JPH09182498A

JPH09182498A - 交流モータ制御装置

Info

Publication number: JPH09182498A
Application number: JP7333617A
Authority: JP
Inventors: Takanori Ohashi; 敬典大橋; Masato Takase; 真人高瀬; Hiroyuki Tomita; 浩之富田; Ryozo Masaki; 良三正木; Yusuke Takamoto; 祐介高本
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1995-12-21
Filing date: 1995-12-21
Publication date: 1997-07-11
Anticipated expiration: 2015-12-21
Also published as: JP3241252B2

Abstract

(57)【要約】【課題】小型、高効率駆動を常に要求される交流モー
タ制御装置において、回生時にも安定性に優れた電流制
御を有するシステムを提供することにある。【解決手段】電圧電流位相差演算回路１９により、交
流モータの電圧指令値と１次電流からベクトル位相θｃ
を算出する。これを第２の電圧指令回路２０に入力し、
ベクトル位相θｃとｄ軸、ｑ軸電流偏差を用いて第２の
ｄ軸、ｑ軸電圧指令値を演算する。この値により電圧指
令値を補正することにより、電流制御系の安定性が向上
し、この結果、交流モータの制御において、回生時や弱
め界磁制御時にも安定した電流制御を得ることができ
る。【効果】小型で、常に高効率な運転が可能な交流モー
タ制御装置を提供でき、特に、力行／回生を用いるクレ
ーン(ホイスト)や下り坂を長時間運転しなければならな
い電気自動車に有効である。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、回転座標上で電流
制御を行なうようにした交流モータの制御装置に係り、
特に、電力回生運転や省エネルギー運転を頻繁に行なう
交流モータの制御に好適な制御装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】３相の交流モータを制御する電力制御装
置としては、静止座標系で電流をフィードバックする制
御方式(前者)と、交流モータの磁束と一致する回転座標
系で電流をフィードバック制御する制御方式(後者)とが
ある。前者は、座標変換等の複雑な演算を必要としない
ため、一般的によく用いられてきた制御方式で、例え
ば、特開平５−１５３７０５号公報に記載されている電
流制御方法がこの方式である。

【０００３】これに対して、後者は、電流を直流量とし
て取り扱えるため、サンプリング時間の関係から応答性
に限界があるディジタル制御装置に適した方法である。
特に、交流モータの１次周波数が数１００Ｈｚ、或いは
それ以上で、かつ、ディジタル演算する場合には、後者
が有利となる。

【０００４】この後者の制御方式としては、例えば、昭
和５８年電気学会全国大会シンポジウムＳ８−４「ベク
トル制御における半導体変換装置」の図３に記載されて
いるものを、第１の公知例として挙げることができる。

【０００５】この第１の公知例では、交流モータの１次
電流を磁束と一致するｄ軸とそれに直交するｑ軸に分解
して、それぞれの電流指令に対して、それぞれの電流成
分をフィードバックし、比例、積分演算により電流制御
を行っており、この方法は各軸の電流偏差を０にするこ
とを目的としている方法なので判り易く、一般的に行わ
れている。

【０００６】一方、例えば、特開昭５９−１６９３６９
号公報でも後者の制御方式が提案されており、これを第
２の公知例とすれば、この方式では、ｄ軸電流偏差でｑ
軸電圧を、ｑ軸電流偏差でｄ軸電圧を、それぞれ座標変
換に用いる角周波数ωに応じて積分させるようになって
おり、この結果、第１の公知例よりも電流制御に高い安
定性を与えることができる。

【０００７】しかしながら、この第２の公知例では、角
周波数ωが大幅に変化するため、積分ゲインの変化幅が
大きくなってしまい、制御応答性が大きく変化してしま
うという問題点がある。例えば、モータの回転速度が１
００００ＲＰＭの高速領域から急に１００ＲＰＭの低速
領域に変化した場合には、高速領域のとき演算された電
圧積分値を補正するのに１００倍の時間を要することに
なる。

【０００８】このような事情から、通常の運転状態で全
く問題なく駆動が可能な第２の制御方式が、一般的には
多くの製品に採用されている。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】ところで、このような
交流モータ制御装置を用いたクレーンやホイストなどで
は、荷重が軽い場合には、モータの回転速度は、通常の
回転速度から増速する。このとき、荷重を下降させたと
きには、高速で弱め界磁領域の回生運転状態となる。

【００１０】一方、交流モータ制御装置を電気自動車に
用いた場合では、一巡走行距離を伸ばすため、効率の向
上を最重視し、駆動トルクが少ない場合には弱め界磁制
御を多用する。このとき、長い下り坂を走行する場合に
は、長時間、回生運転されることになり、特に急な下り
坂では高速で弱め界磁領域の回生状態で運転される。

【００１１】しかるに、このように弱め界磁領域で回生
運転状態で、第２の公知例で示した電流制御方式を適用
した場合には、制御系の安定性が低下することがある。
図１８は、回生運転状態で弱め界磁制御を行い、かつ、
高速運転時の誘導モータの電圧、電流ベクトル図を示し
たものであるが、ここで積分動作に関するベクトル図を
考えて見ると、電流指令ベクトルｉ１＊と電流ベクトル
ｉ１の差である電流偏差ベクトルΔｉ１＊に対して、同
方向に積分補正電圧ベクトルＶ２＊が追加されて印加さ
れる。

【００１２】この場合には、印加される電圧ベクトルＶ
＊が元の電圧指令ベクトルＶ１＊よりも小さくなるの
で、電流ベクトルｉ１は、電流指令ベクトルｉ１＊に近
づくよりも、むしろ離れてしまう場合が生じてしまう。
特に、交流モータ制御装置の運転条件によって、高速、
回生、弱め界磁制御の３種の条件が重なってしまったと
きには、場合によっては、安定性が大きく低下してしま
うことが判った。

【００１３】本発明の目的は、小型、高効率駆動を常に
要求される交流モータ制御装置において、負荷外乱や回
生時にも安定性に優れた電流制御を有するシステムを提
供することである。また、本発明の他の目的は、位置指
令、速度指令、トルク指令などの運転指令に対して、追
従性に優れた交流モータ制御装置を提供することであ
る。

【００１４】

【課題を解決するための手段】上記目的は、交流モータ
と、該交流モータに供給する電力を発生する電力変換装
置と、前記交流モータが発生すべきトルク指令値から前
記交流モータの磁束を発生するためのｄ軸電流指令値と
それに直交するｑ軸電流指令値を演算する電流指令値発
生装置と、前記交流モータのｄ軸電流とそれに直交する
ｑ軸電流をフィードバックし、前記ｄ軸電流指令値と前
記ｄ軸電流とのｄ軸電流偏差からｄ軸電圧指令値を、前
記ｑ軸電流指令と前記ｑ軸電流とのｑ軸電流偏差からｑ
軸電圧指令値をそれぞれ算出することにより前記電力変
換装置を制御する電流制御装置を備えた交流モータ制御
装置において、前記電流制御装置は、前記交流モータの
駆動状態を基にしたベクトル位相により、前記ｄ軸電流
偏差と前記ｑ軸電流偏差から補正ｑ軸電圧と補正ｑ軸電
圧を算出し、前記ｄ軸電圧と前記ｑ軸電圧を補正する電
圧ベクトル補正手段を備えることにより、達成される。

【００１５】また、上記他の目的は、ｄ軸電流指令値と
ｑ軸電流指令値により発生すべき印加電圧をあらかじめ
演算するフィードフォワード電圧手段を備えることによ
り達成される。

【００１６】交流モータ制御装置において、トルク指令
値から交流モータの磁束を発生するためのｄ軸電流指令
値とそれに直交するｑ軸電流指令値を演算し、交流モー
タのｄ軸電流とそれに直交するｑ軸電流をフィードバッ
クし、それぞれの電流偏差からｄ軸電圧指令値、ｑ軸電
圧指令値を算出する。これらの値により、電力変換装置
を駆動して交流モータの電流を制御する。

【００１７】ここで、交流モータの印加電圧、１次電流
から駆動状態を検出し、この駆動状態を基にしたベクト
ル位相を演算する。このベクトル位相は電流偏差に対し
て、電流偏差を安定に０にするための補正電圧の位相で
ある。

【００１８】そこで、ｄ軸電流偏差、ｑ軸電流偏差に対
して、得られたベクトル位相だけ進んだ方向の補正電圧
が発生するように、それぞれ補正ｄ軸電圧と補正ｑ軸電
圧を算出する。このとき、特に、印加電圧、１次電流の
位相差などのモータの駆動状態に応じて、補正すべき電
圧の位相を変えることが重要である。

【００１９】これらの電圧をそれぞれｄ軸電圧とｑ軸電
圧に加算することにより印加電圧を補正する。これによ
り、そのモータの駆動状態に適した方向に電圧を加算す
ることになるので、回生、高速回転、弱め界磁など、特
殊な負荷条件の下でも、電流偏差を安定に収束させるこ
とができ、定常時に１次電流をその指令値に一致させら
れる。従って、磁束座標系で行う電流制御特性をより安
定にした交流モータ制御装置を得ることができる。

【００２０】また、ｄ軸電流指令値とｑ軸電流指令値を
用いて定常時の等価回路から演算される印加電圧を予め
フィードフォワード信号として入力することにより、通
常の電流制御演算および新たに加えた補正電圧演算は電
流偏差を補償するための電圧を発生すればよいので、応
答性および定常状態までの時間を短縮することができ
る。これにより、交流モータ制御装置のトルク制御性を
更に向上できる。

【００２１】

【発明の実施の形態】以下、本発明による交流モータ制
御装置について、図示の実施例により詳細に説明する。
図１は、本発明の一実施例で、図において、１は誘導モ
ータ、２は３相の電力変換回路、そして３は直流電源で
あり、電力変換回路２により直流電源３の電力を３相交
流電力に変換し、誘導モータ１を駆動するように構成さ
れている。なお、直流電源３は、図示のようにバッテリ
を用いる場合もあるが、交流電源から駆動する場合は、
交流電力を整流して直流電源３とする。

【００２２】７は制御装置で、トルク指令発生回路８と
電流指令発生回路９、電流制御回路１０、座標変換回路
１１、それにＰＷＭ発生回路１２などの各種の回路を含
み、電力変換回路２を制御するのに必要な各相のＰＷＭ
信号Ｐｕ、Ｐｖ、Ｐｗを発生し、これにより電力変換回
路２を制御し、電源３の直流電力を３相の交流電力に変
換し、誘導モータ１を駆動制御するようになっている。

【００２３】次に、制御装置７の動作について説明す
る。トルク指令発生回路８からはトルク指令値τ＊が発
生され、これを電流指令発生回路９に入力し、ここで、
周知のベクトル制御方法により、回転座標系の誘導モー
タの磁束と一致したｄ軸電流指令値ｉｄ＊と、それに直
交したｑ軸電流指令値ｉｑ＊が算出される。そして、こ
れらのｄ軸電流指令値ｉｄ＊とｑ軸電流指令値ｉｑ＊の
積がトルク指令値τ＊に比例した値になる。

【００２４】また、電流指令発生回路９からは、これら
ｄ軸電流指令値ｉｄ＊とｑ軸電流指令値ｉｑ＊から誘導
モータ１のすべり角周波数指令値ωｓ＊が演算され、こ
のすべり角周波数指令値ωｓ＊も、ｄ軸電流指令値ｉｄ
＊及びｑ軸電流指令値ｉｑ＊と一緒に出力される。

【００２５】そして、これらのｄ軸電流指令値ｉｄ＊と
ｑ軸電流指令値ｉｑ＊は電流制御回路１０に入力され、
後述する電流制御演算によりｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊とｑ
軸電圧指令値Ｖｑ＊が出力される。これらの諸量は回転
座標系の値であり、座標変換回路１１において回転角指
令値θ＊により静止座標系の３相の交流電流指令値ｖｕ
＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊を求める。

【００２６】ここで、この回転角指令値θ＊は、回転角
演算回路１４から次の処理により算出している。すなわ
ち、位置検出器１３から得られる誘導モータ１の回転位
置を速度演算回路４０に供給し、ここで時間微分するこ
とにより速度ω_Mを求め、この速度ω_Mと前述したすべり
角周波数指令値ωｓ＊を加算して１次角周波数ω１を求
め、それを積分することにより回転角指令値θ＊を得る
のである。従って、この回転角指令値θ＊は、誘導モー
タ１の回転磁束の位相の指令値を意味する。

【００２７】座標変換回路１１から出力された交流電流
指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊はＰＷＭ発生回路１２に
入力され、ここで三角波状の搬送波信号ｆｃと比較さ
れ、各相のＰＷＭ信号Ｐｕ、Ｐｖ、Ｐｗを得る。

【００２８】そして、これらのＰＷＭ信号Ｐｕ、Ｐｖ、
Ｐｗにより電力変換回路２のスイッチング素子が制御さ
れ、直流電源３からの直流電力が３相の交流電力に変換
されて誘導モータ１に供給され、駆動制御されることに
なる。

【００２９】一方、この結果、誘導モータ１の一次巻線
の各相に流れる電流は、電流センサ１５により検出さ
れ、座標変換回路１６において回転角指令値θ＊により
静止座標系から回転座標系への変換を行い、ｄ軸電流ｉ
ｄとｑ軸電流ｉｑとして出力され、これらは電流制御回
路１０に入力されている。

【００３０】次に、本発明の特徴である電流制御回路１
０の詳細について説明する。電流指令発生回路９から出
力されたｄ軸電流指令値ｉｄ＊と、ｑ軸電流指令値ｉｑ
＊は、それぞれ座標変換回路１６から出力されてくるｄ
軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑと比較され、これらの偏差で
あるｄ軸電流偏差Δｉｄ＊と、ｑ軸電流偏差Δｉｑ＊を
得る。

【００３１】そこで、ｑ軸電流制御回路１７では、ｑ軸
電流偏差Δｉｑ＊から比例演算、若しくは比例積分演算
により、第１のｑ軸電圧指令値Ｖｑ１＊を演算して出力
し、同様に、ｄ軸電流制御回路１８では、ｄ軸電流偏差
Δｉｄ＊から第１のｄ軸電圧指令値Ｖｄ１＊を演算して
出力する。

【００３２】次に、電圧電流位相差演算回路１９では、
ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊とｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊、ｄ軸電
流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑから電圧電流位相差θｃを算出
している。

【００３３】図２は、誘導モータ１における印加電圧ベ
クトルＶ１と１次電流ベクトルｉ１のベクトル図で、こ
のとき、印加電圧ベクトルＶ１は、第１の電圧指令ベク
トルＶ１＊とほぼ一致しているものと見做せるので、ｄ
軸電圧指令値Ｖｄ＊とｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を用いて表
わしている。

【００３４】次に、電圧電流位相差θｃは、図３のフロ
ーチャートに従って計算する。すなわち、まず、図２の
ベクトル図から明らかなように、電圧位相θｖはｄ軸電
圧指令値Ｖｄ＊とｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊から三角関数を
用いてステップ１０１で算出される。同様に、ステップ
１０２で、１次電流ベクトルｉ１の電流位相θｉが、ｄ
軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑから得られる。従って、電
圧電流位相差θｃは電圧位相θｖと電流位相θｉの差に
よりステップ１０３で計算できる。

【００３５】次に、ステップ１０４において、電圧と電
流の位相差θｃが、負の０°から９０°までの範囲にあ
るか、或いは９０°を越えているかを判断する。そし
て、まず、この位相差θｃが負の場合には、ステップ１
０５でθｃ＝０°とし、他方、この位相差θｃが９０°
を越えるときには、ステップ１０６でθｃ＝９０°とす
る。つまり、この位相差θｃが常に０から９０°の範囲
の値しかとらないようにするのである。ここで、この制
限した位相差θｃをベクトル位相と定義する。

【００３６】このベクトル位相θｃは第２の電圧指令回
路２０に入力され、ここでｄ軸電流偏差Δｉｄ＊とｑ軸
電流偏差Δｉｑ＊と共に、このベクトル位相θｃを用
い、図４にのフローチャートに示す処理を行う。

【００３７】まずステップ１０７、１０８では、ｄ軸積
分入力値ΔＶｄ２＊、ｑ軸積分入力値ΔＶｑ２＊を、そ
れぞれ図示の演算により算出する。次に、ステップ１０
９、１１０では、ｄ軸積分入力値ΔＶｄ２＊とｑ軸積分
入力値ΔＶｑ２＊に、それぞれゲインｋd、ｋqを乗じて
積分した値を、第２のｄ軸電圧指令値Ｖｄ２＊、及び第
２のｑ軸電圧指令値Ｖｑ２＊として計算する。

【００３８】これらの演算は、電流偏差ベクトルΔｉ１
＊をベクトル位相θｃだけ進ませた位相方向に第２の電
圧指令ベクトルＶ２＊を積分することを意味しており、
従って、この関係は図５のベクトル図に示すようにな
る。

【００３９】この図５のベクトルから明らかなように、
第２の電圧指令回路２０を用いない場合、すなわち、従
来技術では、第１の電圧指令ベクトルＶ１＊に対して１
次電流ベクトルｉ１が発生するので、１次電流ベクトル
ｉ１が電流指令ベクトルｉ１＊から遅れてしまうので、
負荷である誘導モータ１の位相関係がずれてしまう。

【００４０】しかしながら、この実施例では、第２の電
圧指令回路２０が設けてあり、これにより、１次電流ベ
クトルｉ１を電流指令ベクトルｉ１＊に一致させるた
め、第２の電圧指令ベクトルＶ２＊を計算し、これが第
１の電圧指令ベクトルＶ１＊に加算されて電圧指令ベク
トルＶ＊になるようにしているので、誘導モータ１の１
次電流ベクトルｉ１を電流指令ベクトルｉ１＊に一致さ
せることができ、誘導モータ１の位相関係崩すことなく
制御を行なうことができるようになる。

【００４１】従って、この第２の電圧指令回路２０を設
けることにより、定常状態では、１次電流ベクトルが電
流指令ベクトルに一致する電圧指令ベクトルＶ１＊を容
易に得ることができる。一方、回生時には、印加電圧と
１次電流の位相差が９０°を越える事態を生じるが、こ
のときでも上記したベクトル位相θｃを９０°にするこ
とにより、安定性のよい電流制御系を得ることができ
る。従って、この実施例によれば、どのような運転状態
においても常に安定した電流制御を有する交流モータ制
御装置を提供することができる。

【００４２】次に、本発明の他の実施例について説明す
る。なお、以下の実施例では、簡略化のため、何れも制
御装置７についてだけ記載してある。

【００４３】まず、図６は、本発明の他の一実施例で、
この図６の実施例も、基本的な構成は図１の実施例と同
じであるが、図１の実施例と異なる点は、非干渉制御回
路２５、２６を追加したことと、電圧電流位相差演算回
路１９の代りに正弦波発生回路２４を設けたことの２点
であり、従って以下、これらの相違点について重点的に
説明する。

【００４４】まず、非干渉制御回路２５、２６は、ｄ軸
電流指令値ｉｄ＊とｑ軸電流指令値ｉｑ＊を流すために
本来必要とする電圧ベクトルＶ３＊を、予め計算してフ
ィードフォワードにより電圧Ｖｄ１＊、Ｖｑ１＊に印加
する働きをする。

【００４５】具体的には、これら非干渉制御回路２５、
２６では、それぞれＶｑ３＊＝ｋ３ω_M ・ｉｄ＊Ｖｄ３＊＝ｋ２ω_M ・ｉｑ＊を演算し、ｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値に追加する
のである。ここで、モータ速度ω_Mではなく、電力変換
装置２の１次角周波数ω１を用いてもよい。

【００４６】次に、正弦波発生回路２４は、電流指令発
生回路９から出力されるｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊とｑ軸電
圧指令値Ｖｑ＊を用い、これらとｄ軸電流指令値ｉｄ
＊、ｑ軸電流指令値ｉｑ＊を用いて次式により、Ｃosθ
ｃに比例した余弦波信号Ｖｃ＊とＳinθｃに比例した正
弦波信号Ｖｓ＊とを算出している。

【００４７】Ｖｃ＊＝ｖｄ＊・ｉｄ＊＋ｖｑ＊・ｉｑ＊Ｖｓ＊＝ｖｑ＊・ｉｄ＊−ｖｄ＊・ｉｑ＊なお、これらの式から明らかなように、図１の実施例で
は、電流センサ１５の検出値から得たｄ軸電流ｉｄとｑ
軸電流ｉｑを用いて算出していたのに対して、この実施
例では、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊とｑ軸電流指令値ｉｑ＊
を用いており、従って、この実施例によれば、電流脈動
や電流センサの影響を受けないという利点がある。

【００４８】そして、第２の電圧指令回路２０では、図
１の実施例の場合とは異なり、これらの余弦波信号Ｖｃ
＊と正弦波信号Ｖｓ＊を用い、図４に相当する演算を行
っている。つまり、図４のステップ１０７、１０８にお
いて、Ｃosθｃ、Ｓinθｃの代わりに、Ｖｃ＊、Ｖｓ＊
を用いて演算しているのである。

【００４９】この方法で演算すると、図１の実施例の演
算方法に比較して、より簡単な演算処理で済むので、シ
ングルチップマイコンを用いた場合に、演算時間を短縮
できるという特徴がある。

【００５０】この実施例の場合、電流制御系に非干渉制
御を追加しているので、等価回路から得られる印加電圧
をあらかじめ入力することになり、電流制御はその等価
回路の誤差や負荷変動による影響分だけに働くことにな
る。従って、電流制御系の安定性を更に向上することが
できる。また、より簡単な演算方法で安定した電流制御
系を構成できるので、信頼性の高い交流モータ制御装置
を得ることができる。

【００５１】次に、図７は、ベクトル位相θｃの求め方
が異なる他の一実施例で、図１の実施例における電圧電
流位相差演算回路１９の代りに速度位相回路２７を用い
たものである。図１の実施例における回転角演算回路１
４では、前述したように、１次角周波数ω１が演算され
ている。そこで、この図７の実施例では、この１次角周
波数ω１を速度位相回路２７に入力し、ベクトル位相θ
ｃを演算して第２の電圧指令回路２０に出力するように
したものである。

【００５２】この速度位相回路２７での処理内容は、１
次角周波数ω１とベクトル位相θｃの関係を、予め図８
に示すようにテーブル化しておき、これを１次角周波数
ω１で検索するようにしたテーブル検索処理となってい
る。

【００５３】この図８から明らかなように、このテーブ
ルは、１次角周波数ω１が０の場合にはベクトル位相θ
ｃを０に、１次角周波数ω１が高周波数になればベクト
ル位相θｃを９０度(deg)に近づけるように演算した結
果をテーブル化したものである。

【００５４】そして、このベクトル位相θｃにより電流
偏差Δｉｄ＊、Δｉｑ＊に対する第２の電圧指令値ｖｄ
２＊、ｖｑ２＊をベクトル的に位相を進めて積分するの
で、低速時には電流偏差とほぼ同じ方向に第２の電圧指
令値を増加させ、高速時には電流偏差より９０度進めた
方向に第２の電圧指令値を増加させることになる。

【００５５】従って、この実施例によれば、モータの回
転速度が低速でも、高速でも安定な電流制御系を構成す
ることができる。

【００５６】次に、図９は、第２の電圧指令値の積分ゲ
インＧｃをベクトル位相により可変にした場合の本発明
の一実施例で、前述までの実施例と異なる点は、第２の
電圧指令回路２０の代りに別々に第２のｄ軸電圧指令回
路２９と第２のｑ軸電圧指令回路２８を用いている点
と、積分ゲイン演算回路３０を設けている点にある。

【００５７】まず、積分ゲイン演算回路３０では、ｄ軸
電圧指令値ｖｄ＊とｑ軸電圧指令値ｖｑ＊、ｄ軸電流ｉ
ｄ、それにｑ軸電流ｉｑからベクトル位相θｃを算出す
る。なお、このときの演算方法は、図１の実施例と同じ
方法である。そして、さらにこの積分ゲイン演算回路３
０では、このベクトル位相θｃをもとにして、図１０に
示すテーブルを用い、積分ゲインＧｃを算出するように
なっている。

【００５８】次に、第２のｄ軸電圧指令回路２９と第２
のｑ軸電圧指令回路２８では、それぞれ次式により、第
２のｄ軸電圧指令値Ｖｄ２＊と第２のｑ軸電圧指令Ｖｑ
２＊を演算するようになっている。

【００５９】Ｖｄ２＊＝Ｇｃ・Δｉｑ＊＋Ｖｄ２＊Ｖｑ２＊＝Ｇｃ・Δｉｄ＊＋Ｖｑ２＊この結果、まずベクトル位相θｃが０度の場合には、図
１０から明らかなように、積分ゲインＧｃが０にされる
のて、第２のｄ軸電圧指令回路２９と第２のｑ軸電圧指
令回路２８からの出力は実質的に０にされるので、この
ときは、ｑ軸電流制御回路１７とｄ軸電流制御回路１８
で得られた第１の電圧指令値Ｖｑ１＊、Ｖｄ１＊だけで
制御されることになる。

【００６０】そのため、この実施例においては、ｑ軸電
流制御回路１７とｄ軸電流制御回路１８は、比例演算で
はなく、比例積分演算で動作する回路の方が適してる。
そして、ベクトル位相θｃが９０度のとき最大の積分ゲ
インＧｃｍになるようにしてある。

【００６１】この演算処理により、ベクトル位相θｃが
大きいときには、第２の電圧指令値Ｖｑ２＊、Ｖｄ２＊
も大きくなり、これらの影響を大きくすることで、電流
制御の安定性の向上が得られるようにすることができ
る。従って、この図９の実施例は、図１の実施例よりも
簡単な演算方法で同等の電流制御特性を得ることができ
るという特徴を持っている。

【００６２】次に、図１１も本発明の一実施例で、この
実施例も基本的には図９の実施例と同じであるが、１次
角周波数ω１により第２の電圧指令値の影響を変化させ
るようにした点が、図９の実施例とは異なるものであ
る。

【００６３】このため、図１１に示すように、回転角演
算回路１４で演算した１次角周波数ω１を、第２のｄ軸
電圧指令回路２９、第２のｑ軸電圧指令回路２８に入力
し、それぞれ次の演算を行なうようにしてある。Ｖｄ２＊＝ｋ４・ω１（ΣΔｉｑ＊）Ｖｑ２＊＝ｋ４・ω１（ΣΔｉｄ＊）この演算の結果、１次角周波数ω１が大きい場合には、
電流制御系は第２のｄ軸電圧指令値ｖｄ２＊と第２のｑ
軸電圧指令ｖｑ２＊の影響を強く受けるようになる。

【００６４】また、この結果、１次角周波数ω１が小さ
くなると、第２のｄ軸電圧指令値Ｖｄ２＊と第２のｑ軸
電圧指令Ｖｑ２＊は直接的に減少するので、相対的に第
１のｄ軸電圧指令値Ｖｄ１＊と第１のｑ軸電圧指令Ｖｑ
１＊の影響が大きくなる。

【００６５】従って、実施例によれば、モータ速度ω_M
が高速から急に減速したときには、第２の電圧指令値も
すぐに減少するので、そのときの電流が定常状態に落ち
着くまでの時間を短縮でき、応答性が向上する。

【００６６】次に、図１２も本発明の一実施例で、より
簡単な演算により電流制御系の安定性を確保することが
できるようにした場合の実施例で、モータとしては、誘
導モータの代りに永久磁石界磁形の同期モータを用いて
いる。

【００６７】この永久磁石式同期モータを用いたことに
より、制御系が異なってくる点としては、回転角指令値
θ＊の代りに磁極位置検出器から得られる磁極位置θ_M
を用いるように構成されている点にある。

【００６８】このような永久磁石式同期モータの制御の
場合では、通常、ｄ軸電流指令ｉｄ＊は０に制御される
が、高回転まで回す場合にはｄ軸電流指令ｉｄ＊を積極
的に変化させ、弱め界磁を行うことができる。

【００６９】ここで、図１２において、電流制御演算を
行なうのはｑ軸電流制御回路１７とｄ軸電流制御回路１
８だけであり、これだけでは、比例積分演算を行う従来
の電流制御方法と同じであるが、この実施例では、この
制御系にモード回生判定回路３３を追加したものであ
り、これが本実施例の特徴である。

【００７０】このモード回生判定回路３３では、モータ
速度ω_Mとｑ軸電流指令値ｉｑ＊を入力し、まず、この
ｑ軸電流指令値ｉｑ＊＜０であるかを判断する。次に、
モータ速度ω_Mが予め設定してある高速判定速度ω_M0を
越えるか否かを判断する。

【００７１】そして、結果が、ｉｑ＊＜０、かつ、ω_M
＞ω_M0であれば、回生状態で、しかも同期モータが高速
に回転していることを意味するので、積分切替信号ＳＷ
を１にし、それ以外のときには、積分切替信号ＳＷを０
にする。この積分切替信号ＳＷは、図示のように、ｑ軸
電流制御回路１７とｄ軸電流制御回路１８に入力され、
ここで、積分切替信号ＳＷが０のときには通常の比例積
分演算を行い、同期モータの１次電流を制御する。一
方、積分切替信号ＳＷが１のときには積分演算を停止
し、比例演算だけを行うのである。

【００７２】この処理により、回生状態で、モータが高
速回転の場合だけ積分演算を停止することにより、積分
演算による電流制御系の安定性の低下を防止すると共
に、それ以外の場合には通常の簡単な電流制御演算によ
り良好なトルク制御を持つ交流モータ制御装置を得るこ
とができる。

【００７３】次に図１３は、積分切替方法、つまり、制
御回路１０におけるモード判定回路３４の処理方法が、
図１２の実施例におけるモード判定回路３３とは異なっ
ている本発明の一実施例である。ｑ軸電流制御回路１７
とｄ軸電流制御回路１８では、比例積分演算により電流
フィードバック制御を行なう。モード判定回路３４は、
電流指令発生回路６から得られるｄ軸電流指令値ｉｄ＊
とｑ軸電流指令値ｉｑ＊を入力し、回生状態で、かつ、
弱め界磁状態であるか否かを判断して、積分切替信号Ｓ
Ｗを決定して出力するようになっている。

【００７４】このモード判定回路３４による演算内容を
図１４のフローチャートに示す。まずステップ１１１で
これらの信号を入力し、次のステップ１１２では、ｑ軸
電流指令値ｉｑ＊が負であるか否かを判断する。

【００７５】まず、ｑ軸電流指令値ｉｑ＊が負の場合は
回生状態であると判断されるので、ステップ１１３に進
む。一方、ｉｑ＊が正又は０であるときには、回生状態
ではないと判断して、ステップ１１５において、積分切
替信号ＳＷを０にする。

【００７６】ステップ１１３では、ｄ軸電流指令値ｉｄ
＊が予め設定してある弱め界磁判定値ｉｄ０と比較す
る。そして、このｄ軸電流指令値ｉｄ＊がｉｄ０以上の
場合には、弱め界磁状態ではないと見做してステップ１
１５に進み、ここで積分切替信号ＳＷを０に設定する。

【００７７】一方、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊がｉｄ０未満
の場合には、弱め界磁状態であるとして、ステップ１１
４において、積分切替信号ＳＷを１にする。つまり、現
在の運転モードが回生で、かつ、弱め界磁状態と判断し
たときに積分切替信号ＳＷを１にするものである。

【００７８】この積分切替信号ＳＷは、図示のように、
モード判定回路３４からｑ軸電流制御回路１７とｄ軸電
流制御回路１８、第２のｄ軸電圧指令回路２９、及び第
２のｑ軸電圧指令回路２８に出力される。

【００７９】そして、この積分切替信号ＳＷが０の場合
には、ｑ軸電流制御回路１７とｄ軸電流制御回路１８に
おいては積分演算を行い、第２のｄ軸電圧指令回路２９
と第２のｑ軸電圧指令回路２８での積分演算は停止され
る。

【００８０】他方、この積分切替信号ＳＷが１の場合に
は、ｑ軸電流制御回路１７とｄ軸電流制御回路１８にお
ける積分演算を停止し、第２のｄ軸電圧指令回路２９と
第２のｑ軸電圧指令回路２８による積分演算を行なうの
である。

【００８１】このように積分切替信号ＳＷを用いること
により、回生状態で、かつ、弱め界磁状態の場合だけ、
第２のｄ軸電圧指令回路２９と第２のｑ軸電圧指令回路
２８による積分演算を行い、電流制御系の安定さが低下
するのを防止すると共に、そうでないときには、制御に
用いるマイコンの処理負担を軽減することができる。

【００８２】従って、この図１３の実施例によれば、電
流制御系の安定性を充分に確保すると共に、マイコンの
負担を軽くできるので、その処理を制御系の診断等に利
用できることになり、システムの信頼性を更に向上する
ことができる利点がある。

【００８３】図１５は、本発明の更に別の一実施例で、
前述の実施例では積分切替信号ＳＷが１の場合だけ積分
演算を停止したが、この実施例では常時積分演算を停止
させるようにしたものである。つまり、この実施例で
は、電流制御回路では比例演算だけとするのである。し
かし、これでは定常偏差が生じるので、この実施例で
は、抵抗の電圧降下分をフィードフォワードにより加え
るようにしたものである。

【００８４】なお、この図１５では、一例として、ｄ軸
についての制御だけを行なうようにした実施例について
示したもので、図示のように、ｄ軸電流制御回路をｄ軸
比例制御演算器４１で構成し、ｄ軸抵抗電圧演算回路４
２で演算した電圧降下分Ｖｄｒを、次式に示すように、
ｄ軸比例制御演算器４１で演算した指令値Ｖｄ１＊にフ
ィードフォワードするように構成したものである。

【００８５】Ｖｄｒ＝Ｒ・ｉｄ＊なお、この実施例では、上式に示すように、ｄ軸電流指
令ｉｄ＊を用いているが、次式のように、実際の電流ｉ
ｄを用いても実現することができる。

【００８６】Ｖｄｒ＝Ｒ・ｉｄまた、上記したように、この実施例では、ｄ軸にだけ適
用しているが、これにｑ軸を追加したり、或いはｑ軸だ
けに適用するようにしてもよい。

【００８７】以上、本発明について、いくつかの実施例
と、誘導モータ、同期モータの場合についても異なる方
式で説明したが、これらの実施例を組合わせて本発明を
実施するようにしてもよい。また、以上の実施例では、
電流偏差に対して、加算すべき印加電圧の方向を変える
ための方法について、いくつか提案しているが、交流モ
ータの駆動状態に関する情報をもとに、その印加電圧の
方向を変える方法であれば同一の効果を生むことにな
る。

【００８８】次に、本発明による交流モータ制御装置の
応用例を示し、その有効性について説明する。まず図１
６は、例えば図１に示した本発明による交流モータ制御
装置をクレーンに適用した場合のシステム構成図で、こ
の図１６では省略してあるが、制御装置７は、図１に示
すように構成されている。そして、このクレーンでは、
運転者が操作レバー２０１を操作して荷物２０４の上げ
下げを指示するようになっており、この操作により運転
指令発生装置２０２が制御装置７に正転(ＦＷＤ)／逆転
(ＲＥＶ)、速度信号(ＣＦ１〜ＣＦ４)の各信号を発生す
るように構成されている。

【００８９】制御装置７内では、これらの信号をトルク
指令発生装置８で受け、トルク指令τ＊を発生し、制御
装置７内の電流指令発生回路９に入力され、前述した制
御装置７により誘導モータ１が制御されるようになって
おり、これにより、ギヤなどの動力伝達機構５ａを介し
て巻き取りドラム２０３を駆動し、荷物２０４の吊り上
げ吊り下げを行なうようになっている。

【００９０】このとき、このようなクレーン(ホイスト
でも同様)では、速度制御が必要であり、このため、ト
ルク指令発生装置８は入力された速度信号(ＣＦ１〜Ｃ
Ｆ４)に応じて速度指令を発生し、速度制御演算を施
し、トルク指令τ＊を出力する。

【００９１】ところで、このクレーン(ホイストでも同
様)では、荷物２０４が定格荷重のとき、定格速度で持
ち上げることができるように誘導モータ１と電力変換回
路３が選定されるが、荷物２０４が軽いときは、定格速
度以上でも動かせるようにすることが要求され、従っ
て、この場合には、高速の弱め界磁状態で運転されるこ
とになる。

【００９２】この場合、荷物２０４を吊り上げるときは
力行運転になるので、特に問題はないが、吊り下げると
きは回生運転になり、荷物２０４が軽くて吊り下げの状
態になったときには高速の弱め界磁状態で、かつ、回生
状態となり、このため、従来技術のように、高速の弱め
界磁状態で、かつ、回生状態で誘導モータ１の電流制御
が不安定になってしまうとすると、直ちに荷物２０４の
落下につながり、安全上極めて危険な状態となる。従来
技術のように、力行運転時、つまり、つり上げ時では、
電流制御は不安定とならないため、正常に持ち上げるこ
とができるが、回生運転では不安定になってしまうので
は、吊り上げた荷物を下降できないことになり、使用上
かなり問題になってしまうから、この点で本発明の有効
なことが理解される。

【００９３】次に、図１７は、本発明を電気自動車に適
用した場合のシステム構成例で、このような電気自動車
では、図示のように、誘導モータ１より、駆動軸５ｂを
介してタイヤ６ａ、６ｂにモータトルクを伝達し、車体
４を走行させる。運転者は、アクセル２１、ブレーキ２
２、切替スイッチ２３を操作し、自動車の走行を制御す
るのであるが、このためアクセル２１の踏み込み量ｘ
ａ、ブレーキ２２の踏み込み量ｘｂ、前進、後進、停止
を指示する切替スイッチ２３の切替信号ＳＤＲ、及び位
置検出器１３からの信号θ_Mによるモータ速度ω_Mを制御
装置７内に取り込み、これによりトルク指令発生装置８
ａが誘導モータ１が出力すべきトルク指令値τ＊を演算
するようになっている。

【００９４】このような電気自動車に本発明による電流
制御方法を適用した場合の利点は、長い下り坂を走行す
る場合に得られる。すなわち、この場合には、通常、運
動エネルギーを電力回生してバッテリーに戻す回生制御
が行なわれる。そこで、トルク指令発生装置８ａでは、
この回生制御に必要なトルク指令値τ＊を演算する。

【００９５】また、電気自動車では、エネルギー損失を
できるだけ低減するため、モータトルクに応じて弱め界
磁制御を積極的に行っている。このような場合には、従
来の電流制御方法では、安定性が低下することがあるの
に対して、本発明の実施例によれば、力行時と同様に高
い安定性を保持することができ、従って、このことから
も、本発明が、高速走行で、かつ、回生時に極めて有効
な方法であることが理解される。

【００９６】なお、上記実施例では、説明の簡略化のた
め、制御装置７の内部要素を回路として表現している
が、アナログ回路やディジタル回路で実現できるほか、
マイクロプロセッサのソフトウェアによる処理でも実現
できることはいうまでもない。

【００９７】ここで、本発明の実施態様をまとめて列挙
して見ると、以下の通りである。実施態様１請求項１において、前記ベクトル位相を、前記電力変換
装置の１次周波数により変化させることを特徴とする交
流モータ制御装置。実施態様２請求項１において、前記ベクトル位相を、前記交流モー
タの印加電圧のｄ，ｑ軸成分と、前記ｄ，ｑ軸電流の成
分との積により得ることを特徴とする交流モータ制御装
置。実施態様３請求項１において、前記ベクトル位相を、前記交流モー
タの印加電圧と１次電流の位相差から得ることを特徴と
する交流モータ制御装置。

【００９８】実施態様４実施態様２、あるいは、実施態様３のおいて、前記１次
電流を、前記ｄ軸電流指令値と前記ｑ軸電流指令値から
推定することを特徴とする交流モータ制御装置。

【００９９】実施態様５請求項１において、前記補正ｄ軸電圧と前記補正ｑ軸電
圧を、積分演算により算出することを特徴とする交流モ
ータ制御装置。実施態様６請求項１において、前記ベクトル位相を、０度から９０
度の範囲内で設定することを特徴とする交流モータ制御
装置。実施態様７請求項１において、前記ｄ軸電流指令値により基準ｑ軸
電圧を、前記ｑ軸電流指令値により基準ｄ軸電圧を算出
し、それぞれ前記ｑ軸電圧指令値、前記ｄ軸電圧指令値
に加算することを特徴とする交流モータ制御装置。

【０１００】実施態様８請求項２において、前記補正ｑ軸電圧、前記ｄ軸電圧
を、それぞれ前記ｄ軸電流偏差、前記ｑ軸電流偏差を積
分することにより得ることを特徴とする交流モータ制御
装置。実施態様９実施例態様８において、前記積分のゲインを、前記交流
モータの印加電圧と１次電流の位相差により変えること
を特徴とする交流モータ制御装置。実施態様１０実施態様８において、前記補正ｑ軸電圧、前記補正ｄ軸
電圧は、それぞれ前記ｄ軸電流偏差、前記ｑ軸電流偏差
を積分して、前記電力変換装置の１次各周波数を乗じる
ことにより得ることを特徴とする交流モータ制御装置。実施態様１１請求項２において、前記ｄ軸電流指令値により基準ｑ軸
電圧を、前記ｑ軸電流指令値により基準ｄ軸電圧を算出
し、それぞれ前記ｑ軸電圧指令値、前記ｄ軸電圧指令値
に加算することを特徴とする交流モータ制御装置。

【０１０１】実施態様１２請求項３において、前記交流モータの運転状態が回生の
とき、前記第１、または、第２の演算方法に切替ること
を特徴とする交流モータ制御装置。実施態様１３請求項３において、前記交流モータの運転状態が回生
で、かつ、高速回転であると判断したとき、前記第１、
または、第２の演算方法に切替ることを特徴とする交流
モータ制御装置。実施態様１４請求項３において、前記交流モータの運転状態が回生
で、かつ、前記ｄ軸電流指令値を下げて弱め界磁制御を
行なうとき、前記第１、または、第２の演算方法に切替
ることを特徴とする交流モータ制御装置。

【０１０２】実施態様１５請求項４において、ｄ軸の制御演算を電流偏差の比例演
算のみとし、その演算結果とｄ軸の抵抗電圧降下分をフ
ィードフォワード量から前記電圧を補正する手段を備え
たことを特徴とする交流モータ制御装置。実施態様１６請求項４、実施態様１５において、抵抗電圧降下分を電
圧指令から算出することとしたことを特徴とする交流モ
ータ制御装置。実施態様１７請求項４、実施態様１５において、抵抗電圧降下分を検
出電流から算出することとしたことを特徴とする交流モ
ータ制御装置。

【０１０３】

【発明の効果】本発明によれば、回生時や弱め界磁制御
時にも安定性のよい電流制御が得られるので、小型で、
常に高効率な運転が可能な交流モータ制御装置を提供で
きる効果がある。そして、この結果、本発明は、特に力
行／回生を使うクレーン(ホイスト)に有効で、さらに下
り坂を長時間運転しなければならない電気車に有効であ
る。

【０１０４】また、本発明によれば、フィードフォワー
ドで各電流に対して発生すべき印加電圧を入力できるの
で、交流モータ制御装置の応答性を向上する効果もあ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】誘導モータを用いた場合の本発明による交流モ
ータ制御装置の一実施例を示す構成図である。

【図２】本発明における誘導モータの印加電圧と１次電
流の関係をｄ−ｑ座標系から見たときのベクトル図であ
る。

【図３】本発明の実施例における電圧電流位相差演算回
路のベクトル位相θｃの演算処理を説明するためのフロ
ーチャートである。

【図４】本発明の実施例における第２の電圧指令回路に
よりベクトル位相θｃから第２の電圧指令値を得るため
の処理を説明するフローチャートである。

【図５】本発明の実施例における第２の電圧指令値と電
流偏差の関係を示すベクトル図である。

【図６】正弦波発生回路を用いた場合の本発明による交
流モータ制御装置の一実施例を示す構成図である。

【図７】１次角周波数によりベクトル位相θｃを演算す
るようにした本発明による交流モータ制御装置の一実施
例を示す構成図である。

【図８】本発明の実施例において１次角周波数からベク
トル位相θｃを演算する場合に使用するテーブルの特性
図である。

【図９】ｑ軸電流偏差により第２のｄ軸電圧指令値を求
め、ｄ軸電流偏差により第２のｑ軸電圧指令値を求める
ようにした本発明による交流モータ制御装置の実施例を
示す構成図である。

【図１０】本発明の実施例においてベクトル位相θｃか
ら積分ゲインＧｃを演算する場合に使用するテーブルの
特性図である。

【図１１】１次角周波数により第２のｄ軸電圧指令値を
求め、第２のｑ軸電圧指令値を変化させるようにした本
発明による交流モータ制御装置の実施例を示す構成図で
ある。

【図１２】永久磁石式のモータを用いて回生状態で高速
時に積分を停止するようにした本発明による交流モータ
制御装置の実施例を示す構成図である。

【図１３】回生状態で弱め界磁制御時に積分の演算方法
を切り替るようにした本発明による交流モータ制御装置
の実施例を示す構成図である。

【図１４】本発明の実施例におけるモード判定処理を示
すフローチャートである。

【図１５】電流制御演算を常時比例演算とし、抵抗の電
圧降下分をフィードフォワードするようにした本発明に
よる交流モータ制御装置の実施例を示す構成図である。

【図１６】本発明による交流モータ制御装置をクレーン
に適用した場合のシステム構成図である。

【図１７】本発明による交流モータ制御装置を電気自動
車に適用した場合のシステム構成図である。

【図１８】従来技術による交流モータ制御装置で回生を
行った場合の電圧、電流の位相関係を示すベクトル図で
ある。

【符号の説明】

１誘導モータ２電力変換回路３直流電源７制御装置８、８ａトルク指令発生装置９電流指令発生回路１０電流制御回路１１、１６座標変換回路１２ＰＷＭ発生回路１３位置検出器１４回転角演算回路１５電流センサ１７ｑ軸電流制御回路１８ｄ軸電流制御回路１９電圧電流位相差演算回路２０第２の電圧指令回路２１アクセル２２ブレーキ２３切替スイッチ２４正弦波発生回路２５、２６非干渉制御回路２７速度位相回路２８第２のｑ軸電圧指令回路２９第２のｄ軸電圧指令回路３０積分ゲイン演算回路３３モード回生判定回路３４モード判定回路４０速度演算回路４１ｄ軸比例電流制御回路４２ｄ軸電圧降下演算回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者正木良三茨城県日立市大みか町七丁目１番１号株式会社日立製作所日立研究所内 (72)発明者高本祐介茨城県日立市大みか町七丁目１番１号株式会社日立製作所日立研究所内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流モータと、該交流モータに供給する
電力を発生する電力変換装置と、前記交流モータが発生
すべきトルク指令値から前記交流モータの磁束を発生す
るためのｄ軸電流指令値及びそれに直交するｑ軸電流指
令値を演算する電流指令値発生装置と、前記ｄ軸電流指
令値と前記交流モータのｄ軸電流とのｄ軸電流偏差から
ｄ軸電圧指令値を、及び前記ｑ軸電流指令と前記交流モ
ータのｑ軸電流とのｑ軸電流偏差からｑ軸電圧指令値
を、それぞれ算出することにより前記電力変換装置を制
御する電流制御装置を備えた交流モータ制御装置におい
て、前記電流制御装置は、前記ｄ軸電流偏差及び前記ｑ軸電
流偏差から補正ｄ軸電圧及び補正ｑ軸電圧を算出し、前
記交流モータの駆動状態を基にしたベクトル位相により
前記ｄ軸電圧指令値を前記補正ｄ軸電圧で補正し、前記
ベクトル位相により前記補正ｑ軸電圧指令値を前記補ｑ
軸電圧から補正する電圧ベクトル補正手段を備えたこと
を特徴とする交流モータ制御装置。
【請求項２】交流モータと、該交流モータに供給する
電力を発生する電力変換装置と、前記交流モータが発生
すべきトルク指令値から前記交流モータの磁束を発生す
るためのｄ軸電流指令値及びそれに直交するｑ軸電流指
令値を演算する電流指令値発生装置と、前記ｄ軸電流指
令値と前記交流モータのｄ軸電流とのｄ軸電流偏差から
ｄ軸電圧指令値を、及び前記ｑ軸電流指令と前記交流モ
ータのｑ軸電流とのｑ軸電流偏差からｑ軸電圧指令値
を、それぞれ算出することにより前記電力変換装置を制
御する電流制御装置を備えた交流モータ制御装置におい
て、前記電流制御装置は、前記ｄ軸電流偏差により補正ｑ軸
電圧を、前記ｑ軸電流偏差により補正ｄ軸電圧を算出し
てそれぞれ前記ｑ軸電圧指令値、前記ｄ軸電圧指令値を
補正する電圧補正手段を備えたことを特徴とする交流モ
ータ制御装置。
【請求項３】交流モータと、該交流モータに供給する
電力を発生する電力変換装置と、前記交流モータが発生
すべきトルク指令値から前記交流モータの磁束を発生す
るためのｄ軸電流指令値及びそれに直交するｑ軸電流指
令値を演算する電流指令値発生装置と、前記ｄ軸電流指
令値と前記交流モータのｄ軸電流とのｄ軸電流偏差から
ｄ軸電圧指令値を、及び前記ｑ軸電流指令と前記交流モ
ータのｑ軸電流とのｑ軸電流偏差からｑ軸電圧指令値
を、それぞれ比例演算と積分演算により算出することに
より前記電力変換装置を制御する電流制御装置を備えた
交流モータ制御装置において、前記交流モータの運転状態により、前記電流制御装置は
前記積分演算方法を、前記ｄ軸電流偏差を積分すること
により前記ｑ軸電圧指令値を補正し、前記ｑ軸電流偏差
を積分することにより前記ｄ軸電圧指令値を補正する第
１の演算方法、または、積分を停止する第２の演算方法
に、切替ることを特徴とする交流モータ制御装置。
【請求項４】交流モータと、該交流モータに供給する
電力を発生する電力変換装置と、前記交流モータが発生
すべきトルク指令値から前記交流モータの磁束を発生す
るためのｄ軸電流指令値及びそれに直交するｑ軸電流指
令値を演算する電流指令値発生装置と、前記ｄ軸電流指
令値と前記交流モータのｄ軸電流とのｄ軸電流偏差から
ｄ軸電圧指令値を、及び前記ｑ軸電流指令と前記交流モ
ータのｑ軸電流とのｑ軸電流偏差からｑ軸電圧指令値
を、それぞれ算出することにより前記電力変換装置を制
御する電流制御装置を備えた交流モータ制御装置におい
て、前記電流制御装置の少なくとも１方を電流偏差の比例演
算のみとし、その演算結果とその軸の抵抗電圧降下分を
フィードフォワード量から前記電圧指令値を補正する手
段を備えたことを特徴とする交流モータ制御装置。