JPH09182445A

JPH09182445A - 力率改善コンバータ回路

Info

Publication number: JPH09182445A
Application number: JP7350749A
Authority: JP
Inventors: Masayuki Yasumura; 昌之安村
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1995-12-26
Filing date: 1995-12-26
Publication date: 1997-07-11

Abstract

(57)【要約】【課題】力率改善コンバータ回路を備えた電源回路の
電力変換効率の向上、回路サイズの小型／軽量化、低コ
スト化を図る。【解決手段】ＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系とで４倍電
圧整流／倍電圧整流の切換が可能とされる整流回路系
と、簡略な回路構成による自励式電流共振形コンバータ
を組み合わせ、直列共振回路（Ｎ₁ 、Ｃ₁ ）に得られた
スイッチング電圧を磁気結合トランスＭＣＴを介して整
流経路に帰還することによって力率改善を図るようにし
て力率改善コンバータ部１３を構成する。この際、交流
入力電圧に応じた制御電流をドライブトランスＰＲＴの
制御巻線Ｎ_C に供給して、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂
のスイッチング周波数を可変制御することで、交流入力
電圧の変化に対する力率特性を一定とする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明はスイッチング電源回
路の力率を改善するために設けられる力率改善コンバー
タ回路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、高周波の比較的大きい電流及び電
圧に耐えることができるスイッチング素子の開発によっ
て、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源装置
としては、大部分がスイッチング方式の電源装置になっ
ている。スイッチング電源はスイッチング周波数を高く
することによりトランスその他のデバイスを小型にする
と共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電
子機器の電源として使用される。

【０００３】ところで、一般に商用電源を整流すると平
滑回路に流れる電流は歪み波形になるため、電源の利用
効率を示す力率が損なわれるという問題が生じる。ま
た、歪み電流波形となることによって発生する高調波を
抑圧するための対策が必要とされている。

【０００４】そこで、スイッチング電源回路において力
率を改善する力率改善手段として、整流回路系において
ＰＷＭ制御方式の昇圧型コンバータを設けて力率を１に
近付ける、いわゆるアクティブフィルタを設ける方法が
知られている。

【０００５】図９は、上記アクティブフィルタを備えて
力率改善を図るように構成されたスイッチング電源回路
の一例を示す回路図とされる。この図に示す電源回路に
おいては、商用交流電源ＡＣに対してコモンモードのノ
イズを除去するノイズフィルタとして、コモンモードチ
ョークコイルＣＭＣとアクロスコンデンサＣ_L が設けら
れている。商用交流電源ＡＣはブリッジ整流回路Ｄ₁₀に
より全波整流される。この場合には、ブリッジ整流回路
Ｄ₁₀の整流出力ラインと、平滑回路である平滑コンデン
サＣｉ間に対してアクティブフィルタ回路２０が設けら
れて、後述するようにして力率改善を図る。

【０００６】スイッチング電源部１は、平滑コンデンサ
Ｃｉの両端に得られる整流平滑電圧Ｅｉを入力してスイ
ッチング動作を行い、二次側より直流出力電圧Ｅ₁ 、Ｅ
₂ を出力するＤＣ−ＤＣコンバータとされ、例えばこの
場合には、ＰＷＭ方式により定電圧化制御を行うフライ
バック式あるいはフォワード式のスイッチングコンバー
タが備えられているものとされる。なお、この場合のア
クティブフィルタ回路２０は昇圧型とされるが、このア
クティブフィルタ回路２０により生成される直流電圧
（整流平滑電圧Ｅｉ）は、ＡＣ１００Ｖ系〜ＡＣ２００
Ｖ系の交流入力電圧レベルの変化に対して例えば約３８
０Ｖで一定となるように制御される。

【０００７】次に、アクティブフィルタ回路２０の構成
について説明する。この図に示すアクティブフィルタ回
路２０においては、ブリッジ整流回路Ｄ₁₀の正極出力ラ
インに対してフィルタチョークコイルＬ_N −チョークコ
イルＣＨの巻線Ｌｉ−フェライトビーズＦＢ₂ −高速リ
カバリ型ダイオードＤ₁₂が直列に接続されている。そし
て、フィルタチョークコイルＬ_N の両端には２本のフィ
ルタコンデンサＣ_N がそれぞれ一次側アースに対して接
続されるようにして設けられ、これらフィルタチョーク
コイルＬ_N 及びフィルタコンデンサＣ_N 、Ｃ_N により、
いわゆるπ型のノーマルモードのローパスフィルタを形
成する。そして、これらコモンモード及びノーマルモー
ドのノイズフィルタによって、商用交流電源ＡＣに流れ
込むスイッチングノイズなどの高調波ノイズを阻止する
ようにされている。

【０００８】ここで、チョークコイルＣＨの巻線Ｌｉ
は、後述するスイッチング素子Ｑ₂₀のスイッチング期間
に電流を負荷側（スイッチングコンバータ部側）に流し
込むために、整流平滑電圧よりも高いレベルの電圧源あ
るいは電流源となるためのエネルギー蓄積手段として機
能するインダクタンスとして挿入されている。また、高
速リカバリ型ダイオードＤ₁₂は、後述するようにしてス
イッチング素子Ｑ₂₀のスイッチング動作によって、整流
出力ラインに高周波電流が流れることに対応して設けら
れるものとされる。

【０００９】上記チョークコイルＣＨの巻線Ｌｉ及び高
速リカバリ型ダイオードＤ₁₂を介して整流出力ラインを
流れる整流電流は、平滑コンデンサＣｉに対して充電さ
れて、この平滑コンデンサＣｉの両端に後段のスイッチ
ング電源部１の動作電源となる整流平滑電圧Ｅｉを生成
する。

【００１０】また、アクティブフィルタを形成する部品
であるスイッチング素子Ｑ₂₀は、この場合には、例え
ば、ＭＯＳ−ＦＥＴトランジスタが用いられ、ドレイン
に対してチョークコイルＣＨの巻線Ｌｉとフェライトビ
ーズＦＢ₂ を介した高速リカバリ型ダイオードＤ₁₂のア
ノードの接続点に対して、フェライトビーズＦＢ₁ を介
して接続され、ソースは突入電流制限抵抗Ｒ_D1を介して
一次側アースに接地されている。このスイッチング素子
Ｑ₂₀は、後述するアクティブフィルタ制御回路２０内の
ドライブ回路からゲートに対してスイッチング駆動信号
が供給されることによって、スイッチング動作が行われ
る。

【００１１】また、このアクティブフィルタ回路２０に
おいては上記スイッチング素子Ｑ₂₀に対応して、フェラ
イトビーズＦＢ₁ 、及びコンデンサＣ_S1と抵抗Ｒ_5Aから
なるスナバ回路が設けられると共に、また、高速リカバ
リ型ダイオードＤ₁₂に対しては、フェライトビーズＦＢ
₂ 、及びコンデンサＣ_S2と抵抗Ｒ_5Bからなるスナバ回路
が設けられている。スイッチング素子Ｑ₂₀及び高速リカ
バリ型ダイオードＤ₁₂は、それぞれ次に説明するよう
に、アクティブフィルタ制御回路２０ＡのＰＷＭ制御に
基づいてスイッチング動作を行うが、この時のターンオ
ン／ターンオフ電流の立ち上がり／立ち下がり時間が速
いために比較的高レベルの輻射ノイズが発生する。そこ
で、上記スナバ回路によってスイッチング電流波形の立
ち上がり／立ち下がり期間に傾斜をつけることで、輻射
ノイズを抑圧するようにしている。

【００１２】アクティブフィルタ制御回路２０Ａは、こ
の場合には力率を１に近付けるように力率改善を行うア
クティブフィルタの動作を制御するもので、例えば１石
の集積回路（ＩＣ）とされている。この場合、アクティ
ブフィルタ制御回路２０Ａは電源投入時にスイッチング
素子Ｑ₂₀を駆動させる起動回路、所要のスイッチング周
波数を発生させる発振回路、上記発振周波数の信号を増
幅してスイッチング素子Ｑ₂₀を駆動するためのゲート信
号を生成するドライブ回路、上記ドライブ回路より出力
されるスイッチング駆動信号についてＰＷＭ制御を行う
ＰＷＭ制御回路、及び、次に説明するフィードフォワー
ド回路及びフィードバック回路の入力に基づいて乗算を
行って、上記ＰＷＭ制御回路の制御入力信号を生成する
乗算器等によって構成される。この場合、ブリッジ整流
回路Ｄ₁₀の正極出力端子と一次側アース間には分圧抵抗
Ｒ₂₁、Ｒ₂₂が直列に挿入されており、この分圧抵抗
Ｒ₂₁、Ｒ₂₂の分圧値がアクティブフィルタ制御回路２０
Ａに入力され、これによって、交流入力電圧に対応する
フィードフォワード回路が形成されている。また、フィ
ードバック回路は平滑コンデンサＣｉの両端電圧（整流
平滑電圧）を分圧抵抗Ｒ₂₃、Ｒ₂₄により分圧した電圧値
をアクティブフィルタ制御回路２０Ａに入力するように
して形成される。つまり、この図に示すアクティブフィ
ルタ制御回路２０Ａに対しては、フィードフォワード回
路より交流入力電圧のレベルに対応する電圧値が入力さ
れ、フィードバック回路からは、整流平滑電圧レベルに
対応する電圧値が入力されることになる。

【００１３】この場合、チョークコイルＣＨに巻装され
た巻線Ｎ₅ と整流ダイオードＤ₇ による半波整流回路の
出力がアクティブフィルタ制御回路２０Ａの動作電源と
して供給されている。

【００１４】上記のように構成されるアクティブフィル
タによる力率改善動作の概略としては、次のようにな
る。例えば、アクティブフィルタ制御回路２０Ａではフ
ィードフォワード回路より入力された電圧値に基づいて
交流入力電圧レベルを検出し、内部の乗算器に入力す
る。また、一方でフィードバック回路から入力された電
圧値に基づいて整流平滑電圧の変動差分を検出する。ア
クティブフィルタ制御回路２０Ａでは、この整流平滑電
圧の変動差分に基づいて整流平滑電圧Ｅｉの平均値を約
３６０Ｖ〜３８０Ｖの範囲で一定となるように制御する
と共に、この整流平滑電圧の変動差分を内部の乗算器に
入力する。そして、乗算器において、上記交流入力電圧
レベルと整流平滑電圧の変動差分を乗算するが、この乗
算結果によって例えば交流入力電圧Ｖ_ACと同一波形の電
流指令値が生成される。そして、ＰＷＭ制御回路では上
記電流指令値と実際の交流入力電流レベルを比較して、
この差に応じたＰＷＭ信号を生成してドライブ回路に供
給する。スイッチング素子Ｑ₂₀は、このＰＷＭ信号に基
づくドライブ信号によってスイッチング駆動される。こ
の結果、交流入力電流は交流入力電圧と同一波形となる
ように制御されて、力率がほぼ１に近付くようにして力
率改善が図られることになる。この場合には、交流入力
電圧変動あるいは負荷変動に対して、０．９５〜０．９
９程度の力率が得られるようにされる。また、この場合
には、乗算器によって生成される電流指令値は、整流平
滑電圧の変動差分に応じて振幅が変化するように制御さ
れるため、整流平滑電圧の変動も抑制されることにな
る。

【００１５】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上記図９に
示した電源回路においては、力率改善コンバータとして
アクティブフィルタ回路２０が用いられているが、その
構成部品が高価であると共に構成部品の点数も比較的多
くなって、回路の小型化及び低コスト化には不利である
という問題を有している。また、図９に示す電源回路の
場合、アクティブフィルタ回路２０及び後段のスイッチ
ング電源部１は、共にＰＷＭ制御に基づくスイッチング
動作を行うことから、矩形波形の動作となって高レベル
のＥＭＩ（電磁妨害波）を輻射する。このため、例えば
アクティブフィルタ回路２０の入力段に設けるノーマル
モードのローパスフィルタ（Ｌ_N 及びＣ_N 、Ｃ_N ）及び
コモンモードのノイズフィルタ（ＣＭＣ、Ｃ_L ）を強化
する必要があり、それだけこれらノイズフィルタを形成
する素子の大型化及びコストアップを招く。また、前述
のようにＥＭＩ対策として、アクティブフィルタ回路２
０におけるスイッチング素子Ｑ₂₀及び高速リカバリ型ダ
イオードＤ₁₂に対してスナバ回路を設けた場合には、そ
れだけ電力損失も増加することが分かっており、例えば
図９におけるアクティブフィルタ回路２０ではＡＣ−Ｄ
Ｃ電力変換効率は９０％程度に低減する。従って、例え
ばスイッチング電源部１のＤＣ−ＤＣ変換効率が８５％
とすれば、電源回路全体としての総合電力変換効率は９０％×８５％＝７６．５％までに低減することになる。

【００１６】更に、図９に示したアクティブフィルタ回
路２０は、その直流出力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）が３
８０Ｖ程度で一定となるように制御されるため、交流入
力電圧がＡＣ１００Ｖ系、ＡＣ２００Ｖ系の何れの条件
に対応する場合にも、既存のＡＣ１００Ｖ系もしくはＡ
Ｃ２００Ｖ系対応のスイッチング電源部をそのまま用い
ることは不可能とされ、スイッチング素子の耐圧向上を
はじめ、各部の設計変更をしなければならず、この点に
おいてもコスト的に不利となる。

【００１７】

【課題を解決するための手段】そこで、本発明は上記し
た問題点を考慮して、特に重負荷対応とされる条件下に
おいて、アクティブフィルタ回路２０による方式よりも
低コストで小型化を図ることが可能とされ、また、電力
変換効率等の電気的特性が向上された力率改善コンバー
タを提供することを目的とする。

【００１８】このため、本発明の力率改善コンバータ回
路は、商用電源に入力された交流入力電圧レベルの略４
倍に対応する整流平滑電圧を生成する４倍電圧整流回
路、あるいは、商用電源に入力される交流入力電圧レベ
ルに基づいて、交流入力電圧レベルの略４倍に対応する
整流平滑電圧を生成する４倍電圧整流回路と、交流入力
電圧レベルの略２倍に対応する整流平滑電圧を生成する
倍電圧整流回路との切換えが可能とされた整流回路系を
備えることとした。そして、上記４倍電圧整流回路ある
いは整流回路系に対して、整流平滑電圧を動作電源とし
てスイッチング動作を行い、そのスイッチング出力を直
列共振コンデンサ及び直列共振巻線のインダクタンスに
より形成される直列共振回路に供給するようにされる電
流共振形スイッチングコンバータと、直列共振回路から
整流電流経路に対して帰還されたスイッチング出力に基
づいて力率改善を図るようにされた力率改善回路と、入
力される交流入力電圧レベルの変化に対して、力率がほ
ぼ一定となるように制御を行う力率制御回路とを備えて
構成することとした。

【００１９】そして上記構成によれば、４倍電圧整流回
路若しくは４倍電圧整流動作と倍電圧整流動作との切換
えが可能とされる整流回路を備えて所要の重負荷に対応
するだけの電力を得ることが可能とされると共に、例え
ば自励式電流共振形コンバータによるスイッチング出力
を整流経路に帰還して力率改善を図るようにされるため
回路構成は簡略となり、また電流共振形の動作となるこ
とによりスイッチングノイズも低レベルとなる。そして
この際、交流入力電圧の変化に対して力率が一定に制御
されることで、例えばＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系
に共用して対応可能な力率改善コンバータ回路に適用し
た場合には、ＡＣ１００Ｖ系〜ＡＣ２００Ｖ系の範囲で
安定した力率が得られることになる。

【００２０】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の一実施の形態と
しての力率改善コンバータ回路を備えて構成されるスイ
ッチング電源回路の構成を示す回路図とされ、図９と同
一部分は同一符号を付して説明を省略する。本実施の形
態としての力率改善コンバータ回路は、後述するように
４倍電圧整流回路が備えられて、例えば、交流入力電圧
ＡＣ１００Ｖ系時で負荷電力３００Ｗ〜６００Ｗ程度の
重負荷の条件に対応することが可能とされる。図１に示
す本実施の形態の力率改善コンバータ回路としては、一
点鎖線により括って示す力率改善コンバータ部１０がこ
れに相当する。この力率改善コンバータ部１０において
は商用交流電源ＡＣの正極ラインに直列にフィルタチョ
ークコイルＬ_N が挿入されており、フィルタコンデンサ
Ｃ_N は図のように商用交流電源ＡＣの両極ラインに並列
に挿入されて上記フィルタチョークコイルＬ_N と共にノ
ーマルモードのローパスフィルタを形成する。

【００２１】そして、この場合には力率改善コンバータ
部１０の整流ダイオードＤ₁ ，Ｄ₂，Ｄ₃ ，Ｄ₄ と、平
滑コンデンサＣｉ₁ ，Ｃｉ₂ ，Ｃｉ₃ ，Ｃｉ₄ からなる
整流回路系が商用交流電源ＡＣに対して設けられ、次に
説明する接続形態によって４倍電圧整流回路を形成す
る。

【００２２】この場合、平滑コンデンサＣｉ₁ の負極
は、商用交流電源ＡＣの正極ラインと接続され、正極は
整流ダイオードＤ₁ のアノード及び整流ダイオードＤ₂
のカソードと接続される。上記整流ダイオードＤ₂ のア
ノードは商用交流電源ＡＣの負極ラインと接続されてい
る。また、平滑コンデンサＣｉ₂ の正極は、商用交流電
源ＡＣの正極ラインと接続され、負極は整流ダイオード
Ｄ₄ のカソードと整流ダイオードＤ₃ のアノードに対し
て接続される。上記整流ダイオードＤ₄ のアノードは一
次側アースに接続され、また、整流ダイオードＤ₃ のカ
ソードは商用交流電源ＡＣの負極ラインと接続される。

【００２３】平滑コンデンサＣｉ₃ 及びＣｉ₄ は直列接
続されて、図のように整流ダイオードＤ₁ のカソードと
一次側アース間に挿入される。平滑コンデンサＣｉ₃ ，
Ｃｉ₄ の接続点は商用交流電源ＡＣの負極ラインに接続
される。そして、直列接続された平滑コンデンサＣｉ
₃ 、Ｃｉ₄ の両端電圧がこの電源回路の整流平滑電圧と
されて、後段のスイッチングコンバータに対して動作電
源として供給される。なお、本実施の形態のスイッチン
グコンバータの構成については後述する。

【００２４】本実施の形態の整流回路系は上述のように
して形成され、交流入力電圧のピークレベルのほぼ４倍
に相当するレベルの整流平滑電圧を生成する４倍電圧整
流回路として構成されるが、その動作について図２を参
照して説明する。

【００２５】例えば商用交流電源ＡＣにＡＣ１００Ｖ系
の交流入力電圧Ｖ_ACが供給されている場合、この交流入
力電圧Ｖ_ACが負の期間の整流電流経路は、図２の破線に
示すようになり、［商用交流電源ＡＣ→平滑コンデンサ
Ｃｉ₄ （正極→負極）→整流ダイオードＤ₄ →平滑コン
デンサＣｉ₂ （負極→正極）→商用交流電源ＡＣ］の経
路で流れ、平滑コンデンサＣｉ₄ に対して整流電流を充
電するようにされる。また、整流電流は分岐されて［商
用交流電源ＡＣ→整流ダイオードＤ₂ →平滑コンデンサ
Ｃｉ₁ （正極→負極）→商用交流電源ＡＣ］の経路によ
って平滑コンデンサＣｉ₁ に対する充電を行うようにも
され、平滑コンデンサＣｉ₁ の両端に交流入力電圧レベ
ルに対応するＥｉのレベルの電圧を生成する。

【００２６】そして、交流入力電圧が正の期間では、整
流電流は、図２の実線に示すように［商用交流電源ＡＣ
→整流ダイオードＤ₁ →平滑コンデンサＣｉ₃ （正極→
負極）→商用交流電源ＡＣ］の経路で流れて、平滑コン
デンサＣｉ₃ に対して整流電流を充電するようにされる
が、このとき前の交流入力電圧が負の期間で平滑コンデ
ンサＣｉ₁ の両端に発生したＥｉのレベルの電圧を介し
て、整流ダイオードＤ₁ により整流した商用交流電源Ａ
Ｃを平滑コンデンサＣｉ₃ に充電するようにされること
から、平滑コンデンサＣｉ₃ の両端には、交流入力電圧
レベルの２倍に対応する２Ｅｉの整流平滑電圧が得られ
ることになる。この場合には交流入力電圧Ｖ_ACはＡＣ１
００Ｖ系であることから、２Ｅｉの整流平滑電圧は２０
０Ｖ系となる。

【００２７】また、上記交流入力電圧が正の期間では、
整流電流は、［商用交流電源ＡＣ→平滑コンデンサＣｉ
₂ （正極→負極）→整流ダイオードＤ₃ →商用交流電源
ＡＣ］の経路によっても流れ、平滑コンデンサＣｉ₂ の
両端に交流入力電圧レベルに対応するＥｉのレベルの電
圧を生成する。そして次の交流入力電圧が負の期間とな
ると、整流電流経路は前述のように図２の破線に示す経
路とされて、平滑コンデンサＣｉ₄ に対して整流電流を
充電するが、この際、先の交流入力電圧が正の期間で充
電された平滑コンデンサＣｉ₂の両端電圧Ｅｉを介し
て、平滑コンデンサＣｉ₄ に対する充電が行われる。こ
れにより、平滑コンデンサＣｉ₄ の両端には、交流入力
電圧レベルの２倍に対応する２Ｅｉの整流平滑電圧が得
られることになる。

【００２８】このような交流入力電圧の正／負の各期間
の動作が繰り返されることによって、平滑コンデンサＣ
ｉ₃ と平滑コンデンサＣｉ₄ の各両端に２Ｅｉの整流平
滑電圧が得られる結果、直列接続された平滑コンデンサ
Ｃｉ₃ −Ｃｉ₄ の両端に得られる整流平滑電圧レベルと
しては、２Ｅｉ＋２Ｅｉ＝４Ｅｉとなり、４Ｅｉの整流平滑電圧が得られる４倍電圧整流
回路が形成されることになる。この場合、交流入力電圧
はＡＣ１００Ｖ系とされることから４Ｅｉの整流平滑電
圧としては４００Ｖ系の直流電圧が得られて、後段のス
イッチングコンバータに供給されることになる。なお、
このような構成の４倍電圧整流回路は一般にミッチェル
回路ともいわれる。

【００２９】また、力率改善コンバータ部１０において
は上記４Ｅｉのレベルの整流平滑電圧を動作電源とす
る、自励式の電流共振形コンバータが備えられている。
この電流共振形コンバータには、図のようにハーフブリ
ッジ結合された２つのスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ が備
えられ、平滑コンデンサＣｉの正極側の接続点と一次側
アース間に対してそれぞれのコレクタ、エミッタを介し
て接続されている。このスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ の
各コレクタ−ベース間には、それぞれ起動抵抗Ｒ_S1、Ｒ
_S2が挿入され、抵抗Ｒ_B1、Ｒ_B2によりスイッチング素子
Ｑ₁ 、Ｑ₂のベース電流（ドライブ電流）を調整する。
また、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂の各ベース−エミッ
タ間にはそれぞれダンパーダイオードＤ_B1、Ｄ_B2が挿入
される。そして、共振用コンデンサＣ_B1、Ｃ_B2は次に説
明するドライブトランスＰＲＴの駆動巻線Ｎ_B1、Ｎ_B2と
共に、自励発振用の直列共振回路を形成している。ま
た、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ の各コレクタ−エミッ
タ間にはそれぞれコンデンサＣ_C 、Ｃ_C が並列に接続さ
れて、矩形波となるスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ のスイ
ッチング電圧の立ち上がり／立ち下がり期間に傾きを与
え、スイッチングノイズを抑制するようにしている。な
お、コンデンサＣ_C 、Ｃ_C には、例えば安価なセラミッ
クコンデンサなどを用いることができる。

【００３０】ドライブトランスＰＲＴ（Power Regulati
ng Transformer) は、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ を駆
動すると共にスイッチング周波数を可変制御する。この
ドライブトランスＰＲＴは、駆動巻線Ｎ_B1、Ｎ_B2と、駆
動巻線Ｎ_B1を巻き上げるようにして設けられる共振電流
検出巻線Ｎ_D に対して、その巻回方向が直交するように
して巻装された制御巻線Ｎ_C が設けられる直交型の可飽
和リアクトルとされている。駆動巻線Ｎ_B1は、その一端
が抵抗Ｒ_B1−共振用コンデンサＣ_B1を介してスイッチン
グ素子Ｑ₁ のベースと接続され、他端はスイッチング素
子Ｑ₁ のエミッタに接続される。また、駆動巻線Ｎ_B2の
一端はアースに接地されると共に、他端は抵抗Ｒ_B2−共
振用コンデンサＣ_B2を介してスイッチング素子Ｑ₂ のベ
ースと接続されており、駆動巻線Ｎ_B1とは逆の極性の電
圧が出力されるようになされている。

【００３１】コンバータトランスＣＶＴは、一次巻線Ｎ
₁ と巻線Ｎ₃ が巻装されて一次巻線Ｎ₁ に所要のインダ
クタンスＬｏが得られるようにしている。一次巻線Ｎ₁
の一端は、共振電流検出巻線Ｎ_D を介してスイッチング
素子Ｑ₁のエミッタとスイッチング素子Ｑ₂ のコレクタ
の接続点（スイッチング出力点）と接続され、他端は直
列共振コンデンサＣ₁ を介して整流ダイオードＤ₁₁、Ｄ
₁₂の接続点と接続される。上記接続形態によると、コン
バータトランスＣＶＴの一次巻線Ｎ₁ と直列共振コンデ
ンサＣ₁ は直列に接続されることになるが、一次巻線Ｎ
₁ のインダクタンスＬｏと直列共振コンデンサＣ₁ のキ
ャパシタンスとによって、このスイッチングコンバータ
を電流共振形とするための直列共振回路を形成するよう
にされている。本実施の形態の場合、一次巻線Ｎ₁ に対
してスイッチング出力が供給されて、直列共振回路には
スイッチング出力に対応する直列共振電流が流れる。ま
た、一次巻線Ｎ₁ に供給されたスイッチング出力は、直
列共振コンデンサＣ₁ の静電容量結合を介して整流ダイ
オードＤ₃ （アノード）、Ｄ₄ （カソード）の接続点に
対して印加されて、整流経路に帰還するようにされる。

【００３２】トランジスタＱ₃ は、制御巻線Ｎ_C に対し
て制御電流Ｉ_C を供給するために設けられる。この場
合、トランジスタＱ₃ のベースは、平滑コンデンサＣｉ
_B と並列に設けられる直列接続された分圧抵抗Ｒ₁₁−Ｒ
₁₂の分圧点と接続されて、平滑コンデンサＣｉ_B の両端
電圧（Ｅｉのレベルの整流平滑電圧）に対応するレベル
の直流電流が供給される。ここで、コンバータトランス
ＣＶＴに巻装された巻線Ｎ₃ は、一次巻線Ｎ₁ に得られ
るスイッチング出力電圧により交番電圧が励起される
が、この巻線Ｎ₃ に対しては整流ダイオードＤ₃ 、平滑
コンデンサＣ₃ からなる半波整流回路が設けられられ
て、低圧直流電圧が生成される。この直流電圧は抵抗Ｒ
₁₄及びツェナーダイオードＺＤ₁ からなる定電圧回路に
よって所定レベルの直流電圧とされて、トランジスタＱ
₃ の動作電源として制御巻線Ｎ_C を介してコレクタと接
続される。トランジスタＱ₃ のエミッタは抵抗Ｒ₁₃を介
して一次側アースに接地される。

【００３３】上述のようにして構成される力率改善コン
バータ部１０においては、電流共振形コンバータのスイ
ッチング動作は次のようになる。先ず商用交流電源が投
入されると、例えば起動抵抗Ｒ_S1、Ｒ_S2を介してスイッ
チング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ のベースにベース電流が供給され
ることになるが、例えばスイッチング素子Ｑ₁ が先にオ
ンとなったとすれば、スイッチング素子Ｑ₂ はオフとな
るように制御される。そしてスイッチング素子Ｑ₁ の出
力として、共振電流検出巻線Ｎ_D を介して一次巻線Ｎ₁
及び直列共振コンデンサＣ₁ からなる直列共振回路に直
列共振電流が流れるが、この共振電流が０となる近傍で
スイッチング素子Ｑ₂ がオン、スイッチング素子Ｑ₁ が
オフとなるように制御される。そして、スイッチング素
子Ｑ₂ を介して先とは逆方向の共振電流が流れる。以
降、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ が交互にオンとなる自
励式のスイッチング動作が開始される。このように、直
列接続された平滑コンデンサＣｉ₃ −Ｃｉ₄ の端子電圧
を動作電源としてスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ が交互に
開閉を繰り返すことによって、コンバータトランスＣＶ
Ｔの一次側巻線Ｎ₁ に共振電流Ｉ_O の波形に近いドライ
ブ電流を供給する。なお、ドライブトランスＰＲＴによ
るスイッチング周波数の可変制御については後述する。

【００３４】また、力率改善コンバータ部１０の基本的
な力率改善動作としては次のようになる。力率改善コン
バータ部１０においては、整流ダイオードＤ₃ 、Ｄ₄ の
接続点に対して直列共振回路（Ｃ₁ 、Ｎ₁ ）が接続され
ている。これにより、一次側巻線Ｎ₁ に供給されたスイ
ッチングコンバータのスイッチング出力は、直列共振コ
ンデンサＣ₁ の静電容量結合を介して整流ダイオードＤ
₃ 、Ｄ₄ の接続点に対して印加されることになる。この
場合、整流ダイオードＤ₃ は交流入力電圧が正の期間で
整流経路に挿入され、整流ダイオードＤ₄ は交流入力電
圧が負の期間で整流経路に挿入されることから、スイッ
チング出力は交流入力電圧が正／負の各期間において、
整流ダイオードＤ₃ 又はＤ₄ を介するようにして整流電
流経路に対して帰還されることになる。このようにして
帰還されたスイッチング出力によって、整流電流経路に
はスイッチング周期の交番電圧（スイッチング電圧）が
重畳される。これにより、力率改善コンバータ部１０に
おいては交流入力電圧が正の期間では整流ダイオードＤ
₁ 及びＤ₃ に整流電流をスイッチング周期で断続する動
作を促し、交流入力電圧が負の期間では整流ダイオード
Ｄ₂ 及びＤ₄ に整流電流をスイッチング周期で断続する
動作を促すようにされる。上記の動作により、力率改善
コンバータ部１０では交流入力電圧が正／負の各期間に
おいて、整流出力電圧にスイッチング電圧が重畳された
状態で、前述のように平滑コンデンサＣｉ₁ ，Ｃｉ₂ ，
Ｃｉ₃ ，Ｃｉ₄ に対して充電を行うことになるが、この
スイッチング電圧の重畳分によって、上記各平滑コンデ
ンサの両端電圧をスイッチング周期で引き下げることに
なる。このため、整流出力電圧レベルが、平滑コンデン
サＣｉ₁ ，Ｃｉ₂ ，Ｃｉ₃ ，Ｃｉ₄ を合成する両端電圧
よりも低いとされる期間にも各平滑コンデンサに対して
充電電流が流れるようにされる。この結果、交流入力電
流の平均的な波形が交流入力電圧の波形に近付くように
され、交流入力電流の導通角が拡大されることによって
力率が改善されることになる。

【００３５】また、整流ダイオードＤ₂ 、Ｄ₃ に対して
それぞれ並列に設けられる共振用コンデンサＣ₂ 、Ｃ₂
は、例えばフィルタチョークコイルＬ_N 及びフィルタコ
ンデンサＣ_N のインピーダンス素子と共に並列共振回路
を形成する。この並列共振回路は負荷変動に対応してそ
の共振インピーダンスが変化するようにされており、こ
の電源回路の負荷が軽くなるのに応じて整流経路に帰還
されるべきスイッチング出力電圧を抑制するようにして
いる。これによって軽負荷時における整流平滑電圧の上
昇を抑制する。なお、整流ダイオードＤ₂ 、Ｄ₃ の代わ
りに整流ダイオードＤ₁ 、Ｄ₄ に対してそれぞれ共振用
コンデンサＣ₂ 、Ｃ₂ が並列に接続されても同様の作用
効果を有する。

【００３６】ところで、本実施の形態のように電流共振
形コンバータのスイッチング出力を整流経路に帰還する
ように構成された力率改善コンバータ回路においては、
仮にスイッチング周波数が固定されていると、入力され
る交流入力電圧Ｖ_ACが上昇するのに従って、力率特性が
低下する。このため、例えばスイッチング周波数が固定
とされた力率改善コンバータ部１０を、ＡＣ１００Ｖ系
とＡＣ２００Ｖ系とに共用して対応可能ないわゆるワイ
ドレンジ対応の力率改善改善コンバータ回路として適用
する場合には、例えば交流入力電圧ＡＣ２００Ｖ系にお
いて、電源高調波規制を充分に満足するに足る力率特性
が得られない可能性がある。

【００３７】そこで、本実施の形態では次に述べるよう
にして、力率改善コンバータ部１０の電流共振形コンバ
ータのスイッチング周波数を可変制御することによっ
て、入力される交流入力電圧レベルに対して力率がほぼ
一定となるように構成されている。

【００３８】例えば、図１に示す電源回路において、商
用交流電源に入力される交流入力電圧Ｖ_ACが上昇したよ
うに変化したとすると、これに対応して直列接続された
平滑コンデンサＣｉ₃ ，Ｃｉ₄ の両端の整流平滑電圧も
上昇することから、この整流平滑電圧から分圧抵抗Ｒ₁₁
を介してトランジスタＱ₃ のベースに供給されるベース
電流が増加する。これによりトランジスタＱ₃ は、コレ
クタ電流レベルを大きくするように動作することから、
コレクタに接続された制御巻線Ｎ_C には、上記コレクタ
電流が制御電流として流れることになる。つまり、交流
入力電圧レベルの上昇に応じて制御巻線Ｎ_C に流れる制
御電流Ｉ_C のレベルは大きくなるように制御される。ド
ライブトランスＰＲＴでは、上記のように制御電流Ｉ_C
のレベルが大きくなることにより、駆動巻線Ｎ_B1、Ｎ_B2
のインダクタンスを小さくする。これにより、駆動巻線
Ｎ_B1と共振コンデンサＣ_B1、及び駆動巻線Ｎ_B2と共振コ
ンデンサＣ_B2により形成される２組の自励発振回路の共
振周波数を低下させ、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ のス
イッチング周波数を高くするように制御することにな
る。このため、直列共振回路の共振周波数がスイッチン
グ周波数に対して変化することになるが、これによって
直列共振回路に供給されるスイッチング出力の帰還量が
変化して、この場合には力率を高めるように制御される
ことになる。この結果、本実施の形態の力率改善コンバ
ータ部１０では力率改善を行うと共に、この改善された
力率を交流入力電圧に対して一定に保つように制御する
ことが可能となり、例えば実際には力率を０．９以上に
維持することが可能となる。

【００３９】ここで、本実施の形態である図１の電源回
路と従来例である図９の電源回路とを比較した場合、図
１のような自励式の電流共振形コンバータによる力率改
善コンバータ部１０は、図９におけるアクティブフィル
タ回路２０よりもＡＣ−ＤＣ電力変換効率が大幅に向上
される。従って、本実施の形態では後段のスイッチング
電源部１を含めたスイッチング電源回路の総合的な電力
変換効率も向上されることになる。

【００４０】また、図１の力率改善コンバータ部１０で
は電流共振形コンバータが用いられていることから、ス
イッチング動作により発生するノイズレベルも低いた
め、例えば、図１に示したように各１組のフィルタチョ
ークコイルＬ_N とフィルタコンデンサＣ_N により形成さ
れるノーマルモードのノイズフィルタで対応することが
可能となり、図９に示したようなπ型のノイズフィルタ
を構成する必要はなくなる。また、コモンモードのノイ
ズフィルタも強化する必要がなくなることから、コモン
モードチョークコイルＣＭＣ及びアクロスコンデンサＣ
_L についても、より小型で安価なものを選定することが
可能となる。また、力率改善コンバータ部１０の回路構
成は、図９に示したアクティブフィルタ回路２０よりも
簡略な構成となることから構成部品点数も削減されるこ
とになる。

【００４１】そして、本実施の形態の力率改善コンバー
タ部１０の場合には、前述のように交流入力電圧として
ＡＣ１００Ｖが入力されている場合には、４倍電圧整流
動作によって４００Ｖの整流平滑電圧が得られている
が、これは力率改善コンバータ部１０を設けずに、単に
４倍電圧整流回路のみの動作により得られる整流平滑電
圧レベルとほぼ同等とされる。これにより、例えばＡＣ
１００Ｖ時の条件であれば、後段のＰＷＭ方式によるス
イッチング電源部１には、４００Ｖ系の直流入力電圧に
対応する既存のスイッチングコンバータを、再設計する
ことなくそのまま利用することが可能となり、それだけ
コスト的にも有利となる。

【００４２】図３は、本発明の更に他の実施の形態の構
成を示す回路図とされ、図１と同一部分は同一符号を付
して説明を省略する。この図に示す力率改善コンバータ
部１１においては、フィルタコンデンサＣ_Nの一端が、
フィルタチョークコイルＬ_N の整流回路の入力ライン側
の端部と接続されているが、このような接続形態によっ
ても、フィルタコンデンサＣ_N 及びフィルタチョークコ
イルＬ_N によりノーマルモードのローパスフィルタを形
成する。また、力率改善コンバータ部１１に対しては磁
気結合トランスＭＣＴが設けられている。本実施の形態
の場合、磁気結合トランスＭＣＴは一次巻線Ｎ₁ と二次
巻線Ｎ₂ を、例えばフェライト材等のコアに対して、磁
気的に密結合して巻装して構成され、一次巻線Ｎ₁ 及び
二次巻線Ｎ₂ にそれぞれインダクタンスＬ_O 、Ｌｉが得
られるようにされている。この場合には、巻線Ｎ₃ が三
次巻線として巻装されている。

【００４３】この場合、上記一次巻線Ｎ₁ の一端は直列
共振コンデンサＣ₁ −共振電流検出巻線Ｎ_D を介してス
イッチング出力点と接続され、他端は一次側アースに接
地されており、直列共振コンデンサＣ₁ と共に直列共振
回路を形成してスイッチング出力が供給されるようにな
っている。二次巻線Ｎ₂ は、後述するようにして整流経
路にスイッチング電圧を重畳するためのインダクタとさ
れ、フィルタチョークコイルＬ_N の一端と、平滑コンデ
ンサＣｉ₁ ，Ｃｉ₂ の接続点間に挿入されるようにし
て、商用交流電源ＡＣの正極ラインに設けられる。ま
た、この場合には二次巻線Ｎ₂ に対して１組の共振用コ
ンデンサＣ₂ が設けられ、二次巻線Ｎ₂ と共に並列共振
回路を形成するようにされるが、その作用は図１にて説
明した共振用コンデンサＣ₂ と同様とされ、軽負荷時の
整流平滑電圧Ｅｉの上昇を抑制する。

【００４４】このように磁気結合トランスＭＣＴが設け
られて力率改善コンバータ部１１が形成される場合、電
流共振形コンバータのスイッチング動作が行われると、
そのスイッチング出力は、直列共振回路を形成する一次
巻線Ｎ₁ に供給される。そして、磁気結合トランスＭＣ
Ｔにおいては、一次巻線Ｎ₁ に供給されたスイッチング
出力をその磁気結合を介して二次巻線Ｎ₂ に伝送し、二
次巻線Ｎ₂ のインダクタンスＬｉにスイッチング周期の
電圧（スイッチング電圧）を発生させる。二次巻線Ｎ₂
は整流電流経路に直列に挿入されていることから、整流
電圧に対してスイッチング電圧が重畳されることにな
る。そして、このスイッチング電圧の重畳分によって、
交流入力電圧が正／負の各期間で、整流経路に挿入され
ることになる整流ダイオードＤ₁ 〜Ｄ₄ （図２参照）に
より、整流電流をスイッチング周期で断続する動作が得
られる。これにより、以降は図１で説明したと同様の作
用によって交流入力電流の導通角が拡大されて力率改善
が図られる。

【００４５】図４は、本発明の更に他の実施の形態を示
す回路図とされ、図１及び図３と同一部分には同一符号
を付して説明を省略する。この図に示す力率改善コンバ
ータ部１２においては、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ を
スイッチング駆動するドライブトランスＣＶＴ（Conver
ter Transformer)が備えられる。このドライブトランス
ＣＶＴには、一次巻線Ｎ₁ に対して、駆動巻線Ｎ_B1、Ｎ
_B2が二次巻線として巻装され、三次巻線Ｎ₂ が独立して
巻装されており、駆動巻線Ｎ_B1、Ｎ_B2のインダクタンス
を可変する制御巻線は設けられていない。従って、本実
施の形態においてはスイッチング周波数は固定とされ
る。

【００４６】この図に示す直交型の制御トランスＰＲＴ
は、一次巻線Ｎ_P 及び二次巻線Ｎ₂に対してその巻回方
向が直交するように制御巻線Ｎ_C を巻装して構成されて
いる。この制御トランスＰＲＴの一次巻線Ｎ_P は、その
一端が直列共振コンデンサＣ₁ を介して一次巻線Ｎ₁ と
接続され、他端はアースに接地される、つまり直列共振
回路と直列に接続されることによって、スイッチング出
力が得られるようにされている。二次巻線Ｎ₂ は、図３
の実施の形態に示した磁気結合トランスＭＣＴの二次巻
線Ｎ₂ に相当し、上記一次巻線Ｎ_P に得られたスイッチ
ング出力によってスイッチング電圧が励起され、このス
イッチング電圧を整流電流経路に重畳する。このように
して、電流共振形コンバータのスイッチング出力が整流
経路に帰還されることで、以降は図３にて説明したと同
様の作用によって力率改善動作が得られる。制御トラン
スＰＲＴの制御巻線Ｎ_C は、その一端がトランジスタＱ
₃ のコレクタと接続され、他端は一次側アースと接続さ
れることで、交流入力電圧レベルに応じて可変されたコ
レクタ電流が制御電流として供給される。

【００４７】このような構成による力率改善コンバータ
部１２においては、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ のスイ
ッチング周波数は固定となるが、この場合には、制御ト
ランスＰＲＴにおいて交流入力電圧レベルに応じて、二
次巻線Ｎ₂ のインダクタンスＬｉが可変されることにな
る。この場合、共振用コンデンサＣ₂ はフィルタコンデ
ンサＣ_N のキャパシタンスとチョークコイルＬ_N のイン
ダクタンスに加え、二次巻線Ｎ₂ のインダクタンスＬｉ
と共に並列共振回路を形成するようにされる。このた
め、交流入力電圧の変化に応じて、上記並列共振回路の
共振周波数が直列共振回路（Ｎ₁ 、Ｃ₁ ）の共振周波数
に対して変化するように制御されて、整流経路に帰還す
るスイッチング出力に対するインピーダンスが変化する
ようにされる。これにより、直列共振回路から整流経路
に供給されるスイッチング出力の帰還量が可変制御さ
れ、結果的に先の各実施の形態と同様に交流入力電圧に
対して力率がほぼ一定となるように制御されるものであ
る。

【００４８】そして、上述した図３及び図４の各実施の
形態の何れにおいても、図９に示すアクティブフィルタ
回路２０を備えた力率改善コンバータ回路と比較した場
合には、図１の実施の形態で説明したと同様に、電力変
換効率の向上及び低ノイズ化や回路構成の簡略化による
小型／軽量化が図られることになる。

【００４９】図５は、本発明の更に他の実施の形態の構
成を示す回路図とされる。この実施の形態の場合、ハー
フブリッジ結合により形成される自励式の電流共振形コ
ンバータと磁気結合トランスＭＣＴを備えることにより
力率改善を図ると共に、ドライブトランスＰＲＴにより
スイッチング周波数を可変制御して力率の一定化を図る
ようにされていることから、図１及び図３と同一部分に
は同一符号を付して、説明を省略する。

【００５０】これまで説明してきた上記各実施の形態の
力率改善コンバータ部は、例えば、交流入力電圧ＡＣ１
００Ｖ系のいわゆる単レンジの場合に適用して好適なも
のとされるが、本実施の形態では次に説明するようにＡ
Ｃ１００Ｖ系では４倍電圧整流動作、ＡＣ２００Ｖ系で
は倍電圧整流動作となるように切換え制御が行われる。
これにより、結果的にＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系
とでほぼ同等レベルの４００Ｖ系の整流平滑電圧が得ら
れることになり、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで
共用可能ないわゆるワイドレンジ対応の力率改善コンバ
ータ回路に適用して好適とされる。

【００５１】先ず、図５に示す力率改善コンバータ部１
３においては、整流回路系の動作切換えを行うための電
磁リレーＲＬ及びリレー駆動回路３０が備えられる。電
磁リレーＲＬは開閉動作を行うスイッチＳ及びこのスイ
ッチＳを駆動するリレー駆動部ＲＹにより構成される。
この場合、スイッチＳは平滑コンデンサＣｉ₃ ，Ｃｉ₄
の接続点と商用交流電源ＡＣの負極ライン間に挿入され
る。

【００５２】電磁リレーＲＬは、力率改善コンバータ部
１３内に設けられるリレー駆動回路３０によって駆動さ
れる。このリレー駆動回路３０においては、平滑コンデ
ンサＣｉ₂ の正極と一次側アース間に対して抵抗Ｒ₁ 、
Ｒ₂ が直列に接続される。この抵抗Ｒ₁ 、Ｒ₂ の分圧点
とトランジスタＱ₄ のベース間にはツェナーダイオード
ＺＤ₂ が挿入される。この場合、商用電源ＡＣに供給さ
れる交流入力電圧Ｖ_ACがＡＣ１５０Ｖ以上の場合に、抵
抗Ｒ₁ 、Ｒ₂ で平滑コンデンサＣｉ₂ の両端電圧を分圧
した電圧値によってツェナーダイオードＺＤ₂ が導通す
るように、上記各部品が選定されているものとされる。
つまり、上記各部品によって交流入力電圧レベルがＡＣ
１５０Ｖ以上か否かを検出する電圧検出回路が形成され
る。トランジスタＱ₄ は電磁リレーＲＬをドライブす
る。このトランジスタＱ₄ のベースと一次側アース間に
は、抵抗Ｒ₃ とコンデンサＣ₆ がそれぞれ並列に接続さ
れている。また、トランジスタＱ₄ のコレクタは一次側
アースに接地される。エミッタはリレー駆動部ＲＹに接
続される。ここで、磁気結合トランスＭＣＴには三次巻
線として駆動巻線Ｎ_B1、Ｎ_B2に加えて巻線Ｎ₃ が巻装さ
れており、整流ダイオードＤ₅ 及び平滑コンデンサＣ₅
と共に半波整流回路を形成している。この整流出力はツ
ェナーダイオードＺＤ₂ と抵抗Ｒ₄ からなる定電圧回路
に供給されて所定の低圧直流電圧とされてリレー駆動部
ＲＹを介してトランジスタＱ₄ のエミッタと接続され、
リレー駆動回路３０の動作電源として供給される。リレ
ー駆動部ＲＹに対しては逆方向電流を流すための保護用
ダイオードＤ₆ が並列に接続されている。

【００５３】このようにして構成される力率改善コンバ
ータ部１３の整流動作の切換えは次のようにして行われ
る。例えば、ＡＣ１００Ｖ系としてＡＣ１５０Ｖ以下の
交流入力電圧が供給されている場合、リレー駆動回路３
０のツェナーダイオードＺＤ₂ は導通しないことから、
トランジスタＱ₄ ではベース電流が抵抗Ｒ₃ を介して流
れるようにされてオン状態となる。これにより電磁リレ
ーＲＬのリレー駆動部ＲＹには、エミッタ電流が導通す
る。そして、リレー駆動部ＲＹの励磁作用によってスイ
ッチＳはオン状態とされることになる。この場合、整流
回路系としては図１及び図６の実施の形態に示した回路
形態と同様となり、先に図２で説明したと同様の動作に
よって４倍電圧整流回路が形成され、ＡＣ１００Ｖ系の
ほぼ４倍に相当する４００Ｖ系の整流平滑電圧が得られ
ることになる。

【００５４】これに対して、ＡＣ２００Ｖ系としてＡＣ
１５０Ｖ以上の交流入力電圧が供給されている場合で
は、リレー駆動回路３０のツェナーダイオードＺＤ₂ が
導通することにより、トランジスタＱ₄ のベース電位が
所定以上に引き上げられてベース電流が流れないように
され、トランジスタＱ₄ をオフとする。このため、トラ
ンジスタＱ₄ のエミッタ電流はリレー駆動部ＲＹを流れ
なくなり、スイッチＳはオフ状態とされることになる。
この場合には、次に図８により説明するようにして倍電
圧整流回路が形成される。

【００５５】図６は、本実施の形態の力率改善コンバー
タ部１３においてスイッチＳがオフ状態の場合に対応し
て形成される回路形態を抽出して示す等価回路図とされ
ている。従って、この場合にはコモンモードチョークコ
イルＣＭＣ、アクロスコンデンサＣ_L 、ノーマルモード
のローパスフィルタ（Ｌ_N 、Ｃ_N ）、磁気結合トランス
ＭＣＴ、共振用コンデンサＣ₂ 及びスイッチＳ等の素子
は省略されている。

【００５６】上述のようにスイッチＳがオフ状態とされ
た場合では、先ず、交流入力電圧が負の期間では、整流
電流経路は図６（ａ）に示すように形成される。つま
り、整流電流は『商用交流電源ＡＣ→整流ダイオードＤ
₂ →平滑コンデンサＣｉ₁ （正極→負極）→商用交流電
源ＡＣ』の経路によって平滑コンデンサＣｉ₁ に対して
充電をして、平滑コンデンサＣｉ₁ の両端に交流入力電
圧のピークレベルに対応する直流電圧を発生させると共
に、『商用交流電源ＡＣ→整流ダイオードＤ₂ →整流ダ
イオードＤ₁ →平滑コンデンサＣｉ₃ （正極→負極）→
平滑コンデンサＣｉ₄ （正極→負極）→整流ダイオード
Ｄ₄ →平滑コンデンサＣｉ₂（負極→正極）→商用交流
電源ＡＣ』の経路によって、整流電流を平滑コンデンサ
Ｃｉ₃ −Ｃｉ₄ の直列接続に対して充電する経路が形成
される。

【００５７】そして、次の交流入力電圧が正の期間で
は、整流電流は図６（ｂ）に示すように『商用交流電源
ＡＣ→平滑コンデンサＣｉ₁ （負極→正極）→整流ダイ
オードＤ₁ →平滑コンデンサＣｉ₃ （正極→負極）→平
滑コンデンサＣｉ₄ （正極→負極）→整流ダイオードＤ
₄ →整流ダイオードＤ₃ →商用交流電源ＡＣ』の経路に
より整流電流を平滑コンデンサＣｉ₃ −Ｃｉ₄ の直列接
続に対して充電するが、この際、先の交流入力電圧が負
の期間で充電された平滑コンデンサＣｉ₁ の両端電圧を
介して、この電圧を重畳するようにして充電が行われ
る。このため、直列接続された平滑コンデンサＣｉ₃ −
Ｃｉ₄ の両端に得られる整流平滑電圧レベルは、入力さ
れた交流入力電圧レベルに対応するレベルの整流平滑電
圧をＥｉとすると、図に示すように、その２倍に対応す
る整流平滑電圧２Ｅｉが得られる。この場合にはＡＣ２
００Ｖ系（ＡＣ１５０Ｖ以上）の交流入力電圧が入力さ
れていることから、４００Ｖ系の整流平滑電圧が得られ
ることになる。また、このときには『商用交流電源ＡＣ
→平滑コンデンサＣｉ₂ （正極→負極）→整流ダイオー
ドＤ₃ →商用交流電源ＡＣ』の整流電流経路により、平
滑コンデンサＣｉ₂ の両端にＥｉのレベルの直流電圧を
発生させる。

【００５８】そして、例えば次の交流入力電圧が負の期
間では、再び図６（ａ）に示す整流電流経路が形成され
るが、この際、上記交流入力電圧が正の期間に得られた
平滑コンデンサＣｉ₂ の両端電圧を重畳するようにし
て、平滑コンデンサＣｉ₃ −Ｃｉ₄ の直列接続に対して
充電が行われることから、入力された交流入力電圧レベ
ルの２倍に対応する整流平滑電圧２Ｅｉが得られる。

【００５９】本実施の形態の電源回路では、上述のよう
にして交流入力電圧が負と正の期間で図６（ａ）（ｂ）
に示す動作が繰り返されることで、交流入力電圧がＡＣ
２００Ｖ系とされる場合には、倍電圧整流回路が形成さ
れて４００Ｖ系の整流平滑電圧を生成して後段の電流共
振形スイッチングコンバータに動作電源として供給する
ようにされる。なお、整流回路系の切換えに際しては、
電磁リレーＲＬなどの代わりにトライアックをはじめと
する半導体スイッチなどを用いることも可能とされる。

【００６０】図７は、上記図５に示した力率改善コンバ
ータ部１３の交流入力電圧に対する力率及び整流平滑電
圧（直列接続された平滑コンデンサＣｉ₃ ，Ｃｉ₄ の両
端電圧）の変動特性を示す図とされる。例えば、力率特
性として本実施の形態の力率改善コンバータ部１３とし
て、ＡＣ１００Ｖ時において負荷電力Ｐ_O ＝５００Ｗの
重負荷の条件で力率ＰＦ＝０．９５となるように設定し
たとする。この場合、仮に力率改善コンバータ部１３に
おいてスイッチング周波数の制御が行われない構成を採
ったとすると、力率は図７の破線に示すように交流入力
電圧の上昇に応じて力率が低下し、例えばＡＣ２８８Ｖ
付近では、負荷電力Ｐ_O ＝２５０Ｗ時には力率は０．８
５程度となる。なお、本実施の形態ではＡＣ１５０Ｖ以
上／以下で整流動作が切換わるようにされていることか
ら、これに伴って、ＡＣ１５０Ｖを境界として力率特性
が段階的に切換わっている。

【００６１】これに対して、実際に本実施の形態として
示されるように、力率改善コンバータ部１３においてス
イッチング周波数の制御を行った場合には、図７の実線
に示すような力率特性が得られて、交流入力電圧Ｖ_ACの
上昇に応じた力率の低下はスイッチング制御が行われな
い場合よりも大幅に抑制され、総合的に見た場合にはＡ
Ｃ８０Ｖ〜ＡＣ２８０Ｖ、つまりＡＣ１００Ｖ〜ＡＣ２
００Ｖ系の交流入力電圧変動に対して力率がほぼ一定の
範囲内にあるように制御される。

【００６２】また、力率改善コンバータ部１３における
スイッチング周波数の制御により、軽負荷時の整流平滑
電圧の変動を抑制するようにコントロールすることも可
能となる。図７には負荷電力Ｐ_O ＝５０Ｗの軽負荷の条
件のもとでの特性が示され、整流平滑電圧はＡＣ１５０
Ｖ以上／以下の４倍電圧整流時／倍電圧整流時のそれぞ
れにおいて交流入力電圧の上々に伴って上昇する傾向を
有しており、スイッチング周波数の制御が行われない場
合には、破線に示すように４倍電圧整流動作でのＡＣ１
５０Ｖ時及び倍電圧整流時でのＡＣ２８０Ｖ時には、４
Ｅｉのレベルの整流平滑電圧は９００Ｖ程度にまで上昇
する。これに対してスイッチング周波数が制御される本
実施の形態の場合には、整流平滑電圧の上昇率が抑制さ
れ、整流平滑電圧の最大値は上記９００Ｖから８００Ｖ
にまで抑制される。これによって、例えば平滑コンデン
サＣｉ₃ ，Ｃｉ₄ 及びスイッチングトランジスタＱ₁ 、
Ｑ₂ の耐電圧特性の向上を図る必要がなくなる。

【００６３】図８は、図５の力率改善コンバータ部１３
を備える電源回路の動作を商用電源周期で示す波形図と
され、例えば図８（ａ）に示す周期により商用交流電源
ＡＣに対して交流入力電圧Ｖ_AC＝１００Ｖが供給されて
いるとすると、交流入力電流Ｉ_ACは図８（ｂ）に示す波
形により流れる。また、図８（ｃ）に示す周期により商
用交流電源ＡＣに対して交流入力電圧Ｖ_AC＝２３０Ｖが
供給されている場合には，交流入力電流Ｉ_ACはそれぞれ
図８（ｄ）に示す波形により流れるようにされ、実際に
は図７により説明した程度の力率に対応して、図８
（ｂ）（ｄ）に示す交流入力電流Ｉ_ACの導通角が拡大さ
れているものとされる。

【００６４】このようにして構成される力率改善コンバ
ータ回路を備える電源回路では、先の各実施の形態と同
様の効果を有すると共に、交流入力電圧ＡＣ１００Ｖ系
時とＡＣ２００Ｖ系時とに応じて、４倍電圧整流回路／
倍電圧整流回路の切換えが行われるように構成したこと
により、ＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時とで共に
４００Ｖ系の交流入力電圧が生成されることになる。こ
れにより、例えば、後段のスイッチングコンバータ部を
形成する素子等についても仕向け地の相違に関わらず共
通とすることができるなど、ワイドレンジ対応に適用し
て好適な電源回路を得ることができる。

【００６５】なお、図示及び説明は省略するが、上記図
５に示した４倍電圧整流／倍電圧整流の切換えが行われ
る整流回路系に対して、図４に示したような制御トラン
スＰＲＴを組み合わせて力率改善及び力率の一定化制御
を図るように構成しても本発明の力率改善コンバータ回
路として適用することが可能とされる。また、上記各実
施の形態に示すスイッチング電源部１としては、ＰＷＭ
方式によるフライバックコンバータあるいはフォワード
コンバータ等のほか、ＲＣＣ（リンギングチョークコン
バータ）をはじめとする他の方式による各種タイプのス
イッチングコンバータが用いられても構わないが、本発
明はスイッチング動作の電流波形もしくは電圧波形が矩
形波となるスイッチングコンバータが接続される場合に
適用して好適とされる。また、先に本出願人により上記
各実施の形態に示す回路構成以外で、電流共振形コンバ
ータのスイッチング出力を整流電流経路に帰還すること
により力率改善を図るスイッチング電源回路が各種提案
されているが、これらの発明による力率改善回路の構成
を本発明の力率改善コンバータ回路に対して適用するこ
とも可能とされる。

【００６６】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、自励式に
よる電流共振形コンバータのスイッチング出力を整流経
路に帰還して力率改善を図るようにされた力率改善コン
バータ回路とすることで、例えばアクティブフィルタに
よって力率改善を図る場合よりも電力変換効率が向上さ
れるという効果を有している。この際、本発明では電流
共振形コンバータのスイッチング周波数を制御すること
によって、交流入力電圧の変化に対して力率が一定に保
つようにされ、例えばＡＣ１００Ｖ系〜ＡＣ２００Ｖ系
の範囲で適正な力率を得ることが可能となる。

【００６７】また、電流共振形コンバータはアクティブ
フィルタよりも簡略な回路構成により形成可能であると
共に、電流共振形の動作ではスイッチングノイズが大幅
に低減されてノイズフィルタを強化する必要もなくなる
ことから、大幅に力率改善コンバータ回路基板及び電源
回路サイズの小型／軽量化を促進することが可能とな
り、それだけコストも抑えられることになる。

【００６８】また、本発明では４倍電圧整流回路、ある
いは４倍電圧整流／倍電圧整流の切換えが可能な整流回
路系に対して、電流共振形コンバータを組み合わせる構
成が採られる。これにより、重負荷に対応可能な力率改
善コンバータとされた上で、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２０
０Ｖ系とで共に２００Ｖ系の整流平滑電圧が得られるた
め、後段のスイッチング電源の再設計を行う必要がなく
なり、例えば、既存の２００Ｖ系の直流入力電圧に対応
するものを用いればよいことになり、これによっても低
コスト化や製品管理の点で有利となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施の形態としての力率改善コンバ
ータ回路を備えたスイッチング電源回路の構成を示す回
路図である。

【図２】本実施の形態の力率改善コンバータ回路の４倍
電圧整流回路の動作を示す等価回路図である。

【図３】他の実施の形態としての力率改善コンバータ回
路を備えたスイッチング電源回路の構成を示す回路図で
ある。

【図４】更に他の実施の形態としての力率改善コンバー
タ回路を備えたスイッチング電源回路の構成を示す回路
図である。

【図５】更に他の実施の形態としての力率改善コンバー
タ回路を備えたスイッチング電源回路の構成を示す回路
図である。

【図６】図５に示す実施の形態において倍電圧整流時の
動作を示す等価回路図である。

【図７】図５に示す実施の形態の力率改善コンバータ回
路の交流入力電圧に対する力率及び整流平滑電圧の変動
特性を示す図である。

【図８】図５に示す実施の形態の力率改善コンバータ回
路の商用電源周期での要部の動作を示す波形図である。

【図９】従来例としての力率改善コンバータ回路を備え
たスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。

【符号の説明】

１スイッチング電源部１０，１１，１２，１３力率改善コンバータ回路Ｄ₁ 、Ｄ₂ 、Ｄ₃ 、Ｄ₄ 整流ダイオード（高速リカバ
リ型）Ｃｉ₁ 、Ｃｉ₂ 、Ｃｉ₃ 、Ｃｉ₄ 平滑コンデンサＣＶＴドライブトランスＰＲＴドライブトランス、制御トランスＱ₁ ，Ｑ₂ スイッチング素子Ｃ₁ 直列共振コンデンサＮ₁ 一次巻線ＭＣＴ磁気結合トランスＮ₂ 二次巻線Ｌ_N フィルタチョークコイルＣ_N フィルタコンデンサＣ₂ 共振用コンデンサＮ_C 制御巻線

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】商用電源に入力された交流入力電圧レベ
ルの略４倍に対応する整流平滑電圧を生成する４倍電圧
整流手段と、上記４倍電圧整流手段から出力される整流平滑電圧を動
作電源としてスイッチング動作を行い、そのスイッチン
グ出力を直列共振コンデンサ及び直列共振巻線のインダ
クタンスにより形成される直列共振回路に供給するよう
にされる電流共振形スイッチングコンバータと、上記直列共振回路から整流電流経路に対して帰還された
スイッチング出力に基づいて力率改善を図るようにされ
た力率改善手段と、入力される交流入力電圧レベルの変化に対して、力率が
ほぼ一定となるように制御を行う力率制御手段と、を備えて構成されていることを特徴とする力率改善コン
バータ回路。
【請求項２】上記力率改善手段は、上記４倍電圧整流
手段を形成する整流素子を高速リカバリ型とすると共
に、商用電源ラインに対して設けられるフィルタチョークコ
イル及びフィルタコンデンサからなるノーマルモードの
ローパスフィルタを備え、上記直列共振巻線に得られたスイッチング出力を、直列
共振コンデンサの静電容量結合を介して、整流電流経路
に対して印加するように構成されていることを特徴とす
る請求項１に記載の力率改善コンバータ回路。
【請求項３】上記４倍電圧整流手段を形成する整流素
子に対して共振用コンデンサが並列に接続されているこ
とを特徴とする請求項２に記載の力率改善コンバータ回
路。
【請求項４】上記力率改善手段は、上記４倍電圧整流
手段を形成する整流素子を高速リカバリ型とすると共
に、商用電源ラインに対して設けられるフィルタチョークコ
イル及びフィルタコンデンサからなるノーマルモードの
ローパスフィルタと、少なくとも、一次巻線とされる上記直列共振巻線と、二
次巻線とされて整流電流経路に対して直列に挿入される
重畳巻線とを、互いに磁気的に密結合して形成される磁
気結合トランスを備えて構成されていることを特徴とす
る請求項１に記載の力率改善コンバータ回路。
【請求項５】上記重畳巻線に対して共振用コンデンサ
が並列に接続されていることを特徴とする請求項４に記
載の力率改善コンバータ回路。
【請求項６】上記力率制御手段は、交流入力電圧レベ
ルの変化に応じて上記電流共振形スイッチングコンバー
タのスイッチング周波数を可変するスイッチング周波数
可変回路として構成されていることを特徴とする請求項
１に記載の力率改善コンバータ回路。
【請求項７】上記力率制御手段は、所定の定数のコン
デンサとインダクタによる共振回路を整流経路に対して
挿入すると共に、上記インダクタを被制御巻線として、該被制御巻線に対
してその巻回方向が直交するように制御巻線が巻回され
た直交型トランスを備え、入力される交流入力電圧レベルの変化に応じて、上記制
御巻線に供給すべき制御電流のレベルを可変することに
よって、上記共振回路の共振周波数を可変するように構
成されていることを特徴とする請求項１に記載の力率改
善コンバータ回路。
【請求項８】上記電流共振形スイッチングコンバータ
は、スイッチング素子を自励発振によりスイッチング駆
動する自励発振回路を備えた、自励式とされていること
を特徴とする請求項１に記載の力率改善コンバータ回
路。
【請求項９】商用電源に入力される交流入力電圧レベ
ルに基づいて、交流入力電圧レベルの略４倍に対応する
整流平滑電圧を生成する４倍電圧整流回路と、交流入力
電圧レベルの略２倍に対応する整流平滑電圧を生成する
倍電圧整流回路との切換えが可能とされた整流手段と、上記整流手段から出力される整流平滑電圧を動作電源と
してスイッチング動作を行い、そのスイッチング出力を
直列共振コンデンサ及び直列共振巻線のインダクタンス
により形成される直列共振回路に供給するようにされる
電流共振形スイッチングコンバータと、上記直列共振回路から整流電流経路に対して帰還された
スイッチング出力に基づいて力率改善を図るようにされ
た力率改善手段と、入力される交流入力電圧レベルの変化に対して、力率が
ほぼ一定となるように制御を行う力率制御手段と、を備えて構成されていることを特徴とする力率改善コン
バータ回路。
【請求項１０】上記力率制御手段は、交流入力電圧レ
ベルの変化に応じて上記電流共振形スイッチングコンバ
ータのスイッチング周波数を可変するスイッチング周波
数可変回路として構成されていることを特徴とする請求
項９に記載の力率改善コンバータ回路。
【請求項１１】上記力率改善手段は、上記整流手段を
形成する整流素子を高速リカバリ型とすると共に、商用電源ラインに対して設けられるフィルタチョークコ
イル及びフィルタコンデンサからなるノーマルモードの
ローパスフィルタと、少なくとも、上記直列共振回路と直列に接続される一次
巻線と、二次巻線とされて整流電流経路に対して直列に
挿入される重畳巻線とを、互いに磁気的に密結合して形
成される磁気結合トランスを備えて構成されていること
を特徴とする請求項９に記載の力率改善コンバータ回
路。
【請求項１２】上記重畳巻線に対して共振用コンデン
サが並列に接続されていることを特徴とする請求項１１
に記載の力率改善コンバータ回路。