JPH09163745A - 電源装置 - Google Patents
電源装置Info
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- JPH09163745A JPH09163745A JP7345962A JP34596295A JPH09163745A JP H09163745 A JPH09163745 A JP H09163745A JP 7345962 A JP7345962 A JP 7345962A JP 34596295 A JP34596295 A JP 34596295A JP H09163745 A JPH09163745 A JP H09163745A
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Landscapes
- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
- Rectifiers (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【構成】交流電源１１１電圧を整流する整流電源１１０
を備える。整流電源１１０の正端子側に接続され整流電
源１１０で充電される正側コンデンサ１２０を備える。
整流電源１１０の負端子側に接続され整流電源１１０で
充電される負側コンデンサ１３０を備える。正側コンデ
ンサ１２０の放電を許容し負側コンデンサ１３０の充電
を許容する正側ダイオード１４０を備える。正側コンデ
ンサ１２０の充電を許容し負側コンデンサ１３０の放電
を許容する負側ダイオード１５０を備える。正側コンデ
ンサ１２０および負側コンデンサ１３０の放電電流ＩＦ
を受ける位置に、断続的な電源帰還電流ＩＢを形成する
負荷回路９００を接続する。 【効果】電源帰還電流ＩＢが整流電源１１０を順方向に
経由して流れので、その分だけ整流電源１１０の力率が
高まる。
を備える。整流電源１１０の正端子側に接続され整流電
源１１０で充電される正側コンデンサ１２０を備える。
整流電源１１０の負端子側に接続され整流電源１１０で
充電される負側コンデンサ１３０を備える。正側コンデ
ンサ１２０の放電を許容し負側コンデンサ１３０の充電
を許容する正側ダイオード１４０を備える。正側コンデ
ンサ１２０の充電を許容し負側コンデンサ１３０の放電
を許容する負側ダイオード１５０を備える。正側コンデ
ンサ１２０および負側コンデンサ１３０の放電電流ＩＦ
を受ける位置に、断続的な電源帰還電流ＩＢを形成する
負荷回路９００を接続する。 【効果】電源帰還電流ＩＢが整流電源１１０を順方向に
経由して流れので、その分だけ整流電源１１０の力率が
高まる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は交流電源電圧を整流
し、特定タイプの負荷回路へ給電する形式の電源装置に
関する。
し、特定タイプの負荷回路へ給電する形式の電源装置に
関する。
【０００２】
【従来の技術】交流電源電圧を整流し平滑する電源装置
は広く利用されている。平滑の主役は平滑用コンデンサ
である。
は広く利用されている。平滑の主役は平滑用コンデンサ
である。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】整流電源後段に平滑用
コンデンサがあると、整流電源からの給電が電源電圧最
大値付近に制限され、力率が低下する。整流電源と平滑
用コンデンサとの間にチョッパ回路を付加すれば、力率
は向上するが、コストが嵩む。本発明の目的は安価な高
力率化手段を提供することである。
コンデンサがあると、整流電源からの給電が電源電圧最
大値付近に制限され、力率が低下する。整流電源と平滑
用コンデンサとの間にチョッパ回路を付加すれば、力率
は向上するが、コストが嵩む。本発明の目的は安価な高
力率化手段を提供することである。
【０００４】
【課題を解決するための手段】本発明においては、交流
電源電圧を整流する整流電源を備える。前記整流電源の
正端子側に接続され前記整流電源で充電される正側コン
デンサを備える。前記整流電源の負端子側に接続され前
記整流電源で充電される負側コンデンサを備える。前記
正側コンデンサの放電を許容し前記負側コンデンサの充
電を許容する正側ダイオードを備える。前記正側コンデ
ンサの充電を許容し前記負側コンデンサの放電を許容す
る負側ダイオードを備える。本発明においては前記正側
コンデンサの放電電流および負側コンデンサの放電電流
を受ける位置に、断続的な電源帰還電流を形成する負荷
回路を接続する。
電源電圧を整流する整流電源を備える。前記整流電源の
正端子側に接続され前記整流電源で充電される正側コン
デンサを備える。前記整流電源の負端子側に接続され前
記整流電源で充電される負側コンデンサを備える。前記
正側コンデンサの放電を許容し前記負側コンデンサの充
電を許容する正側ダイオードを備える。前記正側コンデ
ンサの充電を許容し前記負側コンデンサの放電を許容す
る負側ダイオードを備える。本発明においては前記正側
コンデンサの放電電流および負側コンデンサの放電電流
を受ける位置に、断続的な電源帰還電流を形成する負荷
回路を接続する。
【０００５】負荷回路に形成される電源帰還電流の全部
またはほとんどは負側コンデンサを逆向きに経由し、整
流電源を順方向に経由し、正側コンデンサを逆向きに経
由して流れる。このとき、整流電源は給電状態となり、
正側コンデンサ・負側コンデンサは充電状態となる。こ
のため、力率が高まる。
またはほとんどは負側コンデンサを逆向きに経由し、整
流電源を順方向に経由し、正側コンデンサを逆向きに経
由して流れる。このとき、整流電源は給電状態となり、
正側コンデンサ・負側コンデンサは充電状態となる。こ
のため、力率が高まる。
【０００６】
【発明の実施の形態】請求項１に対応する発明の実施形
態を図１を使って説明する。本実施形態装置は、交流電
源１１１電圧をダイオード１１２〜１１５で整流する整
流電源１１０を備える。整流電源１１０の正端子側に接
続され整流電源１１０で充電される正側コンデンサ１２
０を備える。整流電源１１０の負端子側に接続され整流
電源１１０で充電される負側コンデンサ１３０を備え
る。正側コンデンサ１２０の放電を許容し負側コンデン
サ１３０の充電を許容する正側ダイオード１４０を備え
る。正側コンデンサ１２０の充電を許容し負側コンデン
サ１３０の放電を許容する負側ダイオード１５０を備え
る。正側コンデンサ１２０および負側コンデンサ１３０
の放電電流ＩＦを受ける位置に、断続的な電源帰還電流
ＩＢを形成する負荷回路９００を接続する。負荷回路９
００は順直列に接続され交互にオンオフする一対のスイ
ッチング素子９１１・９１２と各スイッチング素子９１
１・９１２に逆並列に接続されるフリーホイールダイオ
ード９２１・９２２を主体とする変形ハーフブリッジ形
のインバータである。インバータ負荷は放電灯（予熱形
放電灯）点灯回路であり、放電灯９４１・放電灯９４１
と直列のバラスト用インダクタ９４２・放電灯９４１の
非電源側端子間の予熱用コンデンサ９４３を含む。放電
灯９４１等を含む放電灯点灯回路は一方のスイッチング
素子９１１とアーム用コンデンサ９３０を跨ぐ位置に接
続される。図１の負荷回路９００について補足する。放
電灯９４１等を含む放電灯点灯回路と他方のスイッチン
グ素子９１２を跨ぐ位置に図外のアーム用コンデンサを
接続すると、いわゆるハーフブリッジ形インバータとな
る。ここでは前記図外のアーム用コンデンサを省略し、
電源帰還電流ＩＢを形成する変形ハーフブリッジ形イン
バータとする。変形ハーフブリッジ形インバータはスイ
ッチング素子９１１・フリーホイールダイオード９２２
・スイッチング素子９１２・フリーホイールダイオード
９２１がこの順序で順にオンするように動作する。いわ
ば８の字形の動作で高周波に１サイクルを完結する。図
１のフリーホイールダイオード９２２がオンのときに、
電源帰還電流ＩＢを形成する。スイッチング素子９１１
がオンのときにバラスト用インダクタ９４２等に右向き
電流が形成され、スイッチング素子９１１ターンオフ後
も右向き電流はなお温存され、電源帰還電流ＩＢを形成
する。電源帰還電流ＩＢは９２２−９４１−９４２−９
３０を経由する電磁エネルギ放出電流である。前記図外
のアーム用コンデンサがあっても電源帰還電流ＩＢは形
成されるが、それを省略した変形ハーフブリッジ形であ
る場合は電源帰還電流ＩＢが相対的に大きくなる。図１
の電源帰還電流ＩＢは負側コンデンサ１３０を逆向きに
経由し、整流電源１１０を順方向に経由し、正側コンデ
ンサ１２０を逆向きに経由して流れる。このとき、整流
電源１１０は給電状態となり、正側コンデンサ１２０・
負側コンデンサ１３０は充電状態となる。整流電源１１
０のかかる給電動作は整流電源１１０電圧の瞬時値が低
い場合にも生ずるので、整流電源１１０の導通角が拡大
し、その分だけ力率が高まる。請求項１に対応する発明
の別の実施形態を図２を使って説明する。図１とは負荷
回路９００の内容が異なる。図２に図１の部品符号をそ
のまま転用し、重複する説明を適宜割愛する。図２の負
荷回路９００はタンク回路を形成する振動用インダクタ
９５１・振動用コンデンサ９５２を含み、振動用インダ
クタ９５１・振動用コンデンサ９５２と直列の高周波動
作用のスイッチング素子９６１を含む１石形インバータ
である。インバータ負荷は放電灯９４１等を含む放電灯
点灯回路である。図２のスイッチング素子９６１は振動
用インダクタ９５１・振動用コンデンサ９５２相互間の
振動を断続的に付勢するように作用する。スイッチング
素子９６１と逆並列のフリーホイールダイオード９６２
はタンク回路（９５１・９５２）のエネルギを断続的に
放出するように作用する。振動用インダクタ９５１に上
向き電流を形成する位相では振動用コンデンサ９５２電
圧が上向き方向に次第に高まり、やがて電源帰還電流Ｉ
Ｂを形成するようになる。図２ではこの電源帰還電流Ｉ
Ｂを整流電源１１０の導通角拡大に利用する。請求項２
に対応する発明の実施形態を図３を使って説明する。図
１ないしは図２との違いは正側ダイオード１４０・負側
ダイオード１５０のうちの少なくとも一方をインダクタ
１５１に置き換えことである。その他の点は図１同様で
ある。また、その他の点は図２同様であってもかまわな
い。図３に図１・図２の部品符号をそのまま転用し、重
複する説明を適宜割愛する。図３の１００番台の部品符
号によって形成される電源回路と負荷回路９００との間
の主たる相互作用は放電電流ＩＦ（より正確には電源回
路からの出力電流）と電源帰還電流ＩＢである。図３の
電源帰還電流ＩＢは主として１３０−１１０−１２０を
経由する。電源帰還電流ＩＢの一部はインダクタ１５１
を経由して流れるが、電源帰還電流ＩＢは高周波電流で
あり、それに対してインダクタ１５１が高インピーダン
スを示すので、インダクタ１５１電流はわずかであり、
ほとんどは整流電源１１０を経由しその導通角拡大に寄
与する。したがって、図１・図２同効となる。負側ダイ
オード１４０を図外のインダクタに置換した場合におい
てもほぼ同効である。図３のインダクタ１５１は負側コ
ンデンサ１３０の放電電流を導く。その際にインダクタ
１５１に電磁エネルギが蓄積される。蓄積された電磁エ
ネルギの一部は整流電源１１０を介して正側コンデンサ
１２０へ放出され、正側コンデンサ１２０を充電する。
この期間も整流電源１１０の給電期間となり、その導通
角拡大に寄与する。図３の好ましい形態はインダクタ１
５１がある方のコンデンサ（負側コンデンサ１３０）を
小容量コンデンサとし、インダクタ１５１がない方のコ
ンデンサ（正側コンデンサ１２０）を大容量コンデンサ
とすることである。こうすると、電源帰還電流ＩＢによ
り負側コンデンサ１３０が正側コンデンサ１２０比して
高電圧に充電され、その後の高電圧側コンデンサ１３０
の放電によってインダクタ１５１エネルギが高まり、そ
の後のインダクタ１５１エネルギ放出にともなう整流電
源１１０給電が増大する。請求項１の発明に対応する図
１・図２の正側ダイオード１４０・負側ダイオード１５
０の一方ないしは両方をインダクタに置換すれば、請求
項２に対応する発明となる。そのインダクタは電源帰還
電流ＩＦの一部を吸収し、その折の整流電源１１０給電
動作を幾分阻害するように働く。この弊害を除きため
に、正側ダイオード１４０・負側ダイオード１５０を残
し、正側ダイオード１４０・負側ダイオード１５０のそ
れぞれと直列にインダクタを挿入することも有効であ
り、それは請求項１に対応する好ましい実施形態とな
る。請求項２の発明に対応する別の実施形態を図４を使
って説明する。図３との唯一の違いは正側コンデンサ１
２０を特殊コンデンサ（コンデンサ回路）としたことで
ある。それは一対のコンデンサ１２１・１２２とそれら
を直列に充電する充電用ダイオード１２４とそれらを並
列にして放電する放電用ダイオード１２３・１２５を含
む。これら全体の放電電圧／充電電圧比は１／２であ
る。この場合の正側コンデンサ１２０の放電電圧は低
い。このため、整流電源１１０の電圧瞬時値がピークを
過ぎて相当に低くなった段階でも正側コンデンサ１２０
に対して優勢となり、整流電源１１０は出力電流ＩＦの
形成になお寄与し続けるので力率が高まる。整流電源１
１０電圧瞬時値がさらに下がると正側コンデンサ１２０
の方が優勢となり、正側コンデンサ１２０の放電が介し
される。図４の場合も正側コンデンサ１２０（コンデン
サ１２１・１２２）容量よりも負側コンデンサ１３０容
量を十分に小さく設定し、電源帰還電流ＩＢ通過にとも
なう負側コンデンサ１３０の充電電圧を高め、負側コン
デンサ１３０放電時にインダクタ１５１に上向き電流を
形成し、上向き電流による電磁エネルギの放出時に整流
電源１１０の給電を促すが、その仕組みは図３のそれと
同一である。図３のインダクタ１５１に代えて上向きダ
イオードを使用すれば、あるいは図３のインダクタ１５
１に加えて上向きダイオードを直列に挿置すれば、請求
１に対応する実施形態となる。図１〜図３の各実施形態
に共通な事項について補足する。整流電源１１０ないし
は交流電源１１１の導通角は前記のごとく拡大し力率は
高まるが、その電流はなお高調波分を多く含む。その弊
害を緩和するために、高調波成分除去用のフィルタ素
子、フィルタ回路を付加することは実用上好適である。
例えば、整流電源１１０ないしは交流電源１１１と直列
にインダクタを配置し、あるいは整流電源１１０ないし
は交流電源１１１と並列に小容量にコンデンサを配置す
る。フィルタ用のインダクタの配置については、図５を
使って補足する。請求項１に対応するさらなる実施形態
を図５を使って説明する。図５は交流電源１１１と直列
にインダクタ１１９を配置したものである。負荷回路９
００は図１同様のもの、あるいは図２同様のものであ
る。以下の説明では図１同様のものとする。図１におけ
るスイッチング素子９１１のターンオフ時について考え
る。ターンオフ時に、図１のバラスト用インダクタ９４
２についても図５のインダクタ１１９についても電流の
連続性は保証されねばならないが、その間に軽い矛盾が
生ずる。この矛盾は図５の全ダイオード１０２〜１１５
が導通し、不足分の電流をインダクタ１１９を経ないで
流すことによって解消する。これにともない、インダク
タ１１９電流（交流電源１１１電流）は交流電源１１１
電圧の瞬時値を受けて増加し、電流不足分が解消した段
階でダイオード１０２〜１１５は正常なオンオフモード
に復帰する。
態を図１を使って説明する。本実施形態装置は、交流電
源１１１電圧をダイオード１１２〜１１５で整流する整
流電源１１０を備える。整流電源１１０の正端子側に接
続され整流電源１１０で充電される正側コンデンサ１２
０を備える。整流電源１１０の負端子側に接続され整流
電源１１０で充電される負側コンデンサ１３０を備え
る。正側コンデンサ１２０の放電を許容し負側コンデン
サ１３０の充電を許容する正側ダイオード１４０を備え
る。正側コンデンサ１２０の充電を許容し負側コンデン
サ１３０の放電を許容する負側ダイオード１５０を備え
る。正側コンデンサ１２０および負側コンデンサ１３０
の放電電流ＩＦを受ける位置に、断続的な電源帰還電流
ＩＢを形成する負荷回路９００を接続する。負荷回路９
００は順直列に接続され交互にオンオフする一対のスイ
ッチング素子９１１・９１２と各スイッチング素子９１
１・９１２に逆並列に接続されるフリーホイールダイオ
ード９２１・９２２を主体とする変形ハーフブリッジ形
のインバータである。インバータ負荷は放電灯（予熱形
放電灯）点灯回路であり、放電灯９４１・放電灯９４１
と直列のバラスト用インダクタ９４２・放電灯９４１の
非電源側端子間の予熱用コンデンサ９４３を含む。放電
灯９４１等を含む放電灯点灯回路は一方のスイッチング
素子９１１とアーム用コンデンサ９３０を跨ぐ位置に接
続される。図１の負荷回路９００について補足する。放
電灯９４１等を含む放電灯点灯回路と他方のスイッチン
グ素子９１２を跨ぐ位置に図外のアーム用コンデンサを
接続すると、いわゆるハーフブリッジ形インバータとな
る。ここでは前記図外のアーム用コンデンサを省略し、
電源帰還電流ＩＢを形成する変形ハーフブリッジ形イン
バータとする。変形ハーフブリッジ形インバータはスイ
ッチング素子９１１・フリーホイールダイオード９２２
・スイッチング素子９１２・フリーホイールダイオード
９２１がこの順序で順にオンするように動作する。いわ
ば８の字形の動作で高周波に１サイクルを完結する。図
１のフリーホイールダイオード９２２がオンのときに、
電源帰還電流ＩＢを形成する。スイッチング素子９１１
がオンのときにバラスト用インダクタ９４２等に右向き
電流が形成され、スイッチング素子９１１ターンオフ後
も右向き電流はなお温存され、電源帰還電流ＩＢを形成
する。電源帰還電流ＩＢは９２２−９４１−９４２−９
３０を経由する電磁エネルギ放出電流である。前記図外
のアーム用コンデンサがあっても電源帰還電流ＩＢは形
成されるが、それを省略した変形ハーフブリッジ形であ
る場合は電源帰還電流ＩＢが相対的に大きくなる。図１
の電源帰還電流ＩＢは負側コンデンサ１３０を逆向きに
経由し、整流電源１１０を順方向に経由し、正側コンデ
ンサ１２０を逆向きに経由して流れる。このとき、整流
電源１１０は給電状態となり、正側コンデンサ１２０・
負側コンデンサ１３０は充電状態となる。整流電源１１
０のかかる給電動作は整流電源１１０電圧の瞬時値が低
い場合にも生ずるので、整流電源１１０の導通角が拡大
し、その分だけ力率が高まる。請求項１に対応する発明
の別の実施形態を図２を使って説明する。図１とは負荷
回路９００の内容が異なる。図２に図１の部品符号をそ
のまま転用し、重複する説明を適宜割愛する。図２の負
荷回路９００はタンク回路を形成する振動用インダクタ
９５１・振動用コンデンサ９５２を含み、振動用インダ
クタ９５１・振動用コンデンサ９５２と直列の高周波動
作用のスイッチング素子９６１を含む１石形インバータ
である。インバータ負荷は放電灯９４１等を含む放電灯
点灯回路である。図２のスイッチング素子９６１は振動
用インダクタ９５１・振動用コンデンサ９５２相互間の
振動を断続的に付勢するように作用する。スイッチング
素子９６１と逆並列のフリーホイールダイオード９６２
はタンク回路（９５１・９５２）のエネルギを断続的に
放出するように作用する。振動用インダクタ９５１に上
向き電流を形成する位相では振動用コンデンサ９５２電
圧が上向き方向に次第に高まり、やがて電源帰還電流Ｉ
Ｂを形成するようになる。図２ではこの電源帰還電流Ｉ
Ｂを整流電源１１０の導通角拡大に利用する。請求項２
に対応する発明の実施形態を図３を使って説明する。図
１ないしは図２との違いは正側ダイオード１４０・負側
ダイオード１５０のうちの少なくとも一方をインダクタ
１５１に置き換えことである。その他の点は図１同様で
ある。また、その他の点は図２同様であってもかまわな
い。図３に図１・図２の部品符号をそのまま転用し、重
複する説明を適宜割愛する。図３の１００番台の部品符
号によって形成される電源回路と負荷回路９００との間
の主たる相互作用は放電電流ＩＦ（より正確には電源回
路からの出力電流）と電源帰還電流ＩＢである。図３の
電源帰還電流ＩＢは主として１３０−１１０−１２０を
経由する。電源帰還電流ＩＢの一部はインダクタ１５１
を経由して流れるが、電源帰還電流ＩＢは高周波電流で
あり、それに対してインダクタ１５１が高インピーダン
スを示すので、インダクタ１５１電流はわずかであり、
ほとんどは整流電源１１０を経由しその導通角拡大に寄
与する。したがって、図１・図２同効となる。負側ダイ
オード１４０を図外のインダクタに置換した場合におい
てもほぼ同効である。図３のインダクタ１５１は負側コ
ンデンサ１３０の放電電流を導く。その際にインダクタ
１５１に電磁エネルギが蓄積される。蓄積された電磁エ
ネルギの一部は整流電源１１０を介して正側コンデンサ
１２０へ放出され、正側コンデンサ１２０を充電する。
この期間も整流電源１１０の給電期間となり、その導通
角拡大に寄与する。図３の好ましい形態はインダクタ１
５１がある方のコンデンサ（負側コンデンサ１３０）を
小容量コンデンサとし、インダクタ１５１がない方のコ
ンデンサ（正側コンデンサ１２０）を大容量コンデンサ
とすることである。こうすると、電源帰還電流ＩＢによ
り負側コンデンサ１３０が正側コンデンサ１２０比して
高電圧に充電され、その後の高電圧側コンデンサ１３０
の放電によってインダクタ１５１エネルギが高まり、そ
の後のインダクタ１５１エネルギ放出にともなう整流電
源１１０給電が増大する。請求項１の発明に対応する図
１・図２の正側ダイオード１４０・負側ダイオード１５
０の一方ないしは両方をインダクタに置換すれば、請求
項２に対応する発明となる。そのインダクタは電源帰還
電流ＩＦの一部を吸収し、その折の整流電源１１０給電
動作を幾分阻害するように働く。この弊害を除きため
に、正側ダイオード１４０・負側ダイオード１５０を残
し、正側ダイオード１４０・負側ダイオード１５０のそ
れぞれと直列にインダクタを挿入することも有効であ
り、それは請求項１に対応する好ましい実施形態とな
る。請求項２の発明に対応する別の実施形態を図４を使
って説明する。図３との唯一の違いは正側コンデンサ１
２０を特殊コンデンサ（コンデンサ回路）としたことで
ある。それは一対のコンデンサ１２１・１２２とそれら
を直列に充電する充電用ダイオード１２４とそれらを並
列にして放電する放電用ダイオード１２３・１２５を含
む。これら全体の放電電圧／充電電圧比は１／２であ
る。この場合の正側コンデンサ１２０の放電電圧は低
い。このため、整流電源１１０の電圧瞬時値がピークを
過ぎて相当に低くなった段階でも正側コンデンサ１２０
に対して優勢となり、整流電源１１０は出力電流ＩＦの
形成になお寄与し続けるので力率が高まる。整流電源１
１０電圧瞬時値がさらに下がると正側コンデンサ１２０
の方が優勢となり、正側コンデンサ１２０の放電が介し
される。図４の場合も正側コンデンサ１２０（コンデン
サ１２１・１２２）容量よりも負側コンデンサ１３０容
量を十分に小さく設定し、電源帰還電流ＩＢ通過にとも
なう負側コンデンサ１３０の充電電圧を高め、負側コン
デンサ１３０放電時にインダクタ１５１に上向き電流を
形成し、上向き電流による電磁エネルギの放出時に整流
電源１１０の給電を促すが、その仕組みは図３のそれと
同一である。図３のインダクタ１５１に代えて上向きダ
イオードを使用すれば、あるいは図３のインダクタ１５
１に加えて上向きダイオードを直列に挿置すれば、請求
１に対応する実施形態となる。図１〜図３の各実施形態
に共通な事項について補足する。整流電源１１０ないし
は交流電源１１１の導通角は前記のごとく拡大し力率は
高まるが、その電流はなお高調波分を多く含む。その弊
害を緩和するために、高調波成分除去用のフィルタ素
子、フィルタ回路を付加することは実用上好適である。
例えば、整流電源１１０ないしは交流電源１１１と直列
にインダクタを配置し、あるいは整流電源１１０ないし
は交流電源１１１と並列に小容量にコンデンサを配置す
る。フィルタ用のインダクタの配置については、図５を
使って補足する。請求項１に対応するさらなる実施形態
を図５を使って説明する。図５は交流電源１１１と直列
にインダクタ１１９を配置したものである。負荷回路９
００は図１同様のもの、あるいは図２同様のものであ
る。以下の説明では図１同様のものとする。図１におけ
るスイッチング素子９１１のターンオフ時について考え
る。ターンオフ時に、図１のバラスト用インダクタ９４
２についても図５のインダクタ１１９についても電流の
連続性は保証されねばならないが、その間に軽い矛盾が
生ずる。この矛盾は図５の全ダイオード１０２〜１１５
が導通し、不足分の電流をインダクタ１１９を経ないで
流すことによって解消する。これにともない、インダク
タ１１９電流（交流電源１１１電流）は交流電源１１１
電圧の瞬時値を受けて増加し、電流不足分が解消した段
階でダイオード１０２〜１１５は正常なオンオフモード
に復帰する。
【０００７】
【発明の効果】本発明は電源帰還電流が整流電源を順方
向に経由して流れるように工夫したものである。これに
よれば整流電源の力率を簡単に高め得る。
向に経由して流れるように工夫したものである。これに
よれば整流電源の力率を簡単に高め得る。
【図１】本発明の第１の実施形態を示す回路図である。
【図２】第２の実施形態を示す回路図である。
【図３】第３の実施形態を示す回路図である。
【図４】第４の実施形態を示す回路図である。
【図５】第５の実施形態を示す回路図である。
１１０：整流電源 １１１：交流電源 １２０：正側コンデンサ １３０：負側コンデンサ １４０：正側ダイオード １５０：負側ダイオード １５１：インダクタ ９００：負荷回路 ＩＢ ：電源帰還電流
Claims (2)
- 【請求項１】交流電源（１１１）電圧を整流する整流電
源（１１０）を備え、前記整流電源（１１０）の正端子
側に接続され前記整流電源（１１０）で充電される正側
コンデンサ（１２０）を備え、前記整流電源（１１０）
の負端子側に接続され前記整流電源（１１０）で充電さ
れる負側コンデンサ（１３０）を備え、前記正側コンデ
ンサ（１２０）の放電を許容し前記負側コンデンサ（１
３０）の充電を許容する正側ダイオード（１４０）を備
え、前記正側コンデンサ（１２０）の充電を許容し前記
負側コンデンサ（１３０）の放電を許容する負側ダイオ
ード（１５０）を備え、 前記正側コンデンサ（１２０）および負側コンデンサ
（１３０）の放電電流（ＩＦ）を受ける位置に、断続的
な電源帰還電流（ＩＢ）を形成する負荷回路（９００）
を接続したことを特徴とする電源装置。 - 【請求項２】請求項１記載の正側ダイオード（１４０）
・負側ダイオード（１５０）のうちの少なくとも一方を
インダクタ（１５１）に置き換えた請求項１記載の電源
装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7345962A JPH09163745A (ja) | 1995-11-29 | 1995-11-29 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7345962A JPH09163745A (ja) | 1995-11-29 | 1995-11-29 | 電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09163745A true JPH09163745A (ja) | 1997-06-20 |
Family
ID=18380192
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7345962A Pending JPH09163745A (ja) | 1995-11-29 | 1995-11-29 | 電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09163745A (ja) |
-
1995
- 1995-11-29 JP JP7345962A patent/JPH09163745A/ja active Pending
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