JPH09200178A - スペクトラム拡散通信装置およびスペクトラム拡散通信方法 - Google Patents
スペクトラム拡散通信装置およびスペクトラム拡散通信方法Info
- Publication number
- JPH09200178A JPH09200178A JP8004829A JP482996A JPH09200178A JP H09200178 A JPH09200178 A JP H09200178A JP 8004829 A JP8004829 A JP 8004829A JP 482996 A JP482996 A JP 482996A JP H09200178 A JPH09200178 A JP H09200178A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- spread spectrum
- spectrum communication
- orthogonal
- orthogonalization
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Abstract
(57)【要約】
【課題】 直交化による干渉キャンセラには、ブライン
ド形と非ブラインド形がある。両方とも、直交化のため
にフィルタ係数を適応的に調整している。しかしなが
ら、従来、立上がりのときでも特別な信号を送信してい
たわけではないので、かなりの時間を要していた。 【解決手段】 第１ユーザはデータ系列Ｄ１を送信す
る。タイミング端子から入力されるタイミング時点で、
多重化回路ＭＰＸ１は入力をトレーニング信号発生器Ｔ
Ｒ１に切り替える。トレーニング信号発生器ＴＲ１から
は、第１ユーザ用の直交信号系列Ｎ′シンボルが出力さ
れる。多重化回路ＭＰＸ１の出力シンボル系列は、通常
のスペクトル拡散方式と同様に、拡散回路ＳＰ１で拡散
コードにより拡散される。他のユーザも、同様に動作し
ている。
ド形と非ブラインド形がある。両方とも、直交化のため
にフィルタ係数を適応的に調整している。しかしなが
ら、従来、立上がりのときでも特別な信号を送信してい
たわけではないので、かなりの時間を要していた。 【解決手段】 第１ユーザはデータ系列Ｄ１を送信す
る。タイミング端子から入力されるタイミング時点で、
多重化回路ＭＰＸ１は入力をトレーニング信号発生器Ｔ
Ｒ１に切り替える。トレーニング信号発生器ＴＲ１から
は、第１ユーザ用の直交信号系列Ｎ′シンボルが出力さ
れる。多重化回路ＭＰＸ１の出力シンボル系列は、通常
のスペクトル拡散方式と同様に、拡散回路ＳＰ１で拡散
コードにより拡散される。他のユーザも、同様に動作し
ている。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、スペクトラム拡散
通信装置およびスペクトラム拡散通信方法に関するもの
である。
通信装置およびスペクトラム拡散通信方法に関するもの
である。
【０００２】さらに詳述すると、本発明は、直接拡散符
号分割多元接続方式によるスペクトラム拡散通信を行う
際に、直交化による干渉キャンセラを高速に収束させる
のに好適な、スペクトラム拡散通信装置およびスペクト
ラム拡散通信方法に関するものである。
号分割多元接続方式によるスペクトラム拡散通信を行う
際に、直交化による干渉キャンセラを高速に収束させる
のに好適な、スペクトラム拡散通信装置およびスペクト
ラム拡散通信方法に関するものである。
【０００３】
【従来の技術】近年、ディジタル移動通信において周波
数の有効利用を図るため、様々なスペクトラム拡散方式
が検討されている(M. K. Simon, J. K. Omura, R. A. S
choltzand B. K.Levitt著、“Spread Spectrum Communi
cation ”, Computer SciencePress出版，１９８５）。
特に、直接拡散(Direct Sequence：ＤＳ）方式を用いた
ＣＤＭＡ(Code Division Multiple Access) 方式は比較
的構成が簡単であることから、実用化が比較的容易と考
えられる。
数の有効利用を図るため、様々なスペクトラム拡散方式
が検討されている(M. K. Simon, J. K. Omura, R. A. S
choltzand B. K.Levitt著、“Spread Spectrum Communi
cation ”, Computer SciencePress出版，１９８５）。
特に、直接拡散(Direct Sequence：ＤＳ）方式を用いた
ＣＤＭＡ(Code Division Multiple Access) 方式は比較
的構成が簡単であることから、実用化が比較的容易と考
えられる。
【０００４】このＤＳ−ＣＤＭＡ方式では、同一キャリ
ヤ周波数を複数のユーザが同時に使用する。各ユーザは
互いに異なる拡散符号を用いているが、これらの拡散符
号の相互には相関があるため、希望波の拡散符号で逆拡
散を行っても他ユーザの成分が逆拡散信号に混入するこ
とになる。そのため、他ユーザの数が多い場合には、逆
拡散信号に混入する干渉波成分のレベルが増大し、伝送
特性が大幅に劣化する。この劣化は、他ユーザの受信レ
ベルが、希望波の受信レベルより大きくなるとますます
大きくなる。
ヤ周波数を複数のユーザが同時に使用する。各ユーザは
互いに異なる拡散符号を用いているが、これらの拡散符
号の相互には相関があるため、希望波の拡散符号で逆拡
散を行っても他ユーザの成分が逆拡散信号に混入するこ
とになる。そのため、他ユーザの数が多い場合には、逆
拡散信号に混入する干渉波成分のレベルが増大し、伝送
特性が大幅に劣化する。この劣化は、他ユーザの受信レ
ベルが、希望波の受信レベルより大きくなるとますます
大きくなる。
【０００５】このような拡散符号間の相互相関に起因す
る伝送特性の劣化は、受信機に干渉キャンセラを追加す
ることで解決できることが知られている。
る伝送特性の劣化は、受信機に干渉キャンセラを追加す
ることで解決できることが知られている。
【０００６】干渉キャンセラの形式として、ブラインド
形のものが知られている。これは直交化整合フィルタと
いわれるもので、その基本構成を図１に示す(K. Fukaw
a,and H. Suzuki,“Orthogonalizing Matched Filter
(OMF) detection forDS-CDMA mobile radio system
s”，IEEE Globecom 1994, pp.385-389, Nov.1994.)。
この干渉キャンセラは、以下のように動作する。
形のものが知られている。これは直交化整合フィルタと
いわれるもので、その基本構成を図１に示す(K. Fukaw
a,and H. Suzuki,“Orthogonalizing Matched Filter
(OMF) detection forDS-CDMA mobile radio system
s”，IEEE Globecom 1994, pp.385-389, Nov.1994.)。
この干渉キャンセラは、以下のように動作する。
【０００７】図１において、受信波の同相成分振幅と直
交成分振幅から成る受信信号ＳＩＧは入力端子Ｑ１から
入力される。サンプル手段ＳＭＰでは、受信信号ＳＩＧ
を一定時間ごとに標本化して標本化信号ＳＰＳを端子Ｑ
２に出力する。信号抽出手段ＥＸＴＲでは、標本化信号
ＳＰＳを入力とし逆拡散と線形合成の操作を行い合成信
号ＤＣＳを端子Ｑ５へ出力する。復調手段ＤＥＴでは、
合成信号ＤＣＳを復調して判定信号ＯＰＳを端子Ｑ６へ
出力する。タイミング制御手段ＴＩＭでは、上記各手段
の動作タイミングを制御する。
交成分振幅から成る受信信号ＳＩＧは入力端子Ｑ１から
入力される。サンプル手段ＳＭＰでは、受信信号ＳＩＧ
を一定時間ごとに標本化して標本化信号ＳＰＳを端子Ｑ
２に出力する。信号抽出手段ＥＸＴＲでは、標本化信号
ＳＰＳを入力とし逆拡散と線形合成の操作を行い合成信
号ＤＣＳを端子Ｑ５へ出力する。復調手段ＤＥＴでは、
合成信号ＤＣＳを復調して判定信号ＯＰＳを端子Ｑ６へ
出力する。タイミング制御手段ＴＩＭでは、上記各手段
の動作タイミングを制御する。
【０００８】ここで、信号抽出手段ＥＸＴＲは逆拡散・
合成手段ＤＥＳ・ＣＯＭと係数制御手段Ｃ−ＣＯＮＴか
ら成り、これらの手段は次のように動作する。まず、逆
拡散・合成手段ＤＥＳ・ＣＯＭは、重み付け係数を用い
て標本化信号の逆拡散と線形合成の処理を行い、変換さ
れた合成信号ＤＣＳと、重み付け係数Ｗが乗積される被
乗算信号ＭＰＳとを、それぞれ端子Ｑ５とＱ３へ出力す
る。次に、係数制御手段Ｃ−ＣＯＮＴは、被乗算信号Ｍ
ＰＳと合成信号ＤＣＳを入力として、重み付け係数Ｗの
拘束条件のもとで合成信号の平均電力を最小にするアル
ゴリズムで求められた重み付け係数Ｗを端子Ｑ４へ出力
する。
合成手段ＤＥＳ・ＣＯＭと係数制御手段Ｃ−ＣＯＮＴか
ら成り、これらの手段は次のように動作する。まず、逆
拡散・合成手段ＤＥＳ・ＣＯＭは、重み付け係数を用い
て標本化信号の逆拡散と線形合成の処理を行い、変換さ
れた合成信号ＤＣＳと、重み付け係数Ｗが乗積される被
乗算信号ＭＰＳとを、それぞれ端子Ｑ５とＱ３へ出力す
る。次に、係数制御手段Ｃ−ＣＯＮＴは、被乗算信号Ｍ
ＰＳと合成信号ＤＣＳを入力として、重み付け係数Ｗの
拘束条件のもとで合成信号の平均電力を最小にするアル
ゴリズムで求められた重み付け係数Ｗを端子Ｑ４へ出力
する。
【０００９】重み付け係数の拘束条件のもとで合成信号
の平均電力を最小にするアルゴリズムは、種々考えられ
るが、簡易な方法としては拘束条件付きのＬＭＳである
Frost の方法(Frost, O.L., “An algorithm for linea
rly constrained adaptivearray processing”，Proc.
IEEE, vol.60, No.8, PP.926-935, August 1972)が知ら
れている。
の平均電力を最小にするアルゴリズムは、種々考えられ
るが、簡易な方法としては拘束条件付きのＬＭＳである
Frost の方法(Frost, O.L., “An algorithm for linea
rly constrained adaptivearray processing”，Proc.
IEEE, vol.60, No.8, PP.926-935, August 1972)が知ら
れている。
【００１０】次に、信号抽出手段ＥＸＴＲとして、逆拡
散手段ＤＥＳＰと線形合成手段ＬＣＯＭの縦続接続とす
る構成例を図２に示す。逆拡散手段ＤＥＳＰは、標本化
信号を複数の逆拡散用符号で逆拡散して得た複数の逆拡
散信号を出力する。また、複数のこれら逆拡散信号を被
乗算信号として出力する。線形合成手段ＬＣＯＭは、逆
拡散手段ＤＥＳＰで得られた複数の逆拡散信号に重み付
け係数を乗算し、合成した合成信号を出力する。ただ
し、図２では、説明を簡単にするために拡散率は４と
し、同一周波数を使用するユーザ数は４としてある。
散手段ＤＥＳＰと線形合成手段ＬＣＯＭの縦続接続とす
る構成例を図２に示す。逆拡散手段ＤＥＳＰは、標本化
信号を複数の逆拡散用符号で逆拡散して得た複数の逆拡
散信号を出力する。また、複数のこれら逆拡散信号を被
乗算信号として出力する。線形合成手段ＬＣＯＭは、逆
拡散手段ＤＥＳＰで得られた複数の逆拡散信号に重み付
け係数を乗算し、合成した合成信号を出力する。ただ
し、図２では、説明を簡単にするために拡散率は４と
し、同一周波数を使用するユーザ数は４としてある。
【００１１】次に、図２に示した信号抽出手段ＥＸＴＲ
の動作を説明する。まず、入力端子Ｑ２から標本化信号
が入力される。逆拡散手段ＤＥＳＰは、４つの整合フィ
ルタＭＦ１およびＯＣＦ１〜ＯＣＦ３で構成される。整
合フィルタＭＦ１には希望波の拡散符号を用い、整合フ
ィルタＯＣＦ１〜ＯＣＦ３は希望波の拡散符号に直交し
かつ互いに直交する拡散符号を用いる。これらの整合フ
ィルタでは標本化信号と拡散符号との相関演算を行い、
逆拡散信号が被乗算信号ＭＰＳとして出力される。
の動作を説明する。まず、入力端子Ｑ２から標本化信号
が入力される。逆拡散手段ＤＥＳＰは、４つの整合フィ
ルタＭＦ１およびＯＣＦ１〜ＯＣＦ３で構成される。整
合フィルタＭＦ１には希望波の拡散符号を用い、整合フ
ィルタＯＣＦ１〜ＯＣＦ３は希望波の拡散符号に直交し
かつ互いに直交する拡散符号を用いる。これらの整合フ
ィルタでは標本化信号と拡散符号との相関演算を行い、
逆拡散信号が被乗算信号ＭＰＳとして出力される。
【００１２】線形合成手段ＬＣＯＭは、乗算器Ｍ１〜Ｍ
４および加算器ＡＤＤで構成され、複数の逆拡散信号に
重み付け係数を乗算して合成信号ＤＣＳを生成し、出力
端子Ｑ５から出力する。係数制御手段Ｃ−ＣＯＮＴは、
複数の逆拡散信号と合成信号を入力として、重み付け係
数の拘束条件のもとで合成信号の平均電力を最小にする
アルゴリズムで求められた重み付け係数Ｗを出力する。
４および加算器ＡＤＤで構成され、複数の逆拡散信号に
重み付け係数を乗算して合成信号ＤＣＳを生成し、出力
端子Ｑ５から出力する。係数制御手段Ｃ−ＣＯＮＴは、
複数の逆拡散信号と合成信号を入力として、重み付け係
数の拘束条件のもとで合成信号の平均電力を最小にする
アルゴリズムで求められた重み付け係数Ｗを出力する。
【００１３】このアルゴリズムでは、検波出力すなわち
復号されたデータ情報を必要としないので、ブラインド
形といわれる。また、このアルゴリズムで制御すると、
出力のＳＩＮＲ(Signal to Interference and Noise Ra
tio)が最大になることも知られている。なお、整合フィ
ルタＭＦ１およびＯＣＦ１〜ＯＣＦ３は相関器に置き換
えることも可能であり、以下で述べる整合フィルタにつ
いても同様である。
復号されたデータ情報を必要としないので、ブラインド
形といわれる。また、このアルゴリズムで制御すると、
出力のＳＩＮＲ(Signal to Interference and Noise Ra
tio)が最大になることも知られている。なお、整合フィ
ルタＭＦ１およびＯＣＦ１〜ＯＣＦ３は相関器に置き換
えることも可能であり、以下で述べる整合フィルタにつ
いても同様である。
【００１４】このときの４次元の重み付け係数ベクトル
の最適値をＷｏ＝［Ｗｏ1 Ｗｏ2 Ｗｏ3 Ｗｏ4 ］T とす
ると、
の最適値をＷｏ＝［Ｗｏ1 Ｗｏ2 Ｗｏ3 Ｗｏ4 ］T とす
ると、
【００１５】
【数１】
【００１６】となる。ここで、αはあるスカラ値、Ｒは
４×４の逆拡散信号の相関行列、Ｔは４次元のステアリ
ング・ベクトルである。Ｒは逆拡散信号Ｘ(i) ＝［ｘ
1(i)ｘ2(i)ｘ3(i)ｘ4(i)］T を用いて、
４×４の逆拡散信号の相関行列、Ｔは４次元のステアリ
ング・ベクトルである。Ｒは逆拡散信号Ｘ(i) ＝［ｘ
1(i)ｘ2(i)ｘ3(i)ｘ4(i)］T を用いて、
【００１７】
【数２】
【００１８】のようになる。ここで、ｉはシンボル周期
Ｔを単位にした時刻、Ｗｏj はＷj の最適値、ｘj(i)は
ｊ番目の整合フィルタにおける時刻ｉの逆拡散信号、T
は転置行列、H は複素共役転置行列、〈〉は集合平均を
表す。このＲは以下のように近似することができる。
Ｔを単位にした時刻、Ｗｏj はＷj の最適値、ｘj(i)は
ｊ番目の整合フィルタにおける時刻ｉの逆拡散信号、T
は転置行列、H は複素共役転置行列、〈〉は集合平均を
表す。このＲは以下のように近似することができる。
【００１９】
【数３】
【００２０】ただし、Ｎt は非常に大きい自然数であ
る。ステアリング・ベクトルＴはこの場合
る。ステアリング・ベクトルＴはこの場合
【００２１】
【数４】
【００２２】のようにする。
【００２３】重み付け係数の制御は、合成信号に含まれ
る希望波の信号レベルを一定に保つように行う。整合フ
ィルタＯＣＦ１〜ＯＣＦ３の拡散符号は希望波の拡散符
号に直交しているので、ｘ2(i)〜ｘ4(i)には希望波の信
号成分が含まれない。このことを考慮すると、上記の重
み付き係数の拘束条件は、
る希望波の信号レベルを一定に保つように行う。整合フ
ィルタＯＣＦ１〜ＯＣＦ３の拡散符号は希望波の拡散符
号に直交しているので、ｘ2(i)〜ｘ4(i)には希望波の信
号成分が含まれない。このことを考慮すると、上記の重
み付き係数の拘束条件は、
【００２４】
【数５】
【００２５】で表される。上記のαはＷｏがこの拘束条
件を満足するように定める。
件を満足するように定める。
【００２６】以上に述べた信号抽出手段ＥＸＴＲは、逆
拡散手段ＤＥＳＰと線形合成手段ＬＣＯＭとの縦続接続
として表されている。これらの各手段は線形手段である
から、これら２つの処理はひとつの線形処理にまとめる
ことができる。このとき、このひとつの線形処理はひと
つのトランスバーサルフィルタで実現できることが知ら
れている（図１の構成の文献と同じ文献）。この場合で
も、処理の結果は同じであるから、直交化処理は式
（２）の相関行列の逆行列を用いた式（１）で規定され
ている。
拡散手段ＤＥＳＰと線形合成手段ＬＣＯＭとの縦続接続
として表されている。これらの各手段は線形手段である
から、これら２つの処理はひとつの線形処理にまとめる
ことができる。このとき、このひとつの線形処理はひと
つのトランスバーサルフィルタで実現できることが知ら
れている（図１の構成の文献と同じ文献）。この場合で
も、処理の結果は同じであるから、直交化処理は式
（２）の相関行列の逆行列を用いた式（１）で規定され
ている。
【００２７】干渉キャンセラのもうひとつの形式とし
て、非ブラインド形式のものが知られている(Yoshida,
S., A. Ushirokawa, S. Yanagi and Y. Furuya, “DS/C
DMAadaptive interference canceller on differential
detection in fastfading channel”，Proc. 44nd Veh
icular Techn. Conf., pp.780-784, June1994) 。
て、非ブラインド形式のものが知られている(Yoshida,
S., A. Ushirokawa, S. Yanagi and Y. Furuya, “DS/C
DMAadaptive interference canceller on differential
detection in fastfading channel”，Proc. 44nd Veh
icular Techn. Conf., pp.780-784, June1994) 。
【００２８】図３は、非ブラインド形の直交化フィルタ
を用いた干渉キャンセラの構成を示す。この干渉キャン
セラは、数ビット周期相当のタップ長を有し、チップレ
ートのｍ（ｍ＝１，２，…）倍のレートで動作する直交
化フィルタ（ＴＶＦ）と遅延波検波器ＤＤとで構成され
る。直交化フィルタＴＶＦは、上述した例と同様に、逆
拡散手段と線形合成手段をひとつで実現している。
を用いた干渉キャンセラの構成を示す。この干渉キャン
セラは、数ビット周期相当のタップ長を有し、チップレ
ートのｍ（ｍ＝１，２，…）倍のレートで動作する直交
化フィルタ（ＴＶＦ）と遅延波検波器ＤＤとで構成され
る。直交化フィルタＴＶＦは、上述した例と同様に、逆
拡散手段と線形合成手段をひとつで実現している。
【００２９】直交化フィルタＴＶＦは、数ビット周期の
受信信号を入力として、すべての他局の各拡散符号に対
して直交したタップ重み（自局の逆拡散符号）を適応的
に形成することで他局干渉を除去し、自局信号成分を抽
出する。この直交化フィルタＴＶＦのタップ重みはシン
ボルごとに適応的に更新され、シンボルごとに復調信号
が得られる。
受信信号を入力として、すべての他局の各拡散符号に対
して直交したタップ重み（自局の逆拡散符号）を適応的
に形成することで他局干渉を除去し、自局信号成分を抽
出する。この直交化フィルタＴＶＦのタップ重みはシン
ボルごとに適応的に更新され、シンボルごとに復調信号
が得られる。
【００３０】遅延検波器ＤＤは、直交化フィルタＴＶＦ
の出力により他局干渉が除去された自局のみの信号から
検波を行う。
の出力により他局干渉が除去された自局のみの信号から
検波を行う。
【００３１】直交化フィルタＴＶＦ単独構成による干渉
キャンセラでは、干渉除去とキャリヤ位相追従の二つを
同時に満足するように直交化フィルタＴＶＦのタップ重
みを制御する必要があるが、図示の構成では、位相同期
機能の分離により干渉除去専用にタップ重みを形成すれ
ばよく、キャリヤ位相追従のため適応制御に求められる
高速性の要求は緩和される。すなわち、入力端子ＩＮに
導入される複素信号に対応してタップ重み制御も複素的
に行う必要があるが、位相同期を要求しない場合には、
直交化フィルタのタップ制御は実数分についてのみ行え
ばよいことになる。かくして、キャリヤ位相の変化に追
随する必要がないことから、上記適応制御に求められる
高速性の要求は緩和される。
キャンセラでは、干渉除去とキャリヤ位相追従の二つを
同時に満足するように直交化フィルタＴＶＦのタップ重
みを制御する必要があるが、図示の構成では、位相同期
機能の分離により干渉除去専用にタップ重みを形成すれ
ばよく、キャリヤ位相追従のため適応制御に求められる
高速性の要求は緩和される。すなわち、入力端子ＩＮに
導入される複素信号に対応してタップ重み制御も複素的
に行う必要があるが、位相同期を要求しない場合には、
直交化フィルタのタップ制御は実数分についてのみ行え
ばよいことになる。かくして、キャリヤ位相の変化に追
随する必要がないことから、上記適応制御に求められる
高速性の要求は緩和される。
【００３２】ただし、判定回路ＤＥＣの出力はある一定
値に判定されるので、判定回路ＤＥＣの入力も同じレベ
ルになるよう、直交化フィルタＴＶＦがレベルの調整を
している。図３の構成では、判定値を元にして直交化フ
ィルタＴＶＦを適応的に調整しているので、非ブライン
ド形である。しかしながら、直交化フィルタＴＶＦは出
力誤差を最小にしているので、その出力のＳＩＮＲが最
大となり、その動作原理の基本はブラインド形で証明し
たものと同じである。すなわち、相関行列Ｒの逆行列を
用いた式（１）で規定されている。
値に判定されるので、判定回路ＤＥＣの入力も同じレベ
ルになるよう、直交化フィルタＴＶＦがレベルの調整を
している。図３の構成では、判定値を元にして直交化フ
ィルタＴＶＦを適応的に調整しているので、非ブライン
ド形である。しかしながら、直交化フィルタＴＶＦは出
力誤差を最小にしているので、その出力のＳＩＮＲが最
大となり、その動作原理の基本はブラインド形で証明し
たものと同じである。すなわち、相関行列Ｒの逆行列を
用いた式（１）で規定されている。
【００３３】
【発明が解決しようとする課題】上述の通り、これらの
入力信号の直交化により干渉をキャンセルする従来の方
法は、合成係数が収束しなければ、その特性を発揮する
ことができない。しかしながら、その収束を速く確立す
る方法は未だ知られていない。また、非ブラインド形の
ものでは、トレーニングを行うが、トレーニング信号は
あらかじめ受信側で既知である必要がある。
入力信号の直交化により干渉をキャンセルする従来の方
法は、合成係数が収束しなければ、その特性を発揮する
ことができない。しかしながら、その収束を速く確立す
る方法は未だ知られていない。また、非ブラインド形の
ものでは、トレーニングを行うが、トレーニング信号は
あらかじめ受信側で既知である必要がある。
【００３４】よって本発明の目的は、上述の点に鑑み、
直交化による干渉キャンセラを用いる通信システムにお
いて、キャンセラの収束を高速化するためのスペクトラ
ム拡散通信装置およびスペクトラム拡散通信方法を提供
することにある。
直交化による干渉キャンセラを用いる通信システムにお
いて、キャンセラの収束を高速化するためのスペクトラ
ム拡散通信装置およびスペクトラム拡散通信方法を提供
することにある。
【００３５】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに、本発明に係るスペクトラム拡散通信装置は、送信
シンボル系列として相互に直交している直交信号を、各
ユーザが、同期して送信する送信手段と、適応信号処理
により相互相関を除去する直交化フィルタを含む受信手
段とを具備したものである。また、その他のスペクトラ
ム拡散通信装置は、送信シンボル系列として自己相関ピ
ークが鋭い信号を、各ユーザが、同期して送信する送信
手段と、適応信号処理により相互相関を除去する直交化
フィルタを含む受信手段とを具備したものである。
めに、本発明に係るスペクトラム拡散通信装置は、送信
シンボル系列として相互に直交している直交信号を、各
ユーザが、同期して送信する送信手段と、適応信号処理
により相互相関を除去する直交化フィルタを含む受信手
段とを具備したものである。また、その他のスペクトラ
ム拡散通信装置は、送信シンボル系列として自己相関ピ
ークが鋭い信号を、各ユーザが、同期して送信する送信
手段と、適応信号処理により相互相関を除去する直交化
フィルタを含む受信手段とを具備したものである。
【００３６】本発明に係るスペクトラム通信方法は、送
信側では、送信シンボル系列として相互に直交している
直交信号を、各ユーザが、同期して送信し、受信側で
は、適応信号処理により相互相関を除去する直交化フィ
ルタを用いる。
信側では、送信シンボル系列として相互に直交している
直交信号を、各ユーザが、同期して送信し、受信側で
は、適応信号処理により相互相関を除去する直交化フィ
ルタを用いる。
【００３７】また、その他のスペクトラム拡散通信方法
は、送信側では、送信シンボル系列として自己相関ピー
クが鋭い信号を、各ユーザが、同期して送信し、各受信
側では、適応信号処理により相互相関を除去する直交化
フィルタを用いる。
は、送信側では、送信シンボル系列として自己相関ピー
クが鋭い信号を、各ユーザが、同期して送信し、各受信
側では、適応信号処理により相互相関を除去する直交化
フィルタを用いる。
【００３８】
【発明の実施の形態】本発明を適用したスペクトラム拡
散通信システムでは、各ユーザの送信手段は、（１）送
信シンボル系列として相互に直交している直交信号、ま
たは、（２）送信シンボル系列として自己相関ピークが
鋭い信号を同期して送信し（図４〜図６参照）、かつ受
信手段は、（３）それに含まれる直交化フィルタにおい
て適応信号処理により相互相関の除去を行う（図１〜図
３参照）。
散通信システムでは、各ユーザの送信手段は、（１）送
信シンボル系列として相互に直交している直交信号、ま
たは、（２）送信シンボル系列として自己相関ピークが
鋭い信号を同期して送信し（図４〜図６参照）、かつ受
信手段は、（３）それに含まれる直交化フィルタにおい
て適応信号処理により相互相関の除去を行う（図１〜図
３参照）。
【００３９】このように送信側において、各ユーザが、
送信シンボル系列として相互に直交している直交信号、
または自己相関ピークが鋭い信号を同期して送信するこ
とが、従来技術と異なっている。
送信シンボル系列として相互に直交している直交信号、
または自己相関ピークが鋭い信号を同期して送信するこ
とが、従来技術と異なっている。
【００４０】
【実施例】まず初めに、本実施例の動作原理を説明す
る。
る。
【００４１】直交化フィルタを用いる方法では、すでに
式（１）で説明したように、係数Ｗは入力の相関行列Ｒ
の逆行列Ｒ-1とステアリングベクトルＶとの積の形Ｒ-1
Ｖで表すことができる。ステアリングベクトルは一定で
あるから、入力に応じてＲの逆行列すなわちＲ-1が変化
することになる。動作の初期状態においては、Ｒは不明
であるから、入力信号からＲを推定する必要がある。こ
の測定されたＲをＱで表す。
式（１）で説明したように、係数Ｗは入力の相関行列Ｒ
の逆行列Ｒ-1とステアリングベクトルＶとの積の形Ｒ-1
Ｖで表すことができる。ステアリングベクトルは一定で
あるから、入力に応じてＲの逆行列すなわちＲ-1が変化
することになる。動作の初期状態においては、Ｒは不明
であるから、入力信号からＲを推定する必要がある。こ
の測定されたＲをＱで表す。
【００４２】Ｒは本来の収束値であるが、Ｑは測定で求
められるものである。したがって、Ｑは徐々にＲに収束
するものである。また、ＱはＲの近傍で変動している。
その様子について、詳しく以下に述べる。
められるものである。したがって、Ｑは徐々にＲに収束
するものである。また、ＱはＲの近傍で変動している。
その様子について、詳しく以下に述べる。
【００４３】コードベクトルをＣ1 とＣ2 とする。コー
ドＣ1 で逆拡散した出力をｖ1 とする。このとき、時刻
ｉのｖ1(i)は、
ドＣ1 で逆拡散した出力をｖ1 とする。このとき、時刻
ｉのｖ1(i)は、
【００４４】
【数６】
【００４５】となる。ここで、Ｔは転置を表す。Ａ1 お
よびＡ2 は各コードの受信信号振幅、ｄ1(i)およびｄ
2(i)は各コードのユーザのデータ系列とする。同様にＣ
2 で逆拡散した出力ｖ2(i)は、
よびＡ2 は各コードの受信信号振幅、ｄ1(i)およびｄ
2(i)は各コードのユーザのデータ系列とする。同様にＣ
2 で逆拡散した出力ｖ2(i)は、
【００４６】
【数７】
【００４７】となる。明らかに、
【００４８】
【数８】
【００４９】である。
【００５０】
【数９】
【００５１】となる。相関行列Ｒの（１，２）要素をｒ
1,2 とすると、
1,2 とすると、
【００５２】
【数１０】
【００５３】となる。ただし、〈〉は平均を表し、
【００５４】
【数１１】
【００５５】とした。式（１１）からわかるように、ｒ
1,2 成分はρに比例している。
1,2 成分はρに比例している。
【００５６】一方、測定値ＱはＮ個のサンプル値の平均
であるから、その（１，２）要素ｑ1,2(i)は、
であるから、その（１，２）要素ｑ1,2(i)は、
【００５７】
【数１２】
【００５８】となる。これは、
【００５９】
【数１３】
【００６０】となる。ただし、
【００６１】
【数１４】
【００６２】である。もし、これら２つのデータ系列ｄ
1(i)，ｄ2(i)がランダム系列であれば、
1(i)，ｄ2(i)がランダム系列であれば、
【００６３】
【数１５】
【００６４】となる。しかしながら、データ系列が０〜
Ｎ−１区間で互いに直交していれば、
Ｎ−１区間で互いに直交していれば、
【００６５】
【数１６】
【００６６】とすることができる。このとき、式（１
５）からｑ1,2(i)＝ｒ1,2 となり、Ｎシンボル目に収束
させることができる。
５）からｑ1,2(i)＝ｒ1,2 となり、Ｎシンボル目に収束
させることができる。
【００６７】上述では２ユーザの場合について説明した
が、Ｎ倍に拡散していれば、Ｎユーザまで、本来通信で
きるはずである。したがって、Ｎ個の直交コードで各ユ
ーザが異なる系列を用いる必要がある。そのためには、
Ｎ′≧ＮのシンボルからなるＮ′次元の直交コードを用
いる。
が、Ｎ倍に拡散していれば、Ｎユーザまで、本来通信で
きるはずである。したがって、Ｎ個の直交コードで各ユ
ーザが異なる系列を用いる必要がある。そのためには、
Ｎ′≧ＮのシンボルからなるＮ′次元の直交コードを用
いる。
【００６８】さて、このような原理にしたがって送信側
に収束を高速化するための手段を導入する方法を、以下
に説明する。
に収束を高速化するための手段を導入する方法を、以下
に説明する。
【００６９】図４は、本発明の一実施例による送信手段
の構成を示す。本図は、移動通信システムにおける基地
局の送信手段の一例である。第１ユーザはデータ系列Ｄ
１を送信する。タイミング端子から入力されるタイミン
グ時点で、多重化回路ＭＰＸ１は入力をトレーニング信
号発生器ＴＲ１に切り替える。トレーニング信号発生器
ＴＲ１からは、第１ユーザ用の直交信号系列Ｎ′シンボ
ルが出力される。多重化回路ＭＰＸ１の出力シンボル系
列は、通常のスペクトル拡散方式と同様に、拡散回路Ｓ
Ｐ１で拡散コードにより拡散される。他のユーザも、同
様に動作している。
の構成を示す。本図は、移動通信システムにおける基地
局の送信手段の一例である。第１ユーザはデータ系列Ｄ
１を送信する。タイミング端子から入力されるタイミン
グ時点で、多重化回路ＭＰＸ１は入力をトレーニング信
号発生器ＴＲ１に切り替える。トレーニング信号発生器
ＴＲ１からは、第１ユーザ用の直交信号系列Ｎ′シンボ
ルが出力される。多重化回路ＭＰＸ１の出力シンボル系
列は、通常のスペクトル拡散方式と同様に、拡散回路Ｓ
Ｐ１で拡散コードにより拡散される。他のユーザも、同
様に動作している。
【００７０】基地局送信の場合にはタイミングを同時に
することは容易であるが、場所的にバラバラに分散して
いる移動機のトレーニング信号を同期させるには、別に
同期のための手段を必要とする。実際には、基地局から
の信号に同期して移動機は動作しているから、この同期
に合わせてタイミングを合わせれば、同期してトレーニ
ング信号を送信することができる。
することは容易であるが、場所的にバラバラに分散して
いる移動機のトレーニング信号を同期させるには、別に
同期のための手段を必要とする。実際には、基地局から
の信号に同期して移動機は動作しているから、この同期
に合わせてタイミングを合わせれば、同期してトレーニ
ング信号を送信することができる。
【００７１】以上の証明は、伝送路の伝搬が単一パスの
場合であったが、実際の伝送路の伝搬はマルチパス伝搬
であり、トレーニング信号は遅延時間差のある信号に対
しても直交している必要がある。したがって、マルチパ
ス伝搬路では自己相関特性に鋭い単一のピークがあるこ
と、すなわち遅延時間の異なる自分自身の信号に対して
も直交していること、が必要である。
場合であったが、実際の伝送路の伝搬はマルチパス伝搬
であり、トレーニング信号は遅延時間差のある信号に対
しても直交している必要がある。したがって、マルチパ
ス伝搬路では自己相関特性に鋭い単一のピークがあるこ
と、すなわち遅延時間の異なる自分自身の信号に対して
も直交していること、が必要である。
【００７２】このようにトレーニング信号を導入するこ
とにより、収束プロセスを高速化することができる。な
お、トレーニング信号は送信側で挿入されるが、ブライ
ンド形の干渉キャンセラではトレーニング信号に関し
て、信号系列の内容、挿入タイミングの位置を、予め受
信側で知る必要はない。
とにより、収束プロセスを高速化することができる。な
お、トレーニング信号は送信側で挿入されるが、ブライ
ンド形の干渉キャンセラではトレーニング信号に関し
て、信号系列の内容、挿入タイミングの位置を、予め受
信側で知る必要はない。
【００７３】トレーニング信号の条件は次のようにな
る。
る。
【００７４】（ｉ）トレーニング信号の同期複素シンボ
ル系列が正規直交系を形成すること：
ル系列が正規直交系を形成すること：
【００７５】
【数１７】
【００７６】（ii）マルチパスディレースプレッドがあ
るときには、自己、あるいは他ユーザの非同期複素シン
ボル系列（非同期時間差：Δ≠０）と直交しているこ
と：
るときには、自己、あるいは他ユーザの非同期複素シン
ボル系列（非同期時間差：Δ≠０）と直交しているこ
と：
【００７７】
【数１８】
【００７８】しかしながら、以上のトレーニング系列に
対する条件を同時に完全に満足させることは、原理的に
不可能である。そこで、以下では、上述した条件に近い
コードをトレーニング信号に用い、ＯＭＦにおける特性
を具体的な系列について計算機シミュレーションで求め
た。
対する条件を同時に完全に満足させることは、原理的に
不可能である。そこで、以下では、上述した条件に近い
コードをトレーニング信号に用い、ＯＭＦにおける特性
を具体的な系列について計算機シミュレーションで求め
た。
【００７９】対象とするシステムは以下の通りである： ・変調方式：１０ｋｂ／ｓ ＢＰＳＫ ・拡散率（プロセスゲイン）：１６ ・拡散コード：相互相関０．２５以下（計算機で選択） ・同期検波（ダイバーシチなし） ・トレーニング信号：１６，３２シンボル ・パス数：１，２ ・ユーザ数：単一パス：１６（ＯＭＦ），２パス：７
（ＯＭＦ−ＲＡＫＥ） ・平均Ｅｂ／Ｎ０：１５ｄＢ，３０ｄＢ 係数ベクトルの初期値Ｗ（０）＝Ｔからスタートし、ビ
ット誤り率（ＢＥＲ）特性の過渡応答を測定した。トレ
ーニング信号としては、ウォルシュコードおよび直交ゴ
ールドコードを用いた。
（ＯＭＦ−ＲＡＫＥ） ・平均Ｅｂ／Ｎ０：１５ｄＢ，３０ｄＢ 係数ベクトルの初期値Ｗ（０）＝Ｔからスタートし、ビ
ット誤り率（ＢＥＲ）特性の過渡応答を測定した。トレ
ーニング信号としては、ウォルシュコードおよび直交ゴ
ールドコードを用いた。
【００８０】１６シンボル長トレーニング信号を用いた
ビット誤り率（ＢＥＲ）の特性を図５に示す。Ｅｂ／Ｎ
０が１５ｄＢでも３０ｄＢでも、トレーニング信号がな
いと、３×１０-2程度の誤り率を得るのに８０シンボル
程度を要する。トレーニング信号(Walsh) を用いれば、
３２シンボル程度である。これは、相関行列の誤差がト
レーニング信号の正規直交性により、高速に収束するこ
とによる。
ビット誤り率（ＢＥＲ）の特性を図５に示す。Ｅｂ／Ｎ
０が１５ｄＢでも３０ｄＢでも、トレーニング信号がな
いと、３×１０-2程度の誤り率を得るのに８０シンボル
程度を要する。トレーニング信号(Walsh) を用いれば、
３２シンボル程度である。これは、相関行列の誤差がト
レーニング信号の正規直交性により、高速に収束するこ
とによる。
【００８１】２パスの静特性を図６に示す（３２シンボ
ル長のトレーニング信号を用いている）。本図から明ら
かなように、自己相関特性が比較的シャープで、直交性
も優れている直交ゴールドコードが非常によい収束特性
を示している。
ル長のトレーニング信号を用いている）。本図から明ら
かなように、自己相関特性が比較的シャープで、直交性
も優れている直交ゴールドコードが非常によい収束特性
を示している。
【００８２】
【発明の効果】以上説明した通り、本発明の特徴は、ト
レーニング信号を送信することにより、フェージングが
ほとんどないときでも高速にキャンセラの係数を収束さ
せることができることにある。さらに加えて、（１）送
信するトレーニング信号を受信側で既知である必要はな
いこと、（２）トレーニング信号の同期は下り回線では
同一基板局内であるので容易であること、が挙げられ
る。
レーニング信号を送信することにより、フェージングが
ほとんどないときでも高速にキャンセラの係数を収束さ
せることができることにある。さらに加えて、（１）送
信するトレーニング信号を受信側で既知である必要はな
いこと、（２）トレーニング信号の同期は下り回線では
同一基板局内であるので容易であること、が挙げられ
る。
【００８３】かくして、本発明によれば、高速にキャン
セラを動作状態にすることができるので、リアルタイム
に信号伝送している伝送路を高速に立ち上げることがで
きる、という格別な効果を得ることができる。
セラを動作状態にすることができるので、リアルタイム
に信号伝送している伝送路を高速に立ち上げることがで
きる、という格別な効果を得ることができる。
【００８４】また公衆移動通信システムでは、割り当て
られた有限の周波数バンドを極力有効に利用して、なる
べく多くのユーザを収容する必要があり、直交化による
干渉キャンセラは重要なテクノロジーである。かかる観
点から、本発明は、このような干渉キャンセラを用いる
システムに特に有効である。
られた有限の周波数バンドを極力有効に利用して、なる
べく多くのユーザを収容する必要があり、直交化による
干渉キャンセラは重要なテクノロジーである。かかる観
点から、本発明は、このような干渉キャンセラを用いる
システムに特に有効である。
【図１】直交化フィルタを有するブラインド形干渉キャ
ンセラの構成を示すブロック図である。
ンセラの構成を示すブロック図である。
【図２】図１に示した信号抽出手段ＥＸＴＲの詳細な構
成図である。
成図である。
【図３】直交化フィルタを有する非ブラインド形干渉キ
ャンセラの構成を示すブロック図である。
ャンセラの構成を示すブロック図である。
【図４】本発明の一実施例による送信手段を示すブロッ
ク図である。
ク図である。
【図５】単一パスにおける本実施例の収束特性を示す図
である。
である。
【図６】２パスにおける本実施例の収束特性を示す図で
ある。
ある。
ＴＲ１〜ＴＲ４ トレーニング信号発生器 ＭＰＸ１〜ＭＰＸ４ 多重化回路 ＳＰ１〜ＳＰ４ 拡散回路 ＣＯＭＢ 合成回路
Claims (4)
- 【請求項１】 送信シンボル系列として相互に直交して
いる直交信号を、各ユーザが、同期して送信する送信手
段と、 適応信号処理により相互相関を除去する直交化フィルタ
を含む受信手段とを具備したことを特徴とするスペクト
ラム拡散通信装置。 - 【請求項２】 送信シンボル系列として自己相関ピーク
が鋭い信号を、各ユーザが、同期して送信する送信手段
と、 適応信号処理により相互相関を除去する直交化フィルタ
を含む受信手段とを具備したことを特徴とするスペクト
ラム拡散通信装置。 - 【請求項３】 送信側では、送信シンボル系列として相
互に直交している直交信号を、各ユーザが、同期して送
信し、 受信側では、適応信号処理により相互相関を除去する直
交化フィルタを用いることを特徴とするスペクトラム拡
散通信方法。 - 【請求項４】 送信側では、送信シンボル系列として自
己相関ピークが鋭い信号を、各ユーザが、同期して送信
し、 各受信側では、適応信号処理により相互相関を除去する
直交化フィルタを用いることを特徴とするスペクトラム
拡散通信方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8004829A JPH09200178A (ja) | 1996-01-16 | 1996-01-16 | スペクトラム拡散通信装置およびスペクトラム拡散通信方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8004829A JPH09200178A (ja) | 1996-01-16 | 1996-01-16 | スペクトラム拡散通信装置およびスペクトラム拡散通信方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09200178A true JPH09200178A (ja) | 1997-07-31 |
Family
ID=11594595
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8004829A Pending JPH09200178A (ja) | 1996-01-16 | 1996-01-16 | スペクトラム拡散通信装置およびスペクトラム拡散通信方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09200178A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7305051B2 (en) | 2001-05-21 | 2007-12-04 | At&T Corp. | Optimum training sequences for wireless systems |
| US7443919B2 (en) | 2001-05-21 | 2008-10-28 | At&T Corp. | Channel estimation for wireless systems with multiple transmit antennas |
-
1996
- 1996-01-16 JP JP8004829A patent/JPH09200178A/ja active Pending
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7305051B2 (en) | 2001-05-21 | 2007-12-04 | At&T Corp. | Optimum training sequences for wireless systems |
| US7443919B2 (en) | 2001-05-21 | 2008-10-28 | At&T Corp. | Channel estimation for wireless systems with multiple transmit antennas |
| US7583761B2 (en) | 2001-05-21 | 2009-09-01 | At&T Corp. | Channel estimation for wireless systems without matrix inversion |
| US7756212B2 (en) | 2001-05-21 | 2010-07-13 | At&T Intellectual Property Ii, L.P. | Channel estimation for wireless systems with multiple transit antennas |
| US8472553B2 (en) | 2001-05-21 | 2013-06-25 | At&T Intellectual Property Ii, L.P. | Channel estimation for wireless systems without matrix inversion |
| US8724725B2 (en) | 2001-05-21 | 2014-05-13 | At&T Intellectual Property Ii, L.P. | Channel estimation for wireless systems without matrix inversion |
| US9654309B2 (en) | 2001-05-21 | 2017-05-16 | Sony Corporation | Channel estimation for wireless systems without matrix inversion |
| US10020964B2 (en) | 2001-05-21 | 2018-07-10 | Sony Corporation | Channel estimation for wireless systems without matrix inversion |
| US10320587B2 (en) | 2001-05-21 | 2019-06-11 | Sony Corporation | Channel estimation for wireless systems without matrix inversion |
| US10666463B2 (en) | 2001-05-21 | 2020-05-26 | Sony Corporation | Channel estimation for wireless systems without matrix inversion |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5648983A (en) | CDMA rake receiver with sub-chip resolution | |
| KR0158092B1 (ko) | 적응형 스펙트럼 확산수신기 | |
| JP3893151B2 (ja) | 多重アクセスディジタル伝送装置と無線基地局およびそのような装置に用いるための受信機 | |
| TW322667B (ja) | ||
| US5471497A (en) | Method and apparatus for variable rate signal transmission in a spread spectrum communication system using coset coding | |
| KR100317518B1 (ko) | 신호 검출 시스템 및 그 방법 | |
| KR100647505B1 (ko) | 다중 경로 페이딩 채널에 효율적인 다중 입출력 시스템 | |
| US5646964A (en) | DS/CDMA receiver for high-speed fading environment | |
| JP4169446B2 (ja) | 受信装置及び受信信号よりカラードノイズを除去する方法 | |
| US6721293B1 (en) | Unsupervised adaptive chip separation filter for CDMA terminal | |
| US7061970B2 (en) | Self-synchronizing adaptive multistage receiver for wireless communication systems | |
| JPH06303214A (ja) | 複数個のアンテナを有する送信器で直接シーケンス拡散スペクトル信号を送信する方法 | |
| JPH08510606A (ja) | Ｃｄｍａシステムにおける干渉抑制 | |
| JPWO1995022214A1 (ja) | 適応形スペクトラム拡散受信機 | |
| CN101036311B (zh) | 采用导频信号以及使用自适应滤波器的cdma无线系统 | |
| US6078573A (en) | Circuitry and method for demodulating code division multiple access (CDMA) signals | |
| JP4582727B2 (ja) | 通信システムおよびその方法 | |
| EP1157474A1 (en) | Unsupervised adaptive chip separation filter for cdma terminal | |
| JP2977019B2 (ja) | ２重スペクトラム拡散送信機及び受信機 | |
| US7756196B1 (en) | Efficient adaptive filters for CDMA wireless systems | |
| JPH09200178A (ja) | スペクトラム拡散通信装置およびスペクトラム拡散通信方法 | |
| JP4567749B2 (ja) | 結合処理を使用したチップレベル等化を実施する方法および装置 | |
| JP2655116B2 (ja) | Ｃｄｍａ送受信機 | |
| JP2911105B2 (ja) | 適応形スペクトラム拡散受信機 | |
| JPH0750649A (ja) | 符号分割多重通信方法、その送信装置及び受信装置 |