JPH0918528A - 制御信号検出方法及び無線受信装置 - Google Patents
制御信号検出方法及び無線受信装置Info
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- JPH0918528A JPH0918528A JP7183353A JP18335395A JPH0918528A JP H0918528 A JPH0918528 A JP H0918528A JP 7183353 A JP7183353 A JP 7183353A JP 18335395 A JP18335395 A JP 18335395A JP H0918528 A JPH0918528 A JP H0918528A
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/24—Radio transmission systems, i.e. using radiation field for communication between two or more posts
- H04B7/26—Radio transmission systems, i.e. using radiation field for communication between two or more posts at least one of which is mobile
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/06—DC level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection
- H04L25/061—DC level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection providing hard decisions only; arrangements for tracking or suppressing unwanted low frequency components, e.g. removal of DC offset
- H04L25/062—Setting decision thresholds using feedforward techniques only
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- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/24—Testing correct operation
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- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/20—Modulator circuits; Transmitter circuits
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- Signal Processing (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】本発明は制御信号検出方法に関し、簡易な構成
で、基準調整のずれを容易に補正して効率良く制御信号
を検出し得るようにする。 【構成】連続する（４×ｎ）個の受信データの平均値を
求めることにより基準調整のずれを求め、求めた基準調
整のずれを受信データから差し引くことにより当該受信
データに対して基準調整のずれを補正し、補正した受信
データを基に相関値を求めて制御信号を検出するように
したことにより、簡易な構成で、基準調整のずれを容易
に補正して効率良く制御信号を検出し得る。
で、基準調整のずれを容易に補正して効率良く制御信号
を検出し得るようにする。 【構成】連続する（４×ｎ）個の受信データの平均値を
求めることにより基準調整のずれを求め、求めた基準調
整のずれを受信データから差し引くことにより当該受信
データに対して基準調整のずれを補正し、補正した受信
データを基に相関値を求めて制御信号を検出するように
したことにより、簡易な構成で、基準調整のずれを容易
に補正して効率良く制御信号を検出し得る。
Description
【０００１】
【目次】以下の順序で本発明を説明する。 産業上の利用分野 従来の技術（図３〜図６） 発明が解決しようとする課題（図７〜図９） 課題を解決するための手段 作用 実施例（図１及び図２） 発明の効果
【０００２】
【産業上の利用分野】本発明は制御信号検出方法及び無
線受信装置に関し、例えばヨーロツパで標準規格化され
ているＧＳＭ（Groupe Speciale Mobile）システムと呼
ばれるデイジタルセルラー電話システムに適用して好適
なものである。
線受信装置に関し、例えばヨーロツパで標準規格化され
ているＧＳＭ（Groupe Speciale Mobile）システムと呼
ばれるデイジタルセルラー電話システムに適用して好適
なものである。
【０００３】
【従来の技術】従来、ＧＳＭシステムにおいては、基地
局と移動端末装置との間でＴＤＭＡ（Time Division Mu
ltiple Access ）方式、いわゆる時分割多重方式を用い
て回線接続し、符号化した音声データ等を送受信するよ
うになされている。
局と移動端末装置との間でＴＤＭＡ（Time Division Mu
ltiple Access ）方式、いわゆる時分割多重方式を用い
て回線接続し、符号化した音声データ等を送受信するよ
うになされている。
【０００４】このＧＳＭシステムでは、物理的なチヤン
ネルとして１２４チヤンネルの無線チヤンネルが用意さ
れており、そのそれぞれの無線チヤンネルをＴＤＭＡ方
式によつて８つのチヤンネルに時分割している。また論
理的なチヤンネルとしては大きく分けると情報チヤンネ
ルと制御チヤンネルの２つのチヤンネルがあり、このう
ち情報チヤンネルは符号化した音声データ等を伝送する
ためのものであり、制御チヤンネルは各種制御信号を伝
送するためのものである。
ネルとして１２４チヤンネルの無線チヤンネルが用意さ
れており、そのそれぞれの無線チヤンネルをＴＤＭＡ方
式によつて８つのチヤンネルに時分割している。また論
理的なチヤンネルとしては大きく分けると情報チヤンネ
ルと制御チヤンネルの２つのチヤンネルがあり、このう
ち情報チヤンネルは符号化した音声データ等を伝送する
ためのものであり、制御チヤンネルは各種制御信号を伝
送するためのものである。
【０００５】この制御チヤンネルには、報知チヤンネル
（Broadcast Control Channel ：いわゆるＢＣＣＨ）、
周波数訂正チヤンネル（Frequency Correction Channe
l：いわゆるＦＣＣＨ）、同期チヤンネル（Synchroniza
tion Channel ：いわゆるＳＣＨ）、一斉呼び出しチヤ
ンネル（Paging Channel：いわゆるＰＣＨ）、ランダム
アクセスチヤンネル（Random Access Channel ：いわゆ
るＲＡＣＨ）、付随制御チヤンネル（Slow Associated
Control Channel ：いわゆるＳＡＣＣＨ、Fast Associa
ted Control Channel ：いわゆるＦＡＣＣＨ）等があ
る。
（Broadcast Control Channel ：いわゆるＢＣＣＨ）、
周波数訂正チヤンネル（Frequency Correction Channe
l：いわゆるＦＣＣＨ）、同期チヤンネル（Synchroniza
tion Channel ：いわゆるＳＣＨ）、一斉呼び出しチヤ
ンネル（Paging Channel：いわゆるＰＣＨ）、ランダム
アクセスチヤンネル（Random Access Channel ：いわゆ
るＲＡＣＨ）、付随制御チヤンネル（Slow Associated
Control Channel ：いわゆるＳＡＣＣＨ、Fast Associa
ted Control Channel ：いわゆるＦＡＣＣＨ）等があ
る。
【０００６】またＧＳＭシステムでは、変調方式として
ＧＭＳＫ（Gaussian filtered Minimum Shift Keying：
いわゆる帯域制限した最小周波数偏移変調）が用いられ
ており、各データをＧＭＳＫ変調して送信する。
ＧＭＳＫ（Gaussian filtered Minimum Shift Keying：
いわゆる帯域制限した最小周波数偏移変調）が用いられ
ており、各データをＧＭＳＫ変調して送信する。
【０００７】ところで時分割多重方式によつて回線接続
する上では、基地局と移動端末装置との間で同期を取ら
なければならない。このため移動端末装置は電源投入後
まず基地局が送信する制御チヤンネル中のＦＣＣＨを検
出し、検出したＦＣＣＨを基準に大まかに初期同期を取
る（但し、細かい同期はＳＣＨによつて取る）と共に、
局部発振器の発振周波数（以下、これを局発周波数と呼
ぶ）を補正する。
する上では、基地局と移動端末装置との間で同期を取ら
なければならない。このため移動端末装置は電源投入後
まず基地局が送信する制御チヤンネル中のＦＣＣＨを検
出し、検出したＦＣＣＨを基準に大まかに初期同期を取
る（但し、細かい同期はＳＣＨによつて取る）と共に、
局部発振器の発振周波数（以下、これを局発周波数と呼
ぶ）を補正する。
【０００８】ここでこのＦＣＣＨについて説明する。図
３に示すように、制御チヤンネルは５１フレームによつ
て１周期が形成されると共に、各フレームは８個のスロ
ツトで構成されており、ＧＳＭシステムではこの各スロ
ツトの中でバーストデータを送受信する。このような構
成を有する制御チヤンネルにおいて、ＦＣＣＨは１０フ
レーム中に１回（１スロツト）挿入されている。ＦＣＣ
Ｈは他のバーストデータとは異なり、データが「０」又
は「１」に変化せず、「０」が所定ビツト連続した制御
信号である。従つてＦＣＣＨを正しく受信したときの受
信データを複素平面上に表すと、図４に示すように、信
号点は同一方向に９０度ずつ回る。なぜなら変調方式が
ＧＭＳＫの場合には、送信データが同じ値の連続であれ
ば複素平面上において信号点は同一円上で同一方向に９
０度ずつ回転するからである。
３に示すように、制御チヤンネルは５１フレームによつ
て１周期が形成されると共に、各フレームは８個のスロ
ツトで構成されており、ＧＳＭシステムではこの各スロ
ツトの中でバーストデータを送受信する。このような構
成を有する制御チヤンネルにおいて、ＦＣＣＨは１０フ
レーム中に１回（１スロツト）挿入されている。ＦＣＣ
Ｈは他のバーストデータとは異なり、データが「０」又
は「１」に変化せず、「０」が所定ビツト連続した制御
信号である。従つてＦＣＣＨを正しく受信したときの受
信データを複素平面上に表すと、図４に示すように、信
号点は同一方向に９０度ずつ回る。なぜなら変調方式が
ＧＭＳＫの場合には、送信データが同じ値の連続であれ
ば複素平面上において信号点は同一円上で同一方向に９
０度ずつ回転するからである。
【０００９】このようなＦＣＣＨを検出する際には、移
動端末装置は受信データであるＩＱデータ（ｉk ，
ｑk ）に対して、次式
動端末装置は受信データであるＩＱデータ（ｉk ，
ｑk ）に対して、次式
【数１】 に示す計算を行い、コリレーシヨン値（すなわち相関
値）を求める。具体的に説明すると、移動端末装置は図
５に示すようなコリレーシヨン値計算回路１が設けられ
ており、これによりコリレーシヨン値を求める。まず受
信したＩＱデータ（ｉk ，ｑk ）は乗算器２に入力さ
れ、ここで数値発生器３から出力されるｅ-jp （但し、
Ｐ＝πｋ／２）と乗算される。この乗算結果はＮ段のシ
フトレジスタ４に入力され順次シフトされて行く。シフ
トレジスタ４から出力されるＮ個のデータはそれぞれ加
算器５に入力され、加算される。この加算結果を絶対値
回路６に通すことによりコリレーシヨン値が求められ
る。
値）を求める。具体的に説明すると、移動端末装置は図
５に示すようなコリレーシヨン値計算回路１が設けられ
ており、これによりコリレーシヨン値を求める。まず受
信したＩＱデータ（ｉk ，ｑk ）は乗算器２に入力さ
れ、ここで数値発生器３から出力されるｅ-jp （但し、
Ｐ＝πｋ／２）と乗算される。この乗算結果はＮ段のシ
フトレジスタ４に入力され順次シフトされて行く。シフ
トレジスタ４から出力されるＮ個のデータはそれぞれ加
算器５に入力され、加算される。この加算結果を絶対値
回路６に通すことによりコリレーシヨン値が求められ
る。
【００１０】このようにして求められるコリレーシヨン
値は、図６に示すように、受信データがＦＣＣＨの場合
に大きな値になり、それ以外の場合には小さな値にな
る。従つてコリレーシヨン値の大きさを調べて行けば、
コリレーシヨン値が最大になつたことを基準にＦＣＣＨ
を検出できる。
値は、図６に示すように、受信データがＦＣＣＨの場合
に大きな値になり、それ以外の場合には小さな値にな
る。従つてコリレーシヨン値の大きさを調べて行けば、
コリレーシヨン値が最大になつたことを基準にＦＣＣＨ
を検出できる。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】ところでコリレーシヨ
ン値を求める際には、まず受信開始前にＩＱデータの中
心が複素平面上の原点（０，０）の位置になるように基
準調整しておかなければならない（以下、これをキヤリ
ブレーシヨンと呼ぶ）。なぜなら受信系の各回路の特性
によつて受信していない状態であつても若干の信号が出
力されることがあり、これを補正するためＩＱデータの
中心を複素平面上の原点の位置に合わせる必要がある。
このようなキヤリブレーシヨンを行う際には、従来、図
７に示すようなアナログのキヤリブレーシヨン回路が用
いられている。
ン値を求める際には、まず受信開始前にＩＱデータの中
心が複素平面上の原点（０，０）の位置になるように基
準調整しておかなければならない（以下、これをキヤリ
ブレーシヨンと呼ぶ）。なぜなら受信系の各回路の特性
によつて受信していない状態であつても若干の信号が出
力されることがあり、これを補正するためＩＱデータの
中心を複素平面上の原点の位置に合わせる必要がある。
このようなキヤリブレーシヨンを行う際には、従来、図
７に示すようなアナログのキヤリブレーシヨン回路が用
いられている。
【００１２】このキヤリブレーシヨン回路１０では、ま
ず非受信時にスイツチＳＷ１及びＳＷ２をオフ状態に
し、スイツチＳＷ３をオン状態にする。これによりＩ成
分と−Ｉ成分との差分が差動増幅器１１を介してコンデ
ンサＣ１にチヤージされる。これに対して受信が始まる
と、キヤリブレーシヨン回路１０では、スイツチＳＷ１
及びＳＷ２をオン状態にし、スイツチＳＷ３をオフ状態
にする。これによりコンデンサＣ１にチヤージされてい
る電荷に応じ、電流源Ａ１〜Ａ４及び差動増幅器１２に
よつてＩ成分及び−Ｉ成分に対して非受信時の差分だけ
補正が行われる。因みに、Ｑ成分についても同様な方法
によつて補正が行われる。
ず非受信時にスイツチＳＷ１及びＳＷ２をオフ状態に
し、スイツチＳＷ３をオン状態にする。これによりＩ成
分と−Ｉ成分との差分が差動増幅器１１を介してコンデ
ンサＣ１にチヤージされる。これに対して受信が始まる
と、キヤリブレーシヨン回路１０では、スイツチＳＷ１
及びＳＷ２をオン状態にし、スイツチＳＷ３をオフ状態
にする。これによりコンデンサＣ１にチヤージされてい
る電荷に応じ、電流源Ａ１〜Ａ４及び差動増幅器１２に
よつてＩ成分及び−Ｉ成分に対して非受信時の差分だけ
補正が行われる。因みに、Ｑ成分についても同様な方法
によつて補正が行われる。
【００１３】ところでＧＳＭシステムでは、上述したよ
うにＦＣＣＨが１０フレーム中に１スロツトしかないた
めＦＣＣＨを検出する迄には長い時間（約１１フレーム
分、すなわち約50〔mS〕）連続して受信動作しなければ
ならない。その際、上述したキヤリブレーシヨン回路１
０のコンデンサＣ１にチヤージされている電荷が放出さ
れるため、補正が正しく行われなくなる現象が発生す
る。その結果、受信開始前に行つたキヤリブレーシヨン
が図８に示すように受信が進むにつれてずれて行く現
象、いわゆるキヤリブレーシヨンエラーが発生する。
うにＦＣＣＨが１０フレーム中に１スロツトしかないた
めＦＣＣＨを検出する迄には長い時間（約１１フレーム
分、すなわち約50〔mS〕）連続して受信動作しなければ
ならない。その際、上述したキヤリブレーシヨン回路１
０のコンデンサＣ１にチヤージされている電荷が放出さ
れるため、補正が正しく行われなくなる現象が発生す
る。その結果、受信開始前に行つたキヤリブレーシヨン
が図８に示すように受信が進むにつれてずれて行く現
象、いわゆるキヤリブレーシヨンエラーが発生する。
【００１４】このようにキヤリブレーシヨンがずれて行
くと、ＦＣＣＨの検出確率が低くなつたり、或いは局発
周波数のずれ（以下、これを局発周波数オフセツトと呼
ぶ）を補正する際の推定値に誤差が生じる等の悪影響を
及ぼす。具体的に説明すると、ＦＣＣＨの検出には、上
述したようにコリレーシヨン値を用いるが、キヤリブレ
ーシヨンがずれて行くと、このコリレーシヨン値が小さ
くなり、その結果ＦＣＣＨの検出確率が低下してしま
う。また局発周波数オフセツトを推定する際には、図９
（Ａ）に示すようにＩＱデータの位相ずれ量（Δθ）を
基にして推定するが、キヤリブレーシヨンがずれている
と、図９（Ｂ）に示すように位相誤差（＝Δθ′−Δ
θ）が生じて局発周波数オフセツトの推定値にも誤差が
生じてしまう。
くと、ＦＣＣＨの検出確率が低くなつたり、或いは局発
周波数のずれ（以下、これを局発周波数オフセツトと呼
ぶ）を補正する際の推定値に誤差が生じる等の悪影響を
及ぼす。具体的に説明すると、ＦＣＣＨの検出には、上
述したようにコリレーシヨン値を用いるが、キヤリブレ
ーシヨンがずれて行くと、このコリレーシヨン値が小さ
くなり、その結果ＦＣＣＨの検出確率が低下してしま
う。また局発周波数オフセツトを推定する際には、図９
（Ａ）に示すようにＩＱデータの位相ずれ量（Δθ）を
基にして推定するが、キヤリブレーシヨンがずれている
と、図９（Ｂ）に示すように位相誤差（＝Δθ′−Δ
θ）が生じて局発周波数オフセツトの推定値にも誤差が
生じてしまう。
【００１５】本発明は以上の点を考慮してなされたもの
で、簡易な構成で、基準調整のずれを容易に補正して効
率良く制御信号を検出し得る制御信号検出方法及びそれ
を用いた無線受信装置を提案しようとするものである。
で、簡易な構成で、基準調整のずれを容易に補正して効
率良く制御信号を検出し得る制御信号検出方法及びそれ
を用いた無線受信装置を提案しようとするものである。
【００１６】
【課題を解決するための手段】かかる課題を解決するた
め本発明においては、連続する（４×ｎ）個の受信デー
タの平均値を求めることにより基準調整のずれを求め、
求めた基準調整のずれを受信データから差し引くことに
より当該受信データに対して基準調整のずれを補正し、
補正した受信データを基に相関値を求めて制御信号を検
出するようにした。
め本発明においては、連続する（４×ｎ）個の受信デー
タの平均値を求めることにより基準調整のずれを求め、
求めた基準調整のずれを受信データから差し引くことに
より当該受信データに対して基準調整のずれを補正し、
補正した受信データを基に相関値を求めて制御信号を検
出するようにした。
【００１７】
【作用】受信データが複素平面上で同一方向に９０度ず
つ回るような場合、基準調整にずれがなければ、連続す
る（４×ｎ）個の受信データの平均値は零になる。すな
わち連続する（４×ｎ）個の受信データの中心は複素平
面上の原点に位置する。しかしながら基準調整にずれが
あると、連続する（４×ｎ）個の受信データの平均値は
零にならない。すなわち連続する（４×ｎ）個の受信デ
ータの中心は複素平面上の原点からずれた位置になる。
ところがこの複素平面上の原点からのずれはそもそも基
準調整のずれを表している。従つて連続する（４×ｎ）
個の受信データの平均値を求めることにより基準調整の
ずれを求めることができる。
つ回るような場合、基準調整にずれがなければ、連続す
る（４×ｎ）個の受信データの平均値は零になる。すな
わち連続する（４×ｎ）個の受信データの中心は複素平
面上の原点に位置する。しかしながら基準調整にずれが
あると、連続する（４×ｎ）個の受信データの平均値は
零にならない。すなわち連続する（４×ｎ）個の受信デ
ータの中心は複素平面上の原点からずれた位置になる。
ところがこの複素平面上の原点からのずれはそもそも基
準調整のずれを表している。従つて連続する（４×ｎ）
個の受信データの平均値を求めることにより基準調整の
ずれを求めることができる。
【００１８】このようにして求めた基準調整のずれを受
信データから差し引けば、当該受信データに対して基準
調整のずれを容易に補正することができる。また補正し
た受信データを基に相関値を求めれば、従来のように基
準調整のずれによつて相関値が小さくなることを回避し
得、これにより効率良く、かつ確実に制御信号を検出す
ることができる。
信データから差し引けば、当該受信データに対して基準
調整のずれを容易に補正することができる。また補正し
た受信データを基に相関値を求めれば、従来のように基
準調整のずれによつて相関値が小さくなることを回避し
得、これにより効率良く、かつ確実に制御信号を検出す
ることができる。
【００１９】
【実施例】以下図面について、本発明の一実施例を詳述
する。
する。
【００２０】図１において、２０は全体としてＧＳＭシ
ステムの移動端末装置を示し、基地局から送出された送
信信号をアンテナ２１で受信し、その結果得られる受信
信号をＲＦ（Radio Frequency ）ブロツク２２のデユプ
レクサ（ＤＰＸ）２３に入力するようになされている。
デユプレクサ２３はアンテナ２１を送受信で共用するた
めのアンテナ共用器であり、入力された受信信号をロー
ノイズアンプ２４に出力する。
ステムの移動端末装置を示し、基地局から送出された送
信信号をアンテナ２１で受信し、その結果得られる受信
信号をＲＦ（Radio Frequency ）ブロツク２２のデユプ
レクサ（ＤＰＸ）２３に入力するようになされている。
デユプレクサ２３はアンテナ２１を送受信で共用するた
めのアンテナ共用器であり、入力された受信信号をロー
ノイズアンプ２４に出力する。
【００２１】ローノイズアンプ２４は入力された受信信
号を増幅してフイルタ２５に出力する。フイルタ２５は
受信信号を帯域制限して不要な成分を除去し、当該帯域
制限した受信信号をミキサ２６に出力する。ミキサ２６
はバツフア２７を介して供給される発振器２８で発生し
た局部発振信号を用いて受信信号を受信中間周波信号に
周波数変換する。これにより 900〔MHz 〕のＲＦ周波数
でアンテナ２１から入つてきた受信信号は中間周波数の
信号にダウンコンバートされたことになる。因みに、移
動端末装置２０では、発振器２８で発生する局部発振信
号の周波数を切り換えることにより、所望の無線チヤン
ネルを選択的に受信することができる。
号を増幅してフイルタ２５に出力する。フイルタ２５は
受信信号を帯域制限して不要な成分を除去し、当該帯域
制限した受信信号をミキサ２６に出力する。ミキサ２６
はバツフア２７を介して供給される発振器２８で発生し
た局部発振信号を用いて受信信号を受信中間周波信号に
周波数変換する。これにより 900〔MHz 〕のＲＦ周波数
でアンテナ２１から入つてきた受信信号は中間周波数の
信号にダウンコンバートされたことになる。因みに、移
動端末装置２０では、発振器２８で発生する局部発振信
号の周波数を切り換えることにより、所望の無線チヤン
ネルを選択的に受信することができる。
【００２２】ミキサ２６によつて得られた受信中間周波
信号はフイルタ２９で帯域制限された後、アンプ３０に
よつて増幅され、復調器（ＤＥＭ）３１に入力される。
復調器３１は発振器３２で発生した発振信号を用いて受
信中間周波信号に対して復調を施し、ベースバンド信号
であるＩ信号（ＩR ）及びＱ信号（ＱR ）を得る。この
Ｉ信号、Ｑ信号はそれぞれベースバンドブロツク３３の
アンプ３４、３５に入力される。
信号はフイルタ２９で帯域制限された後、アンプ３０に
よつて増幅され、復調器（ＤＥＭ）３１に入力される。
復調器３１は発振器３２で発生した発振信号を用いて受
信中間周波信号に対して復調を施し、ベースバンド信号
であるＩ信号（ＩR ）及びＱ信号（ＱR ）を得る。この
Ｉ信号、Ｑ信号はそれぞれベースバンドブロツク３３の
アンプ３４、３５に入力される。
【００２３】アンプ３４、３５はそれぞれ入力されたＩ
信号、Ｑ信号をそれぞれ増幅し、増幅されたＩ信号、Ｑ
信号をそれぞれフイルタ３６、３７に出力する。フイル
タ３６、３７はそれぞれＩ信号、Ｑ信号の変調波成分だ
けを残して不要な成分を除去し、その結果得られたＩ信
号、Ｑ信号をそれぞれアナログデイジタル変換器（Ａ／
Ｄ）３８、３９に出力する。アナログデイジタル変換器
３８、３９はそれぞれ入力されたＩ信号、Ｑ信号を所定
のサンプリングクロツクに基づいてアナログデイジタル
変換し、その結果得られるＩデータ（ｉ）、Ｑデータ
（ｑ）をそれぞれＤＳＰ（Digital Signal Processor）
ブロツク４０のイコライザ（ＥＱ）４１に出力する。
信号、Ｑ信号をそれぞれ増幅し、増幅されたＩ信号、Ｑ
信号をそれぞれフイルタ３６、３７に出力する。フイル
タ３６、３７はそれぞれＩ信号、Ｑ信号の変調波成分だ
けを残して不要な成分を除去し、その結果得られたＩ信
号、Ｑ信号をそれぞれアナログデイジタル変換器（Ａ／
Ｄ）３８、３９に出力する。アナログデイジタル変換器
３８、３９はそれぞれ入力されたＩ信号、Ｑ信号を所定
のサンプリングクロツクに基づいてアナログデイジタル
変換し、その結果得られるＩデータ（ｉ）、Ｑデータ
（ｑ）をそれぞれＤＳＰ（Digital Signal Processor）
ブロツク４０のイコライザ（ＥＱ）４１に出力する。
【００２４】イコライザ４１はＩデータ及びＱデータに
対して歪み補正を施してマルチパス等の影響を除去する
と共に、Ｉデータ及びＱデータによつて伝送されたデー
タを復元して伝送データとして出力する。チヤンネルデ
コーダ（ＣＨＤ）４２及びボイスデコーダ（ＶＣ）４３
はイコライザ４１から出力される伝送データから音声デ
ータを抽出し、デイジタルアナログ変換器（Ｄ／Ａ）４
４に出力する。因みに、ＤＳＰブロツク４０内の各ブロ
ツクの処理は基本的にソフトウエアによつて行われるも
のである。かくしてデイジタルアナログ変換器４４によ
つて音声データをアナログの音声信号に変換することに
より、スピーカ４５から当該音声信号に応じた音声が出
力されることになる。
対して歪み補正を施してマルチパス等の影響を除去する
と共に、Ｉデータ及びＱデータによつて伝送されたデー
タを復元して伝送データとして出力する。チヤンネルデ
コーダ（ＣＨＤ）４２及びボイスデコーダ（ＶＣ）４３
はイコライザ４１から出力される伝送データから音声デ
ータを抽出し、デイジタルアナログ変換器（Ｄ／Ａ）４
４に出力する。因みに、ＤＳＰブロツク４０内の各ブロ
ツクの処理は基本的にソフトウエアによつて行われるも
のである。かくしてデイジタルアナログ変換器４４によ
つて音声データをアナログの音声信号に変換することに
より、スピーカ４５から当該音声信号に応じた音声が出
力されることになる。
【００２５】これに対して移動端末装置２０において例
えば音声信号を送信する場合には、当該音声信号をアナ
ログデイジタル変換器、ボイスエンコーダ及びチヤンネ
ルエンコーダ等を介してＩデータ及びＱデータに変換し
た後、これをデイジタルアナログ変換器によつてアナロ
グ信号に変換することによりＩ信号（ＩT ）及びＱ信号
（ＱT ）を生成する。そして生成したＩ信号及びＱ信号
を変調器（ＭＯＤ）４６に入力すると共に、発振器２
８、４７、バツフア４８及びミキサ４９によつて生成し
た搬送波としての発振信号を変調器４６に入力する。変
調器４６は入力されたＩ信号及びＱ信号を基に発振信号
に対して変調を施し、その結果得られる送信信号をフイ
ルタ５０に出力する。
えば音声信号を送信する場合には、当該音声信号をアナ
ログデイジタル変換器、ボイスエンコーダ及びチヤンネ
ルエンコーダ等を介してＩデータ及びＱデータに変換し
た後、これをデイジタルアナログ変換器によつてアナロ
グ信号に変換することによりＩ信号（ＩT ）及びＱ信号
（ＱT ）を生成する。そして生成したＩ信号及びＱ信号
を変調器（ＭＯＤ）４６に入力すると共に、発振器２
８、４７、バツフア４８及びミキサ４９によつて生成し
た搬送波としての発振信号を変調器４６に入力する。変
調器４６は入力されたＩ信号及びＱ信号を基に発振信号
に対して変調を施し、その結果得られる送信信号をフイ
ルタ５０に出力する。
【００２６】フイルタ５０は送信信号を帯域制限して不
要な成分を除去する。このフイルタ５０から出力される
送信信号はパワーアンプ５１によつて増幅された後、デ
ユプレクサ２３によつてアンテナ２１に導かれ、空中に
放射される。因みに、パワーアンプ５１はパワーアンプ
コントローラ（ＰＡＣ）５２によつて動作を制御し得る
ようになされており、これにより使用する基地局に応じ
て送信出力を切り換え制御することができると共に、送
信タイミング以外で送信を停止することができる。また
発振器２８で発生する局部発振信号の周波数を切り換え
ることにより、所望の無線チヤンネルで選択的に送信す
ることができる。
要な成分を除去する。このフイルタ５０から出力される
送信信号はパワーアンプ５１によつて増幅された後、デ
ユプレクサ２３によつてアンテナ２１に導かれ、空中に
放射される。因みに、パワーアンプ５１はパワーアンプ
コントローラ（ＰＡＣ）５２によつて動作を制御し得る
ようになされており、これにより使用する基地局に応じ
て送信出力を切り換え制御することができると共に、送
信タイミング以外で送信を停止することができる。また
発振器２８で発生する局部発振信号の周波数を切り換え
ることにより、所望の無線チヤンネルで選択的に送信す
ることができる。
【００２７】ところで移動端末装置２０は時分割多重方
式によつて基地局と通信するため、送信や受信等の各種
動作において当該基地局との間で同期を取らなければな
らない。このため移動端末装置２０は電源投入後まず基
地局が送信する制御チヤンネル中のＦＣＣＨを検出し、
検出したＦＣＣＨを基準に大まかに初期同期を取ると共
に、局発周波数オフセツトを補正する。
式によつて基地局と通信するため、送信や受信等の各種
動作において当該基地局との間で同期を取らなければな
らない。このため移動端末装置２０は電源投入後まず基
地局が送信する制御チヤンネル中のＦＣＣＨを検出し、
検出したＦＣＣＨを基準に大まかに初期同期を取ると共
に、局発周波数オフセツトを補正する。
【００２８】具体的には、まず電源投入後、移動端末装
置２０は基地局が送信する制御チヤンネルを受信し、そ
の結果得られるＩデータ及びＱデータを基にＦＣＣＨ検
出部５３によつてＦＣＣＨを検出する。ＦＣＣＨ検出部
５３は制御チヤンネル中のＦＣＣＨを検出すると、その
検出結果をシステムタイムベース部５４に出力すると共
に、Ｉデータ及びＱデータから得られる位相ずれ量（図
９参照）を局発周波数オフセツト推定・補正部５５に出
力する。
置２０は基地局が送信する制御チヤンネルを受信し、そ
の結果得られるＩデータ及びＱデータを基にＦＣＣＨ検
出部５３によつてＦＣＣＨを検出する。ＦＣＣＨ検出部
５３は制御チヤンネル中のＦＣＣＨを検出すると、その
検出結果をシステムタイムベース部５４に出力すると共
に、Ｉデータ及びＱデータから得られる位相ずれ量（図
９参照）を局発周波数オフセツト推定・補正部５５に出
力する。
【００２９】システムタイムベース部５４はシステム全
体の動作の時間管理を行うものであり、ＦＣＣＨ検出部
５３が出力する検出結果、すなわちＦＣＣＨのタイミン
グに応じて例えばタイマ等をリセツトし、システム全体
の時間管理を行い、基地局に対して各種動作の同期を取
る。また局発周波数オフセツト推定・補正部５５はＦＣ
ＣＨ検出部５３から出力される位相ずれ量を基にして基
地局に対する局発周波数のずれを推定し、その推定値に
応じて局発周波数のずれを補正する。
体の動作の時間管理を行うものであり、ＦＣＣＨ検出部
５３が出力する検出結果、すなわちＦＣＣＨのタイミン
グに応じて例えばタイマ等をリセツトし、システム全体
の時間管理を行い、基地局に対して各種動作の同期を取
る。また局発周波数オフセツト推定・補正部５５はＦＣ
ＣＨ検出部５３から出力される位相ずれ量を基にして基
地局に対する局発周波数のずれを推定し、その推定値に
応じて局発周波数のずれを補正する。
【００３０】ところでＦＣＣＨ検出部５３においては、
従来と同様にＩデータ及びＱデータに対して（１）式に
示す計算を行うことにより、コリレーシヨン値を求めて
ＦＣＣＨを検出すると共に、Ｉデータ及びＱデータを基
に位相ずれ量を求める。その際、ＦＣＣＨ検出部５３
は、発生したキヤリブレーシヨンエラーをデイジタル的
に処理してＩデータ及びＱデータから取り除く。これに
より移動端末装置２０では、従来のようなキヤリブレー
シヨンエラーによる悪影響を回避することができる。
従来と同様にＩデータ及びＱデータに対して（１）式に
示す計算を行うことにより、コリレーシヨン値を求めて
ＦＣＣＨを検出すると共に、Ｉデータ及びＱデータを基
に位相ずれ量を求める。その際、ＦＣＣＨ検出部５３
は、発生したキヤリブレーシヨンエラーをデイジタル的
に処理してＩデータ及びＱデータから取り除く。これに
より移動端末装置２０では、従来のようなキヤリブレー
シヨンエラーによる悪影響を回避することができる。
【００３１】ここでキヤリブレーシヨンエラーをデイジ
タル的に取り除く補正方法について以下に説明する。上
述したようにＦＣＣＨは「０」が所定ビツト連続した制
御信号であるため、受信したＩＱデータは複素平面上に
おいて同一円上で同一方向に９０度ずつ回転する（図４
参照）。従つて連続する４サンプルのＩＱデータを（ｉ
k ，ｑk ）〔但し、ｋ＝０、１、２、３〕とすると、キ
ヤリブレーシヨンエラーがなければ、次式
タル的に取り除く補正方法について以下に説明する。上
述したようにＦＣＣＨは「０」が所定ビツト連続した制
御信号であるため、受信したＩＱデータは複素平面上に
おいて同一円上で同一方向に９０度ずつ回転する（図４
参照）。従つて連続する４サンプルのＩＱデータを（ｉ
k ，ｑk ）〔但し、ｋ＝０、１、２、３〕とすると、キ
ヤリブレーシヨンエラーがなければ、次式
【数２】 に示すように、それぞれの和は「０」になる。すなわち
連続する４サンプルのＩＱデータの中心は複素平面上の
原点（０、０）に位置する。この実施例の場合には、こ
の点を利用してキヤリブレーシヨンエラーをデイジタル
的に取り除く。
連続する４サンプルのＩＱデータの中心は複素平面上の
原点（０、０）に位置する。この実施例の場合には、こ
の点を利用してキヤリブレーシヨンエラーをデイジタル
的に取り除く。
【００３２】まずキヤリブレーシヨンエラーを含んだＩ
Ｑデータを（ｉn ，ｑn ）とし、次式
Ｑデータを（ｉn ，ｑn ）とし、次式
【数３】 に示すように、連続する４サンプルのＩＱデータの和を
求めた後、求めた和をサンプル数で割る（すなわち連続
する４サンプルの平均値を求める）。そして次式
求めた後、求めた和をサンプル数で割る（すなわち連続
する４サンプルの平均値を求める）。そして次式
【数４】 に示すように、キヤリブレーシヨンエラーを含んだＩＱ
データ（ｉn ，ｑn ）から、上述の（３）式で求めた連
続する４サンプルの平均値（Δｉn ，Δｑn ）を差し引
き、ＩＱデータ（ｉn ，ｑn ）をＩＱデータ（ｉ′n ，
ｑ′n ）に変換する。
データ（ｉn ，ｑn ）から、上述の（３）式で求めた連
続する４サンプルの平均値（Δｉn ，Δｑn ）を差し引
き、ＩＱデータ（ｉn ，ｑn ）をＩＱデータ（ｉ′n ，
ｑ′n ）に変換する。
【００３３】このとき変換されたＩＱデータ（ｉ′n ，
ｑ′n ）にはキヤリブレーシヨンエラーが含まれていな
い。この点について以下に説明する。まずキヤリブレー
シヨンエラーを含まないＩＱデータを（ｉ″n ，
ｑ″n ）とし、キヤリブレーシヨンエラーを（ｅi ，ｅ
q ）とする。但し、キヤリブレーシヨンエラーの値は短
期的には同じであるとする。このようにすると、キヤリ
ブレーシヨンエラーを含んだＩＱデータ（ｉn ，ｑn ）
は、次式
ｑ′n ）にはキヤリブレーシヨンエラーが含まれていな
い。この点について以下に説明する。まずキヤリブレー
シヨンエラーを含まないＩＱデータを（ｉ″n ，
ｑ″n ）とし、キヤリブレーシヨンエラーを（ｅi ，ｅ
q ）とする。但し、キヤリブレーシヨンエラーの値は短
期的には同じであるとする。このようにすると、キヤリ
ブレーシヨンエラーを含んだＩＱデータ（ｉn ，ｑn ）
は、次式
【数５】 に示すようになる。この（５）式を上述の（３）式に代
入すると、次式
入すると、次式
【数６】 に示すようになる。この（６）式は上述の（２）式によ
り、次式
り、次式
【数７】 に示すように変形することができる。
【００３４】すなわちこの（７）式から明らかなよう
に、連続する４サンプルの平均値はキヤリブレーシヨン
エラーそのものになる。従つて上述の（４）式によつて
求めたＩＱデータ（ｉ′n ，ｑ′n ）は、次式
に、連続する４サンプルの平均値はキヤリブレーシヨン
エラーそのものになる。従つて上述の（４）式によつて
求めたＩＱデータ（ｉ′n ，ｑ′n ）は、次式
【数８】 に示すように、キヤリブレーシヨンエラーを含まないデ
ータであることが分かる。
ータであることが分かる。
【００３５】このようにしてＦＣＣＨ検出部５３では、
連続する４サンプルのＩＱデータの平均値を求めてキヤ
リブレーシヨンエラーを求め、求めたキヤリブレーシヨ
ンエラーをＩＱデータから差し引くことにより、キヤリ
ブレーシヨンエラーを取り除く。これにより移動端末装
置２０では、キヤリブレーシヨンエラーによる悪影響を
回避することができる。
連続する４サンプルのＩＱデータの平均値を求めてキヤ
リブレーシヨンエラーを求め、求めたキヤリブレーシヨ
ンエラーをＩＱデータから差し引くことにより、キヤリ
ブレーシヨンエラーを取り除く。これにより移動端末装
置２０では、キヤリブレーシヨンエラーによる悪影響を
回避することができる。
【００３６】因みに、ＦＣＣＨ以外のデータについては
同一方向に９０度ずつ回らないため、このような補正方
法ではキヤリブレーシヨンエラーを取り除くことはでき
ないが、この実施例の場合には、ＦＣＣＨを検出するこ
とが目的であるので何ら問題はない。
同一方向に９０度ずつ回らないため、このような補正方
法ではキヤリブレーシヨンエラーを取り除くことはでき
ないが、この実施例の場合には、ＦＣＣＨを検出するこ
とが目的であるので何ら問題はない。
【００３７】ここで上述の（４）式を実現するためＦＣ
ＣＨ検出部５３には、実際上、図２に示すようなキヤリ
ブレーシヨンエラー補正回路が設けられている。この図
２に示すように、キヤリブレーシヨンエラー補正回路６
０においては、ベースバンドブロツク３３のアナログデ
イジタル変換器３８から供給されたＩデータ（ｉ）は４
段のシフトレジスタ６１に入力され、ここで順次シフト
されて行く。このためシフトレジスタ６１の各レジスタ
内には連続する４サンプルのＩデータ（ｉn+3、
ｉn+2 、ｉn+1 及びｉn ）が並ぶことになる。
ＣＨ検出部５３には、実際上、図２に示すようなキヤリ
ブレーシヨンエラー補正回路が設けられている。この図
２に示すように、キヤリブレーシヨンエラー補正回路６
０においては、ベースバンドブロツク３３のアナログデ
イジタル変換器３８から供給されたＩデータ（ｉ）は４
段のシフトレジスタ６１に入力され、ここで順次シフト
されて行く。このためシフトレジスタ６１の各レジスタ
内には連続する４サンプルのＩデータ（ｉn+3、
ｉn+2 、ｉn+1 及びｉn ）が並ぶことになる。
【００３８】この連続する４サンプルのＩデータはそれ
ぞれ平均値算出部６２に入力される。平均値算出部６２
は入力された４つのＩデータの和を求めた後、求めた和
をサンプル数で割ることにより、連続する４サンプルの
Ｉデータの平均値（すなわちキヤリブレーシヨンエラ
ー）を求め、求めた平均値を加算器６３に出力する。加
算器６３はシフトレジスタ６１から出力されるＩデータ
（ｉn ）から平均値算出部６２から出力される平均値を
差し引くことにより、キヤリブレーシヨンエラーを含ま
ないＩデータ（ｉ′）を求めて出力する。
ぞれ平均値算出部６２に入力される。平均値算出部６２
は入力された４つのＩデータの和を求めた後、求めた和
をサンプル数で割ることにより、連続する４サンプルの
Ｉデータの平均値（すなわちキヤリブレーシヨンエラ
ー）を求め、求めた平均値を加算器６３に出力する。加
算器６３はシフトレジスタ６１から出力されるＩデータ
（ｉn ）から平均値算出部６２から出力される平均値を
差し引くことにより、キヤリブレーシヨンエラーを含ま
ないＩデータ（ｉ′）を求めて出力する。
【００３９】同様に、キヤリブレーシヨンエラー補正回
路６０においては、ベースバンドブロツク３３のアナロ
グデイジタル変換器３９から供給されたＱデータ（ｑ）
は４段のシフトレジスタ６４に入力され、ここで順次シ
フトされて行く。このためシフトレジスタ６４の各レジ
スタ内には連続する４サンプルのＱデータ（ｑn+3 、ｑ
n+2 、ｑn+1 及びｑn ）が並ぶことになる。
路６０においては、ベースバンドブロツク３３のアナロ
グデイジタル変換器３９から供給されたＱデータ（ｑ）
は４段のシフトレジスタ６４に入力され、ここで順次シ
フトされて行く。このためシフトレジスタ６４の各レジ
スタ内には連続する４サンプルのＱデータ（ｑn+3 、ｑ
n+2 、ｑn+1 及びｑn ）が並ぶことになる。
【００４０】この連続する４サンプルのＱデータはそれ
ぞれ平均値算出部６５に入力される。平均値算出部６５
は入力された４つのＱデータの和を求めた後、求めた和
をサンプル数で割ることにより、連続する４サンプルの
Ｑデータの平均値（すなわちキヤリブレーシヨンエラ
ー）を求め、求めた平均値を加算器６６に出力する。加
算器６６はシフトレジスタ６４から出力されるＱデータ
（ｑn ）から平均値算出部６５から出力される平均値を
差し引くことにより、キヤリブレーシヨンエラーを含ま
ないＱデータ（ｑ′）を求めて出力する。
ぞれ平均値算出部６５に入力される。平均値算出部６５
は入力された４つのＱデータの和を求めた後、求めた和
をサンプル数で割ることにより、連続する４サンプルの
Ｑデータの平均値（すなわちキヤリブレーシヨンエラ
ー）を求め、求めた平均値を加算器６６に出力する。加
算器６６はシフトレジスタ６４から出力されるＱデータ
（ｑn ）から平均値算出部６５から出力される平均値を
差し引くことにより、キヤリブレーシヨンエラーを含ま
ないＱデータ（ｑ′）を求めて出力する。
【００４１】かくしてＦＣＣＨ検出部５３では、このキ
ヤリブレーシヨンエラー補正回路６０によつて求めたキ
ヤリブレーシヨンエラーを取り除いたＩデータ（ｉ′）
及びＱデータ（ｑ′）を基に、コリレーシヨン値を求め
てＦＣＣＨを検出すると共に、局発周波数オフセツトを
補正する際に使用する位相ずれ量を求める。
ヤリブレーシヨンエラー補正回路６０によつて求めたキ
ヤリブレーシヨンエラーを取り除いたＩデータ（ｉ′）
及びＱデータ（ｑ′）を基に、コリレーシヨン値を求め
てＦＣＣＨを検出すると共に、局発周波数オフセツトを
補正する際に使用する位相ずれ量を求める。
【００４２】以上の構成において、移動端末装置２０で
は、基地局と同期を取るため電源投入後、まず基地局が
送信する制御チヤンネルを受信し、ＦＣＣＨ検出部５３
を用いて当該制御チヤンネル中のＦＣＣＨを検出する。
その際、ＦＣＣＨ検出部５３は連続する４サンプルのＩ
データ及びＱデータの平均値を求めることによりキヤリ
ブレーシヨンエラーを求め、当該求めたキヤリブレーシ
ヨンエラーを差し引いてＩデータ及びＱデータを補正す
る。そしてＦＣＣＨ検出部５３は補正したＩデータ及び
Ｑデータを基にコリレーシヨン値を求めてＦＣＣＨを検
出すると共に、局発周波数オフセツトを補正する際に使
用する位相ずれ量を求める。
は、基地局と同期を取るため電源投入後、まず基地局が
送信する制御チヤンネルを受信し、ＦＣＣＨ検出部５３
を用いて当該制御チヤンネル中のＦＣＣＨを検出する。
その際、ＦＣＣＨ検出部５３は連続する４サンプルのＩ
データ及びＱデータの平均値を求めることによりキヤリ
ブレーシヨンエラーを求め、当該求めたキヤリブレーシ
ヨンエラーを差し引いてＩデータ及びＱデータを補正す
る。そしてＦＣＣＨ検出部５３は補正したＩデータ及び
Ｑデータを基にコリレーシヨン値を求めてＦＣＣＨを検
出すると共に、局発周波数オフセツトを補正する際に使
用する位相ずれ量を求める。
【００４３】これにより移動端末装置２０では、従来の
ようにキヤリブレーシヨンエラーによつてコリレーシヨ
ン値が低くなつてＦＣＣＨの検出確率が低くなるような
ことを回避し得、効率良くＦＣＣＨを検出することがで
きる。また移動端末装置２０では、従来のようにキヤリ
ブレーシヨンエラーによつて位相ずれ量に誤差が生じる
ことを回避し得、確実に局発周波数オフセツトを補正す
ることができる。
ようにキヤリブレーシヨンエラーによつてコリレーシヨ
ン値が低くなつてＦＣＣＨの検出確率が低くなるような
ことを回避し得、効率良くＦＣＣＨを検出することがで
きる。また移動端末装置２０では、従来のようにキヤリ
ブレーシヨンエラーによつて位相ずれ量に誤差が生じる
ことを回避し得、確実に局発周波数オフセツトを補正す
ることができる。
【００４４】因みに、アナログのキヤリブレーシヨン回
路（図７参照）を用いてキヤリブレーシヨンを取ること
は、従来、一般的に行われていたことではあるが、キヤ
リブレーシヨンを取つた状態を長い時間に渡つて維持す
ることは非常に難しいことであつた。しかしながらこの
実施例の場合には、キヤリブレーシヨンを取つた状態が
長い時間に渡つて維持できなくてもデイジタル的に補正
を行うため、ＦＣＣＨを効率良く検出することができ
る。またこの実施例のように最終的にキヤリブレーシヨ
ンエラーをデイジタル的に補正すれば、始めからアナロ
グ的なキヤリブレーシヨンを省略することも可能であ
る。
路（図７参照）を用いてキヤリブレーシヨンを取ること
は、従来、一般的に行われていたことではあるが、キヤ
リブレーシヨンを取つた状態を長い時間に渡つて維持す
ることは非常に難しいことであつた。しかしながらこの
実施例の場合には、キヤリブレーシヨンを取つた状態が
長い時間に渡つて維持できなくてもデイジタル的に補正
を行うため、ＦＣＣＨを効率良く検出することができ
る。またこの実施例のように最終的にキヤリブレーシヨ
ンエラーをデイジタル的に補正すれば、始めからアナロ
グ的なキヤリブレーシヨンを省略することも可能であ
る。
【００４５】以上の構成によれば、連続する４サンプル
のＩデータ及びＱデータの平均値によつてキヤリブレー
シヨンエラーを求め、求めたキヤリブレーシヨンエラー
を用いてＩデータ及びＱデータを補正し、補正したＩデ
ータ及びＱデータを基にＦＣＣＨを検出するＦＣＣＨ検
出部５３を設けるようにしたことにより、簡易な構成
で、キヤリブレーシヨンエラーを容易に補正して効率良
くＦＣＣＨを検出することができる。
のＩデータ及びＱデータの平均値によつてキヤリブレー
シヨンエラーを求め、求めたキヤリブレーシヨンエラー
を用いてＩデータ及びＱデータを補正し、補正したＩデ
ータ及びＱデータを基にＦＣＣＨを検出するＦＣＣＨ検
出部５３を設けるようにしたことにより、簡易な構成
で、キヤリブレーシヨンエラーを容易に補正して効率良
くＦＣＣＨを検出することができる。
【００４６】なお上述の実施例においては、連続する４
サンプルのＩＱデータの平均値によつてキヤリブレーシ
ヨンエラーを求めた場合について述べたが、本発明はこ
れに限らず、例えばｎを自然数（すなわちｎ＝０、１、
２、……）とし、連続する（４×ｎ）サンプルのＩＱデ
ータの平均値によつてキヤリブレーシヨンエラーを求め
るようにしても上述の場合と同様の効果を得ることがで
きる。また本発明はこれに限らず、連続する（４×ｎ）
サンプルのうち偶数番目だけのＩＱデータの平均値や奇
数番目だけのＩＱデータの平均値によつてキヤリブレー
シヨンエラーを求めるようにしても良く、要は複素平面
上において原点（０，０）を中心にして対象位置にある
ＩＱデータを用いてキヤリブレーシヨンエラーを求めれ
ば上述の場合と同様の効果を得ることができる。
サンプルのＩＱデータの平均値によつてキヤリブレーシ
ヨンエラーを求めた場合について述べたが、本発明はこ
れに限らず、例えばｎを自然数（すなわちｎ＝０、１、
２、……）とし、連続する（４×ｎ）サンプルのＩＱデ
ータの平均値によつてキヤリブレーシヨンエラーを求め
るようにしても上述の場合と同様の効果を得ることがで
きる。また本発明はこれに限らず、連続する（４×ｎ）
サンプルのうち偶数番目だけのＩＱデータの平均値や奇
数番目だけのＩＱデータの平均値によつてキヤリブレー
シヨンエラーを求めるようにしても良く、要は複素平面
上において原点（０，０）を中心にして対象位置にある
ＩＱデータを用いてキヤリブレーシヨンエラーを求めれ
ば上述の場合と同様の効果を得ることができる。
【００４７】また上述の実施例においては、ＦＣＣＨ検
出部５３によつて位相ずれ量を求め、局発周波数オフセ
ツト推定・補正部５５によつて局発周波数のずれを推定
し、かつ補正した場合について述べたが、本発明はこれ
に限らず、ＦＣＣＨ検出部５３によつて補正したＩＱデ
ータを基にして局発周波数オフセツト推定・補正部５５
において位相ずれ量を求めると共に、求めた位相ずれ量
を基に局発周波数のずれを推定し、かつ補正するように
しても上述の場合と同様の効果を得ることができる。
出部５３によつて位相ずれ量を求め、局発周波数オフセ
ツト推定・補正部５５によつて局発周波数のずれを推定
し、かつ補正した場合について述べたが、本発明はこれ
に限らず、ＦＣＣＨ検出部５３によつて補正したＩＱデ
ータを基にして局発周波数オフセツト推定・補正部５５
において位相ずれ量を求めると共に、求めた位相ずれ量
を基に局発周波数のずれを推定し、かつ補正するように
しても上述の場合と同様の効果を得ることができる。
【００４８】さらに上述の実施例においては、ＧＳＭシ
ステムにおいてＦＣＣＨを検出する際に本発明を適用し
た場合について述べたが、本発明はこれに限らず、受信
したときに受信データが複素平面上において同一円上で
同一方向に９０度ずつ順次回転する制御信号を検出する
場合に広く適用することができる。
ステムにおいてＦＣＣＨを検出する際に本発明を適用し
た場合について述べたが、本発明はこれに限らず、受信
したときに受信データが複素平面上において同一円上で
同一方向に９０度ずつ順次回転する制御信号を検出する
場合に広く適用することができる。
【００４９】
【発明の効果】上述のように本発明によれば、連続する
（４×ｎ）個の受信データの平均値を求めることにより
基準調整のずれを求め、求めた基準調整のずれを受信デ
ータから差し引くことにより当該受信データに対して基
準調整のずれを補正し、補正した受信データを基に相関
値を求めて制御信号を検出するようにしたことにより、
簡易な構成で、基準調整のずれを容易に補正して効率良
く制御信号を検出し得る。
（４×ｎ）個の受信データの平均値を求めることにより
基準調整のずれを求め、求めた基準調整のずれを受信デ
ータから差し引くことにより当該受信データに対して基
準調整のずれを補正し、補正した受信データを基に相関
値を求めて制御信号を検出するようにしたことにより、
簡易な構成で、基準調整のずれを容易に補正して効率良
く制御信号を検出し得る。
【図１】本発明の一実施例によるＧＳＭシステムの移動
端末装置を示すブロツク図である。
端末装置を示すブロツク図である。
【図２】キヤリブレーシヨンエラー補正回路を示すブロ
ツク図である。
ツク図である。
【図３】制御チヤンネルの構造を示す略線図である。
【図４】ＦＣＣＨの受信結果を示す略線図である。
【図５】コリレーシヨン値計算回路を示すブロツク図で
ある。
ある。
【図６】コリレーシヨン値の変化を示す略線図である。
【図７】キヤリブレーシヨン回路を示す接続図である。
【図８】キヤリブレーシヨンのずれを示す略線図であ
る。
る。
【図９】キヤリブレーシヨンのずれによる影響を示す略
線図である。
線図である。
１……コリレーシヨン値計算回路、２……乗算器、３…
…数値発生器、４、６１、６４……シフトレジスタ、
５、６３、６６……加算器、６……絶対値回路、１０…
…キヤリブレーシヨン回路、１１〜１２……差動増幅
器、２０……移動端末装置、２１……アンテナ、２２…
…ＲＦブロツク、３３……ベースバンドブロツク、４０
……ＤＳＰブロツク、５３……ＦＣＣＨ検出部、５４…
…システムタイムベース部、５５……局発周波数オフセ
ツト推定・補正部、６０……キヤリブレーシヨンエラー
補正回路、６２、６５……平均値算出部。
…数値発生器、４、６１、６４……シフトレジスタ、
５、６３、６６……加算器、６……絶対値回路、１０…
…キヤリブレーシヨン回路、１１〜１２……差動増幅
器、２０……移動端末装置、２１……アンテナ、２２…
…ＲＦブロツク、３３……ベースバンドブロツク、４０
……ＤＳＰブロツク、５３……ＦＣＣＨ検出部、５４…
…システムタイムベース部、５５……局発周波数オフセ
ツト推定・補正部、６０……キヤリブレーシヨンエラー
補正回路、６２、６５……平均値算出部。
Claims (8)
- 【請求項１】受信したときに受信データが複素平面上に
おいて同一円上で同一方向に９０度ずつ回るような制御
信号を検出する制御信号検出方法において、 ｎを自然数として連続する（４×ｎ）個の上記受信デー
タの平均値を求めることにより基準調整のずれを求め、 求めた基準調整のずれを上記受信データから差し引くこ
とにより当該受信データに対して上記基準調整のずれを
補正し、 補正した受信データを基に相関値を求めて上記制御信号
を検出することを特徴とする制御信号検出方法。 - 【請求項２】連続する４個の上記受信データの平均値に
よつて上記基準調整のずれを求めることを特徴とする請
求項１に記載の制御信号検出方法。 - 【請求項３】連続する（４×ｎ）個の上記受信データの
うち偶数番目又は奇数番目だけを用いた平均値によつて
上記基準調整のずれを求めることを特徴とする請求項１
に記載の制御信号検出方法。 - 【請求項４】所定の基地局によつて送信され、かつ受信
したときに受信データが複素平面上において同一円上で
同一方向に９０度ずつ回るような制御信号を検出する無
線受信装置において、 ｎを自然数として連続する（４×ｎ）個の上記受信デー
タの平均値を求めることにより基準調整のずれを求め、
求めた基準調整のずれを上記受信データから差し引くこ
とにより当該受信データに対して上記基準調整のずれを
補正し、補正した受信データを基に相関値を求めて上記
制御信号を検出する制御信号検出手段を具えることを特
徴とする無線受信装置。 - 【請求項５】上記制御信号検出手段は、連続する４個の
上記受信データの平均値によつて上記基準調整のずれを
求めることを特徴とする請求項４に記載の無線受信装
置。 - 【請求項６】上記制御信号検出手段は、連続する（４×
ｎ）個の上記受信データのうち偶数番目又は奇数番目だ
けを用いた平均値によつて上記基準調整のずれを求める
ことを特徴とする請求項４に記載の無線受信装置。 - 【請求項７】上記制御信号検出手段による上記制御信号
の検出結果に応じて、装置全体の時間を管理し、上記基
地局に対する同期を取る時間管理手段を具えることを特
徴とする請求項４に記載の無線受信装置。 - 【請求項８】上記制御信号検出手段によつて補正した受
信データを基に、局部発振器の発振周波数のずれを推定
し、かつ補正する周波数補正手段を具えることを特徴と
する請求項４に記載の無線受信装置。
Priority Applications (7)
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|---|---|---|---|
| JP7183353A JPH0918528A (ja) | 1995-06-27 | 1995-06-27 | 制御信号検出方法及び無線受信装置 |
| US08/670,748 US5657356A (en) | 1995-06-27 | 1996-06-21 | Control signal detection method with calibration error and subscriber unit therewith |
| EP96304643A EP0751644B1 (en) | 1995-06-27 | 1996-06-24 | Control signal detection method with calibration error and subscriber unit therewith |
| DE69633425T DE69633425T2 (de) | 1995-06-27 | 1996-06-24 | Verfahren zur Steuerungssignalerkennung mit Fehlerkalibrierung und Teilnehmereinheit dafür |
| KR1019960023842A KR970004471A (ko) | 1995-06-27 | 1996-06-26 | 교정에러로 제어신호검출하는 방법과 그 가입자유닛 |
| CN96110796A CN1098604C (zh) | 1995-06-27 | 1996-06-27 | 具有校准误差的控制信号检测方法及其用户单元 |
| US08/828,387 US5933465A (en) | 1995-06-27 | 1997-03-28 | Control signal detection method with calibration error and subscriber unit therewith |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7183353A JPH0918528A (ja) | 1995-06-27 | 1995-06-27 | 制御信号検出方法及び無線受信装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0918528A true JPH0918528A (ja) | 1997-01-17 |
Family
ID=16134265
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7183353A Pending JPH0918528A (ja) | 1995-06-27 | 1995-06-27 | 制御信号検出方法及び無線受信装置 |
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|---|---|
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| JP (1) | JPH0918528A (ja) |
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| CN (1) | CN1098604C (ja) |
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| US6708020B1 (en) | 1998-06-18 | 2004-03-16 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Calibration device |
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1996
- 1996-06-21 US US08/670,748 patent/US5657356A/en not_active Expired - Lifetime
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- 1996-06-24 EP EP96304643A patent/EP0751644B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1996-06-26 KR KR1019960023842A patent/KR970004471A/ko not_active Ceased
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