサＤダイオードＤＢ整流器Ｌａ放電灯Ｑスイッチング素子Ｒ抵抗ＴＲサーミスタＶｓ交流電源２インバータ回路３谷埋め電源回路４負荷５制御回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】少なくとも部分平滑コンデンサを含むと
共に交流電源を整流する整流器の直流電力出力の谷部を
谷埋めする谷埋め電源回路と、負荷への供給電力の直流
成分をカットする直流成分カット用コンデンサと、少な
くとも１つのスイッチング素子とを備え、前記スイッチ
ング素子のオンオフにより前記負荷に高周波電力を供給
するインバータ回路を備える電源装置に於いて、交流電源が投入されてから前記インバータ回路の発振開
始までの間は、前記直流成分カット用コンデンサへ充電
される電荷量は略零とすることを特徴とする電源装置。
【請求項２】交流電源が投入されてから前記インバー
タ回路の発振開始までの間は、前記直流成分カット用コ
ンデンサへ充電される電荷量を略零とする手段は、前記スイッチング素子と、前記部分平滑コンデンサの充
電方向に対して逆向きに接続されたダイオードとからな
ることを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項３】前記部分平滑コンデンサの充電電流を限
流する限流要素を設けたことを特徴とする請求項１また
は請求項２に記載の電源装置。
【請求項４】少なくとも部分平滑コンデンサを含むと
共に交流電源を整流する整流器の直流電力出力の谷部を
谷埋めする谷埋め電源回路と、負荷への供給電力の直流
成分をカットする直流成分カット用コンデンサと、少な
くとも１つのスイッチング素子とを備え、前記スイッチ
ング素子のオンオフにより前記負荷に高周波電力を供給
するインバータ回路を備える電源装置に於いて、前記部分平滑コンデンサの充電電流を限流する限流要素
を設けたことを特徴とする電源装置。
【請求項５】交流電源が投入されてから前記インバー
タ回路の発振開始までの間に、前記部分平滑コンデンサ
を所定値まで充電する充電回路を設けたことを特徴とす
る請求項１から請求項４のいずれかに記載の電源装置。
【請求項６】少なくとも部分平滑コンデンサを含むと
共に交流電源を整流する整流器の直流電力出力の谷部を
谷埋めする谷埋め電源回路と、負荷への供給電力の直流
成分をカットする直流成分カット用コンデンサと、少な
くとも１つのスイッチング素子とを備え、前記スイッチ
ング素子のオンオフにより前記負荷に高周波電力を供給
するインバータ回路を備える電源装置に於いて、交流電源が投入されてから前記インバータ回路の発振開
始までの間に、前記部分平滑コンデンサを所定値まで充
電する充電回路を設けたことを特徴とする電源装置。
【請求項７】前記限流要素はインピーダンス素子であ
ることを特徴とする請求項１から請求項４のいずれかに
記載の電源装置。
【請求項８】前記限流要素はサーミスタであることを
特徴とする請求項１から請求項４のいずれかに記載の電
源装置。
【請求項９】前記充電回路は、前記部分平滑コンデン
サよりも小さい容量を有する第１のコンデンサを含んで
なることを特徴とする請求項５または請求項６に記載の
電源装置。
【請求項１０】前記第１のコンデンサの両端電圧は、
前記スイッチング素子を制御する制御回路の制御電源と
することを特徴とする請求項９記載の電源装置。
【請求項１１】前記第１のコンデンサの充電電荷の放
電用素子を設けたことを特徴とする請求項９または請求
項１０に記載の電源装置。
【請求項１２】前記放電用素子はインピーダンス素子
であることを特徴とする請求項１１記載の電源装置。
【請求項１３】前記放電用素子はサーミスタであるこ
とを特徴とする請求項１１記載の電源装置。
【請求項１４】前記インバータ回路は、前記整流器の
出力端に前記負荷を介して高周波出力の一部を帰還する
高周波出力帰還手段を含み構成されるものであることを
特徴とする請求項１から請求項６のいずれかに記載の電
源装置。
【請求項１５】前記負荷は、少なくとも放電灯を含ん
でなることを特徴とする請求項１から請求項１４のいず
れかに記載の電源装置。
【請求項１６】前記負荷は、少なくとも放電灯と共振
回路とを含んでなることを特徴とする請求項１から請求
項１４のいずれかに記載の電源装置。
【請求項１７】前記スイッチング素子は、双方向スイ
ッチング素子であることを特徴とする請求項１から請求
項１６のいずれかに記載の電源装置。
【請求項１８】前記スイッチング素子は、ボディーダ
イオードを有するものであることを特徴とする請求項１
から請求項１６のいずれかに記載の電源装置。
【請求項１９】前記スイッチング素子は、逆並列接続
ダイオードを有するものであることを特徴とする請求項
１から請求項１６のいずれかに記載の電源装置。
【請求項２０】前記インバータ回路は、ハーフブリッ
ジ式インバータ回路であることを特徴とする請求項１か
ら請求項１４のいずれかに記載の電源装置。