JPH09200285A - 受信無線周波の改良型サンプリング・システム - Google Patents

受信無線周波の改良型サンプリング・システム

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JPH09200285A
JPH09200285A JP8274624A JP27462496A JPH09200285A JP H09200285 A JPH09200285 A JP H09200285A JP 8274624 A JP8274624 A JP 8274624A JP 27462496 A JP27462496 A JP 27462496A JP H09200285 A JPH09200285 A JP H09200285A
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Robert L Cupo
エル．カポ ロバート
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Paradyne Corp
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Abstract

(57)【要約】 （修正有） 【課題】 受信信号のサンプリングを中間周波数（Ｉ
Ｆ）帯域で実施する際、同相（Ｉ）および直角位相
（Ｑ）信号の生成を位相および振幅が異なった成分の関
数に基づかず、また異なった導通路の公差にも基づかず
にできるようにし、回路の複雑さを軽減する。 【解決手段】 直角振幅変調（ＱＡＭ）および残留側波
帯（ＶＳＢ）ｒｆ入力信号などのディジタル方式で変調
したｒｆ入力信号のための同期検波器で、入力信号を中
心周波数ｆｃ２および帯域Ｂｈｚを有する中間周波数
（ＩＦ）範囲に逓減する回路と、ＩＦ信号をサンプリン
グして、次に対応するベースバンド信号を生成する変換
器回路５０とを含む。中間周波数信号は周波数ｆｓでサ
ンプリングされ、出力が低域フィルタ５３を介してアナ
ログ・ディジタル変換器５２に結合されたサンプリング
保持回路に与えられ、アナログ・ディジタル変換器の出
力は、次にヒルベルト・フィルタ３２８に与えられて、
サンプリングした信号を復調し、ベースバンド信号を生
成する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、改良型の無線周波
（ｒｆ）受信機システムに関し、特に受信信号のサンプ
リングを中間周波数（ＩＦ）帯域で実施する受信機シス
テムに関する。
【０００２】
【従来の技術】本発明で解決する問題についてよりよく
理解するため、図１を参照する。これは、残留側波帯
（ＶＳＢ）または直角振幅変調（ＱＡＭ）操作モードの
ベースバンドをサンプリングする、先行技術による従来
のテレビ受像機の一部を示す。この受像機は、図１のブ
ロック２０に示す同期検波器およびアナログ・パイロッ
ト・トーン回復ループを使用する。ＶＳＢ信号の場合
は、１チャネル（つまり混合器２１、フィルタ２８およ
びＡＤＣ２９を含むＩチャネル）しか必要とせず、アナ
ログ・ディジタル変換器（つまりＡＤＣ２９）１個しか
必要ではない。しかし、図１のブロック２０を検査して
明白なように、同期検波器を導入するために、大量の回
路が必要である。
【０００３】図１では、受信ｒｆ入力信号９は、第１帯
域フィルタ（ＢＰＦ１０）、増幅器（ＡＭＰ１１）、Ａ
ＭＰ１１の出力を第１局部発振器（ＬＯ１）の出力と混
合する第１混合器（ＭＸ１）、第２帯域フィルタ（ＢＰ
Ｆ１４）、ＢＰＦ１４の出力を第２局部発振器（ＬＯ
２）の出力と混合する第２混合器（ＭＸ２）、第３帯域
フィルタ（ＢＰＦ１７）、およびＩＦ増幅器１８を介し
て伝搬され、増幅器１８の出力部にあるＩＦ信号ｅｌを
生成する。図１では、ＩＦ出力は４４ＭＨｚ前後を中心
とする６ＭＨｚの帯域を有する。ＩＦ信号ｅｌは、混合
器２１の一方の入力部に供給され、混合器は、第３局部
発振器（ＬＯ３）の出力が供給される別の入力部も有す
る。同相（Ｉ）信号と規定される混合器２１の出力は、
折り返し防止低域フィルタ（ＡＡＬＰＦ）２８の入力部
に与えられる。ＡＡＬＰＦ２８の出力は、次にＮビット
のアナログ・ディジタル変換器（ＡＤＣ）２９に与えら
れる。ＡＤＣ２９の出力は、ベースバンド復調器チップ
３２の入力部に与えられる。さらに、パイロット低域フ
ィルタ（パイロットＬＰＦ）２４は、入力部が混合器２
１のＩ出力部に接続され、出力部が、混合器２６の入力
部に接続された出力部を有する振幅制限回路２５の入力
部に接続される。
【０００４】直角振幅復調（ＱＡＭ）モードで、これを
復調する必要がある場合は、別の問題が生じる。ＱＡＭ
には同相（Ｉ）入力と直角位相（Ｑ）ベースバンド入力
とがあるので、入力データを復調するために第２のアナ
ログ・チャネルと第２のアナログ・ディジタル変換器が
必要である。これを図１に示すが、ここで信号ｅｌは、
混合器２２の一方の入力部に与えられ、混合器２２は、
直角位相（Ｑ）出力信号を生成するためにＬＯ３の出力
部に接続された別の入力部も有する。Ｑ信号は折り返し
防止低域フィルタ（ＡＡＬＰＦ）３１の入力部に与えら
れ、その出力はＮビットのアナログ・ディジタル変換器
３０の入力部に与えられる。ＡＤＣ２９および３０は、
ベースバンド周波数範囲の信号をサンプリングする働き
をする。次に、ＡＤＣ２９のベースバンドＩＢ出力とＡ
ＤＣ３０のベースバンドＱＢ出力とが、復調器３２内に
配置されたタイミング回復回路３４の入力部とＡＧＣ回
路３６の入力部とに与えられる。
【０００５】アナログ・パイロット・ループは、混合器
２２のＱ出力と振幅制限回路２５からのＩ出力を、混合
器２６内で混合し、その出力はパイロット低域フィルタ
（ＬＰＦ２７）の入力部に与えられる。パイロットＬＰ
Ｆ２７の出力は、第２局部発振器回路（ＬＯ２）に与え
られ、これを制御するアナログ信号である。先行技術の
回路を分析すると、幾つかの問題があることがわかる。
【０００６】第１に、Ｉ関数とＱ関数との生成に必要な
同期検波器の構成要素が複雑なことに関する問題があ
る。
【０００７】第２に、混合器とフィルタとの構成要素の
許容範囲のために、信号の振幅および位相に対する２本
のアナログ・チャネル（混合器２１およびＡＡＬＰＦ２
８と混合器２２およびＡＡＬＰＦ３１）の反応が異なる
可能性が高い。これは、性能の品質に負の影響を与え
る。この問題の解決策が、Hikmet SariおよびGeorges K
aramによる非対称ベースバンドの等化(Asymmetric Base
band Equalization)と題する記事(IEEE Transactions o
n Communications, Vol.36, No.9, 1988年９月)で示唆
された。しかし、この参考文献は、非対称構造の使用を
示唆し、それは従来の対称等化器の２倍のタップを必要
とし、適合の制御も２倍必要である。
【０００８】図１に示すように、先行技術はベースバン
ド段階（つまりＡＡＬＰＦ２８および３１の出力線）の
サンプリングを教示していることに留意されたい。ベー
スバンド・レベルでのサンプリングには、以下の理由に
より欠陥がある。 ａ）変調器の搬送波上の直角位相の欠陥 ｂ）ＩベースバンドとＱベースバンドとのアナログ・チ
ャネル間の振幅の不均衡 ｃ）ＩベースバンドとＱベースバンドとのアナログ・チ
ャネル間の位相の不均衡
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】したがって、使用する
構成要素の数がより少ない点で、より単純であり、異な
る位相および振幅の係数を信号に導入する２本の異なる
経路で、Ｉ信号とＱ信号とを生成して伝搬するという問
題を回避するシステムを用いて問題を解決することが、
本発明の目的である。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明実施例のシステム
は、高精細度テレビジョン（ＨＤＴＶ）受像機の前端の
ＩＦ段階とチューナとを制御して、受像機がディジタル
復調の直角振幅復調（ＱＡＭ）方式と残留側波帯（ＶＳ
Ｂ）方式との両方を処理できるようにする手段を含む。
【００１１】本発明の実施例のシステムでは、先行技術
で通常実施されているように、ＩＦ段階の出力を、ベー
スバンド段階のサンプリングと比較してサンプリングす
る。
【００１２】本発明の実施例のシステムは、先行技術で
見られる同期検波器の回路の多くは必要としない。その
ため、かなり高額な回路の費用が不要になる。また、Ｖ
ＳＢ信号とＱＡＭ信号とが同じアナログ・チャネルを通
るが、おそらく、これがさらに重要なことである。その
ため、着信信号に異なった遅延および異なった利得係数
を導入する２本の異なる経路が不要となる。添付の図面
では、同様の参照文字が同様の構成要素を指す。
【００１３】
【実施例】図２は、本発明の実施例のシステムをブロッ
クの形で示す。受信機の入力セクションは、先行技術の
入力セクションと同様である。つまり、５０ないし８０
０ＭＨｚの範囲の信号からなるＲＦ入力９が帯域フィル
タ１０に与えられ、その出力「Ａ」が増幅器ステージ１
１の入力線に与えられ、その利得は自動利得制御（ＡＧ
Ｃ）回路４０によって制御される。増幅器１１の出力お
よび第１局部発振器ＬＯ１の出力とが、第１混合器ＭＸ
１に与えられる。混合器ＭＸ１の出力「Ｂ」は９２０Ｍ
Ｈｚ帯域フィルタ１４の入力線に与えられる。以上で述
べたセクションは、図１に示した先行技術の回路と等し
い。
【００１４】図２では、帯域フィルタ１４の出力「Ｃ」
および第２局部発振器ＬＯ２の出力が、第２混合器ＭＸ
２に供給され、ここで混合される。混合器ＭＸ２の出力
「Ｄ」は、帯域フィルタ１６の入力線に供給される。図
２では、ＬＯ２の中心周波数は８８２．３４ＭＨｚで、
帯域フィルタ１６は３７．６６ＭＨｚの中心周波数を有
するよう設計されている。ＬＯ２に８８２．３４ＭＨｚ
の中心周波数を選択し、帯域フィルタ１６の中心周波数
を３７．６６ＭＨｚと選択することの重要性について
は、以下で検討する。帯域フィルタ１６の出力Ｅは、Ｉ
Ｆ増幅器１８の入力線に与えられ、その利得はＡＧＣ回
路４０からの１つまたは複数の信号で制御される。増幅
器１８の出力ｅｌｍは、変換器回路５０の入力線に与え
られる。信号Ｅおよびｅｌｍは、図３でＩＦ出力と特定
された波形で示すように、約３７．６６ＭＨｚを中心と
する周波数帯に入る。
【００１５】図２に戻ると、ｅｌｍはサンプリング保持
（Ｓ／Ｈ）回路５１の入力線に与えられ、これは１秒に
４億３０４０万個のサンプリング速度(43.04 MSPS)で作
動する。サンプリング保持回路５１は、たとえばAnalog
Device AD 9101または同様に入手可能な回路や類似の
回路でもよい。Ｓ／Ｈ５１の出力Ｇは、図３でＳ／Ｈ出
力と特定されたようなスペクトルを有する。図３で示す
ように、３７．６６ＭＨｚを中心とするＩＦ出力帯域の
信号は、中心周波数が−５．３８ＭＨｚの鏡像を有する
５．３８ＭＨｚの中心周波数に変換される。信号の帯域
は、中心周波数を中心に±２．６９ＭＨｚ延びる。Ｓ／
Ｈ出力は、４８．４２ＭＨｚの中心周波数を有する鏡像
がある３７．６６ＭＨｚの中心周波数を有する信号の帯
も含むことに留意されたい。Ｓ／Ｈ出力は、それぞれ−
３７．６６ＭＨｚと−４８．４２ＭＨｚの中心周波数を
有する信号の帯も含む。また、図３に示すように、縦の
矢印で示すパイロット・トーン（ＰＴ）があるものもあ
ることに留意されたい。
【００１６】Ｓ／Ｈ５１の出力（Ｇ）は、折り返し防止
低域フィルタ（ＡＡＬＰＦ）５３の入力線に与えられ、
図３でＡＡＬＰＦ出力と特定されたスペクトルを有する
出力（Ｈ）を生成する。５．３８ＭＨｚの中心周波数を
有する信号および−５．３８ＭＨｚの中心周波数を有す
る鏡像以外の信号をすべて消去する。フィルタ５３の出
力（Ｈ）は、Ｎビットのアナログ・ディジタル変換器
（ＡＤＣ）回路５２の入力部に与えられ、これは２１．
５３ＭＳＰＳの変換速度またはサンプリング速度で作動
する。ＡＤＣ５２は、たとえばSignal Procesing Techn
ologiesによるSPT7855のような１０ビットのＡＤＣまた
は同様に入手可能な回路や類似設計の回路でもよい。Ａ
／Ｄ変換器５２の出力（Ｐ）は、図３でＡ／Ｄ出力と特
定された波形で示す周波数応答を有する。Ａ／Ｄ出力の
定期的な反復は重ならないので、Ａ／Ｄ変換器のサンプ
リング・プロセスには折り返しがない。
【００１７】Ｓ／Ｈ５１は、信号の帯域が６ＭＨｚしか
ないにもかかわらず、４３．０４ＭＨｚの速度で作動す
る。というのは、Ｓ／Ｈ５１は、３４〜４０ＭＨｚの範
囲にある周波数内容を有する信号に合わせて定格をとら
なければならないからである。したがって、このような
高い中心周波数（つまり３７．６６ＭＨｚ）が存在する
場合に、６ＭＨｚの信号帯の帯域の２倍（１２ＭＨｚ）
でサンプリングするＡ／Ｄ変換器を、単に使用すること
はできない。
【００１８】したがって、Ｓ／Ｈ５１が４３．０４ＭＨ
ｚのサンプリング速度でサンプリングする間は、上述し
たように、４３．０４ＭＨｚのアナログ・ディジタル変
換速度は必要ではない。Ｓ／Ｈ５１は、ＩＦ中心周波数
をサンプリング・プロセスによって３７．６６ＭＨｚか
ら５．３８ＭＨｚに変換する働きをする。図３のＳ／Ｈ
出力の波形で示すように、変換後のＳ／Ｈ出力信号
（Ｇ）の帯域は、上は８．０７ＭＨｚ、下は２．６９Ｍ
Ｈｚまで延びる。したがって、２１．５２ＭＨｚという
Ａ／Ｄサンプリング速度（回路３２１からリード線８０
に供給される信号で制御）は、Nyquistの基準を満た
す。
【００１９】図２の回路では、２種類のサンプリング速
度を用いる。一方のサンプリング速度(43.04MHz)はＳ／
Ｈ５１に使用し、もう一方のサンプリング速度(21.52MH
z)はＡ／Ｄ変換器５２に使用する。したがって、折り返
し防止低域フィルタ（ＡＡＬＰＦ）５３を、Ｓ／Ｈ５１
の出力線とＡＤＣ５２の入力線との間に挿入する。これ
によって、Ａ／Ｄ変換器のサンプリング・プロセスで１
０．７６ＭＨｚを上回るエネルギーが見られず、ＡＤＣ
５２のNyquist基準を満たすことが保証される。このよ
うに、図２では、４３．０４ＭＨｚのサンプリング・ク
ロックが、線９０を介してＳ／Ｈ５１に供給され、２
１．５２ＭＨｚのサンプリング・クロックが線８０を介
してＡＤＣ５２に供給される。これに対して、図１のベ
ースバンド方式では、２個のＡＤＣ変換器（２９および
３０）が必要となり、１０．７６ＭＨｚまで低くなるこ
ともあるサンプリング・クロックが線８５を介してＡＤ
Ｃ２９と３０との両方に供給される。
【００２０】図１と図２を比較すると、図１の同期検波
器２０がサンプリング保持回路５１に効果的に置換さ
れ、図２のシステムでは、ＶＳＢまたはＱＡＭのいずれ
かのためにＮビットのＡ／Ｄ変換器を１個しか必要とし
ないことが分かる。
【００２１】図１の先行技術のシステムに関連する問題
はなくなり、非対称等化器の必要もない。
【００２２】したがって、本発明の実施例のシステムで
は、回路の複雑さが緩和され、それと同時に性能が向上
した。しかし、図２のシステムは図１で使用した復調器
３２と異なる復調器３２０を必要とすることに留意され
たい。相違は、図１の復調器の前端を図２に示したもの
と比較することによって分かる。図２の復調器３２０
は、ヒルベルト・フィルタ３２８、タイミング回復回路
３２１、ＡＧＣ回路３２２、復調器３２３、ＬＯ２調整
回路３２５、加算器３２６および固定搬送波復調表３２
４を含む。ヒルベルト・フィルタは、ＱＡＭモードで生
成される直角位相関連の信号ＩおよびＱを正確に生成す
るために、必要である。
【００２３】ＡＤＣ５２からのＮビットの出力Ｐは、ヒ
ルベルト・フィルタ３２８の入力線に与えられる。ヒル
ベルト・フィルタは、当技術分野では、たとえば１９７
５年にA. OppenheimおよびR. ShcaferがPrentice Hall
の第７章「ディジタル信号の処理」、１９７５年にL. R
abinerおよびB. GoldがPrentice Hallの７１〜７２ペー
ジの「ディジタル信号処理の理論と応用」で検討してい
る。
【００２４】ヒルベルト・フィルタ３２８は、標準の設
計手順で生成してもよい。ＡＤＣ５２の出力（Ｐ）は、
２本の出力線（ｈ１、ｈ２）を有するヒルベルト・フィ
ルタ３２８の入力線に与えられ、ｈ１出力はフィルタの
出力の本当の成分を示し、ｈ２出力はフィルタ出力の直
角位相成分を示して、ｈ２出力がＱＡＭに使用される。
ＶＳＢモードでは、ｈ２をゼロに設定し、それによって
いかなる想像チャネルも除去することができる。ヒルベ
ルト・フィルタのｈ１およびｈ２出力を使用して、第２
局部発振器ＬＯ２の周波数を調整することができる。図
２に示すように、ｈ１およびｈ２は、ＬＯ２の調整回路
３２５の入力線に与えられ、その出力Ｚは線７０を介し
てＬＯ２に供給される。出力Ｚの信号を適用すると、た
とえば６０ＭＨｚの既定の量子化ステップで、選択チャ
ネル内の周波数のオフセットを除去する働きをする。
【００２５】ヒルベルト・フィルタは、おおむね以下の
ように働く。つまり一方の出力（たとえばｈ１）を線形
位相対称インパルス応答によるフィルタリングで獲得
し、他方の出力（たとえばｈ２）を線形位相非対称イン
パルス応答によるフィルタリングで獲得するのである。
本発明のシステムでは、ヒルベルト・フィルタ３２８が
ＱＡＭ復調を意図した、実際の入力と複雑な出力のディ
ジタル・フィルタとして機能し、受信信号を実成分と虚
成分とに分割する。ＶＳＢモードの場合は、ヒルベルト
・フィルタは受信信号の実成分（ｈ１）しか通さない。
復調が１次元だからである。ＶＳＢモードでは、受信機
がｈ２虚成分を無視するようプログラムされる。これ
は、ホスト・マイクロプロセッサ４００に保持されたＶ
ＳＢシステムを詳述する構成データに基づいて達成され
る。詳述されていないが、ホスト・マイクロプロセッサ
４００に与えられたＶＳＢ制御信号４０１またはマイク
ロプロセッサ４００に与えられたＱＡＭ制御信号４０３
に応えて、マイクロプロセッサ４００が機能の適切な操
作を制御することが理解される。
【００２６】ＬＯ２調整回路３２５は、加算器回路３２
６への信号ｒ１も供給する。信号ｒ１は、ＬＯ２を公称
送信機周波数の６０ＫＨｚ以内に調整した後に、残留周
波数のオフセットを除去するのに必要な補正を示す。リ
ード線上の信号ｒ１は、固定搬送波の角度に加算されて
ヒルベルト・フィルタの出力を完全にベースバンドに復
調する補角を示す。固定搬送波の角度は、加算器ネット
ワーク３２６に供給される出力信号ｒ２を生成する固定
搬送波復調器表回路３２４によって生成される。加算器
ネットワーク３２６は、ｒ１信号とｒ２信号とを加算し
て、出力信号ｓ１およびｓ２を生成する働きをする。こ
れは復調に使用する合成角度の正弦と余弦であり、この
復調はサンプリング速度で実施される。
【００２７】信号ｒ１は、ＬＯ２調整回路３２５内に配
置された位相固定ループ（ＰＬＬ）回路を介して生成し
てもよい。通常、この回路はＬＯ２に予想されるような
大量のオフセット（約１ＭＨｚ）を処理することができ
ない。したがって、このループを作動する前に、オフセ
ットの大部分は信号Ｚを介して除去される。信号ｒ２
は、以下で詳述するように表検索方式を介して生成され
る。
【００２８】加算器３２６からの２つの出力ｓ１、ｓ２
は、復調器３２３に与えられ、これにはヒルベルト・フ
ィルタ３２８からのｈ１およびｈ２出力も入力される。
ＶＳＢモードでは、ｈ１出力しか使用せず、ｈ２はゼロ
に設定される。復調器３２３はその出力ベースバンドで
信号ＩおよびＱを生成し、これがそれぞれ線６２および
６１を介して、タイミング回復回路３２１およびＡＧＣ
回路３２２に結合される。
【００２９】線６２および６１上にそれぞれ生成される
ＩおよびＱ信号は、図１の先行技術によるシステムで、
ＡＤＣ２９および３０の出力線で生成されたＩおよびＱ
信号と同等のディジタル信号である。
【００３０】本発明により生成されたＩおよびＱ信号
は、以下のような利点を有する。１．ＩとＱとは、いか
なる実施態様でもすべての周波数でちょうど９０度の位
相差を有する。これに対して、先行技術の手法では、約
９０度の位相差があり、同じ設計の複数の受信機間に、
一定の位相差がない。これは、本発明によるとＩおよび
Ｑ信号がディジタルのヒルベルト・フィルタを介して得
られるのに対し、先行技術ではＩおよびＱがアナログの
回路手段を介して得られるためである。
【００３１】２．ＩおよびＱが、成分の許容範囲のせい
で複数の実施態様同士で振幅の変動が一貫しない図１と
比較して、精密に制御された振幅特性を有する。タイミ
ング回復回路３２１は、受信したＩおよびＱ信号を入力
信号として処理する。というのは、ＱＡＭの送信信号が
送信されたＩおよびＱ信号を用いて生成されたからであ
る。処理後、タイミング回復回路３２１は、送信機のク
ロック信号に固定されたクロック信号を生成する。
【００３２】タイミング回復回路３２１は、線９０を介
してＳ／Ｈ５１に与えられる４３．０４ＭＨｚのサンプ
リング信号と、線８０を介してＡＤＣ５２に与えられる
２１．５２ＭＨｚのサンプリング信号を生成する。４
３．０４ＭＨｚのクロックは、４３．０４ＭＨｚの電圧
制御結晶発振器を介して、ブロック３２１内で生成され
た制御入力で生成してもよい。２１．５２ＭＨｚのクロ
ック信号は、４３．０４ＭＨｚのクロックが与えられる
回路を単純に２分割して生成してもよい。
【００３３】ＡＧＣ３２２は信号「Ｕ」を生成し、これ
は線７５を介してＡＧＣ制御回路４０に結合される。信
号Ｕは、先行技術のアナログ制御に対して、ディジタル
信号である。ディジタル信号Ｕは、たとえばディジタル
制御のＡＧＣの標準構成要素である乗算Ｄ／Ａ変換器
（ＭＤＡＣ）などへの信号を表すビットの直列転送によ
って、ＡＧＣ回路４０が使用することができる。
【００３４】図２のシステムでは、タイミング回復回路
３２１とＡＧＣ３２２回路の前にベースバンド・システ
ムへのディジタル復調器３２３があり、これは固定搬送
波復調器検索表回路３２４［ＶＳＢではｎ（２π／
８）、ＱＡＭではｎ（２π／４）］およびＬＯ２のいか
なる周波数オフセットも補正するＬＯ２調整回路３２５
を含む。ＶＳＢシステムでは、ＬＯ２調整方式はディジ
タル・パイロット・トーン追跡ループである。ＱＡＭシ
ステムは、ＬＯ２の調整にも必要であるが、その目的で
はパイロット・トーンを含めなくてよい。ＱＡＭ方式
は、完全にデータに向けられている。固定搬送波とＬＯ
２調整回路が生成したすべてのオフセットとの合計であ
る全体的な角度は、加算器３２６で合計される。ＶＳＢ
のＬＯ２調整回路の設計は、ブロック２４、２５、２６
および２７を通る図１に示したアナログ・ループと同様
の形をとるか、変化を含むことができる。ＱＡＭループ
は、パイロット・トーンの助けを受けずに得ることがで
きる。
【００３５】まず、ＶＳＢシステムの動作を考察してみ
る。図３の縦向きの矢印で示したパイロット・トーン
（ＰＴ）の追跡は、復調器チップ３２０内のＬＯ２調整
回路３２５内に配置されたディジタル位相追跡ループを
用いて、ディジタル方式で実施する。ＬＯ２調整回路３
２５は、粗い調整制御（Ｚ）信号を出力し、これは線７
０を介してＬＯ２に与えられる。つまり、ディジタル位
相パイロット・トーン追跡ループは、パイロット上で特
定の周波数範囲（たとえば６０ＫＨｚ）内の周波数オフ
セットを除去しようとする。オフセットが６０ＫＨｚを
上回ることが判明すると、追跡ループは、オフセットが
６０ＫＨｚ以内になるまで、６０ＫＨｚのステップで制
御線７０を介してＬＯ２を作動させることができる。粗
調整値と微調整値（微調整値は、復調器３２３に供給さ
れる信号ｒ１およびｒ２によって生成される）は、後で
使用するために、復調器チップのホスト・マイクロプロ
セッサ４００に配置されたメモリ回路内のチャネル変更
回路（ＲＡＭ）に保存することができる。この機能は、
先行技術のアナログ位相追跡ループでは不可能であっ
た。
【００３６】次に、システムが２つの異なった搬送波を
ディジタル方式で復調する意図されていることを、考察
してみる。一方の搬送波はＶＳＢシステム用で、他方の
搬送波はＱＡＭシステム用である。いずれの方式でも、
非常に単純にディジタル復調できる中間周波数（ＩＦ）
を選択することが望ましい。本明細書では、ＱＡＭおよ
びＶＳＢのボー率は２の倍数で関連付けられるので（そ
れぞれ５．３８ＭＨｚおよび１０．７６ＭＨｚ）、Ａ／
Ｄ変換器５２はＶＳＢまたはＱＡＭのいずれでも、２
１．５２ＭＨｚのサンプリング速度でサンプリングする
ことが望ましい。Nyquistの基準を満たすために、サン
プリングの前に１０．７６ＭＨｚの折り返し防止低域フ
ィルタ（ＡＡＬＰＳ）５３を挿入する。つまり、サンプ
リング保持回路５１は、図３のＳ／Ｈ出力の波形で示し
たように、３７．６６ＭＨｚからのスペクトルをシフト
しなければならない。
【００３７】ＩＦ帯域フィルタ１６の中心周波数は、固
定搬送波周波数のディジタル復調が非常に単純な角度で
実施できるよう、３７．６６ＭＨｚに選択された。搬送
波による復調は、ｅ(-jwcnTs)の形をとり、ここでｗｃ
は２πｆｃに等しく、ｆｃは搬送波の周波数で、ｎは整
数、Ｔｓは１／ｆｓに等しい。ここでｆｓはＡＤＣ５２
をサンプリングするサンプリング速度または周波数であ
る。
【００３８】サンプリングしたデータを最終的にベース
バンド信号に変換するのに用いる復調角度は、ｅ
(-jwcnTs)の関数であり、これはcos wcnTs - j sin wcn
Tsに等しく、ここでｗc＝２πｆｃでＴｓ＝１／ｆｓで
ある。ｆｓがＫｆｃと等しくなるよう選択し、Ｋが有理
数であると、復調角度の式はｅ(-j2π/K)と約される。
【００３９】ＶＳＢの場合はｆｃが２．６９ＭＨｚで、
ＱＡＭの場合はｆｃが５．３８ＭＨｚである。いずれの
システムでも、ｆｓは２１．５２ＭＨｚである。したが
って、ＱＡＭのＫの値は４に等しく、ＶＳＢのＫは８に
等しくて、ＱＡＭの復調角度はｎ（２π／４）の関数で
あり、ＶＳＢの復調角度はｎ（２π／８）の関数であ
る。この例証的な例の場合、ＱＡＭおよびＶＳＢの復調
角度の値は、下記のような様々な値のｎで計算すること
ができる。 ＱＡＭの場合 ｎ cos (2π/4)(n) sin (2π/4)(n) １ ０ １ ２ −１ ０ ３ ０ −１ ４ １ ０ ＶＳＢの場合 ｎ cos (2π/8)(n) sin (2π/8)(n) １ cos 45 = √2/2 √2/2 2 90 = 0 １ ３ 135 = √2/2 √2/2 ４ 180 = 1 ０ ５ 255 = √2/2 -√2/2 ６ 270 = 0 １ ７ 315 = -√2/2 -√2/2 ８ 360 = 1 ０
【００４０】ｆｃとｆｓとの周波数の関係を適切に選択
することにより、非常に小さい表サイズの表検索で非常
に容易に実施できる復調角度が生成される。ＱＡＭの場
合は、正弦の表の５行目に「１」を加え、余弦は表の正
弦の指針に２を加算することによって正弦の表から生成
できることに気付くことにより、上記の正弦と余弦の８
つの値を、別個のわずか５つの値に併合することができ
る。したがって、ＱＡＭでは、正弦または余弦の両方で
わずか５つの値の表でよく、その値は０または±１であ
る。同様に、ＶＳＢの場合は正弦または余弦について１
０の値の表が必要であり、それは０、±１または±√２
／２となる。これらの表を、固定搬送波復調器表３２４
内に配置されたＲＯＭ３００に保存することができ、そ
れはホスト・マイクロプロセッサ４００が選択したモー
ド（ＶＳＭまたはＱＡＭ）に応じてアクセスされる。異
なったＩＦ周波数（３７．６６ＭＨｚ以外）を選択した
場合は、必要な表のサイズが大幅に変化することがある
ことに留意されたい。
【００４１】単に２で割るだけでＳ／Ｈのクロックから
Ａ／Ｄ（ｆＳＢ）のサンプリング・クロックを得られる
よう(21.52MHz)、Ｓ／Ｈのサンプリング周波数（ｆＳ
Ａ）は、４３．０４ＭＨｚとした。システムの望ましい
記号速度は、ＶＳＢおよびＱＡＭでそれぞれ１０．７６
ＭＨｚおよび５．３８ＭＨｚであるので、サンプル・ク
ロックは２１．５２ＭＨｚを用いると有利である。この
方法では、４３．０４ＭＨｚのクロックを４または８で
割ることにより、記号のクロック速度が容易に生成され
るばかりでなく、その結果である２つおきの間引きも同
様に容易である。つまり、多の受信機機能が必要とする
いかなる記号速度処理でも、ＶＳＢまたはＱＡＭではそ
れぞれ２または４つごとに、サンプリング・データ流を
間引かなければならない。これは、サンプリング速度お
よび記号速度を選択したら、記号速度を入力したいプロ
セスでは、ＶＳＢの場合は１個おきのサンプルを、ＱＡ
Ｍの場合は１個ごとに３個のサンプルを単に棄却すると
いうことである。記号速度の有理比（つまり(n/m)(21.5
2)）である異なったサンプリング速度を選択すると、記
号速度処理の入力で、より複雑な内挿／間引きの手法が
必要となる。本発明に従ってサンプルと記号との比率を
選択すると、複雑な内挿／間引きの手法が不要となる。
【００４２】本発明は、Ｓ／Ｈのサンプリング速度を変
更することにより、いかなるＩＦ周波数でも使用できる
ことを理解されたい。たとえば、３７．６６ＭＨｚのフ
ィルタ１６ではなく標準の４４ＭＨｚのＩＦフィルタを
使用したいとする。この場合は、Ｓ／Ｈを４９．３８Ｍ
Ｈｚ（つまりＩＦフィルタ１６の中心周波数より５．３
８ＭＨｚ高い）のサンプリング速度で操作しなければな
らない。その結果、図３に示すように、Ｓ／Ｈの出力線
に同様のスペクトルが得られる。次に、ＡＡＬＰＦの出
力を２１．５２ＭＨｚの速度でサンプリングすることが
できる。しかしこの場合は、２１．５２と４９．３８と
が、４３．０４と２１．５２の２：１のように、２つの
整数の単純な比率で関連づけられないという欠点があ
る。このような比率を使用すると、クロック生成回路の
複雑さが増大する。さらに、このような比率は、サンプ
リング・クロックのジターを増大させることになる。そ
の結果、本発明の実施例のシステムでは、ＩＦフィルタ
１６の中心周波数を３７．６６ＭＨｚに設定することが
（必要ではないが）好ましい。このようなフィルタは標
準ではない。しかし、今日の技術によって、このような
フィルタを表面弾性波フィルタ（ＳＡＷ）に設計するこ
とができる。
【００４３】さらに、たとえば同じテレビ受像器の中で
アナログのＮＴＳＣ ＴＶとディジタルのＨＤＴＶが共
存している場合は、Ｓ／Ｈを４３．０４ＭＨｚでサンプ
リングするのは望ましくない。というのは、アナログＮ
ＴＳＣ ＴＶの信号で現在使用している４４ＭＨｚのＩ
Ｆ周波数との干渉が予想されるからである。アナログＮ
ＴＳＣのＩＦ周波数を変更してディジタルのＩＦ周波数
の３７．６６ＭＨｚと一致させることが望ましくない場
合は、７５．３３４ＭＨｚの電圧制御結晶発振器を取り
入れることができる。これは、２で割ると３７．６６Ｍ
ＨｚというＳ／Ｈのサンプリング速度を生じる。この周
波数(75.334 MHz)は、アナログＮＴＳＣのＩＦ周波数範
囲とはもはや一致しない。また、ディジタルＨＤＴＶに
３７．６６ＭＨｚというＩＦ周波数を使用するのではな
く、３２．３９ＭＨｚに変更して、その結果得られる図
３のＡＡＬＰＦスペクトルを獲得しなければならない。
次に、２１．５２ＭＨｚのサンプリング・クロックを生
成するには、マスター結晶発振器の周波数（つまり75.3
34 MHz）の２／７倍の有理比周波数逓倍器が必要であ
る。これは、４３．０４ＭＨｚのサンプリング保持速度
で行う単純な２で割る方法より複雑であり、サンプル・
クロックでクロックのジターの発生率が高まることがあ
る。
【００４４】図２のシステムでは、ＡＧＣ制御装置４０
は、Ａ／Ｄ変換器５２に続くディジタルＡＧＣブロック
３２２とアナログＩＦ回路との組合せから得られる。Ｉ
ＦＡＧＣ制御装置がない場合に、Ａ／Ｄ変換器５２が飽
和すると生じるような問題のため、ＩＦ回路がＡＧＣを
補足する。この手法を用いると、完全にディジタル方式
のＡＧＣの手法と比較して、ＡＧＣの再取得の遅延が短
くなる。
【００４５】図４に示すように、本発明の実施例のシス
テムは、回路５０の代わりの手法を用いることができ
る。代替方法は、独自の内部サンプリング保持回路を有
して４３．０４ＭＨｚでディジタル変換する４３．０４
ＭＨｚのＡ／Ｄ変換器を使用する。たとえば、図４の変
換器回路５０１は、図２の変換器回路５０を置換するこ
とになる。図４では、ＮビットのＡＤＣ５２１が、その
入力線（Ｈ）で増幅器１８の出力線と接続してＩＦ信号
ｅｌＭを受信し、そのＮビットの出力（Ｐ）はヒルベル
ト・フィルタ３２８の入力線に供給される。この構成
は、図２と異なり、ＡＡＬＰＦまたは外部Ｓ／Ｈを必要
としないことに留意されたい。図１の構成にあるＡＡＬ
ＰＦ２８、３１も必要としない。これは、図４には、図
２のようにサンプリング・プロセスが２つではなく、１
つしかないからである。しかし、図４のＡＤＣ５２１は
図２のＡＤＣ５２の周波数の２倍で作動できなければな
らない。タイミング回復回路３２１が、４３．０４ＭＨ
ｚのクロック・サンプリング信号をＡＤＣ５２１に供給
する。
【００４６】ＡＤＣ５２１がサンプリングしたＩＦ信号
ｅｌＭは、図３に示した６ＭＨｚの帯域のＩＦ出力信号
で、その中心周波数（ｆｃ）は３７．６６ＭＨｚで、４
０．６６ＭＨｚまで＋３ＭＨｚ広がり、下は３４．６６
ＭＨｚまで３ＭＨｚ広がる。
【００４７】４３．０４ＭＨｚの速度でＩＦ信号をサン
プリングすることにより、−８．０７ＭＨｚと−２．６
９ＭＨｚの間に広がり、−５．３８ＭＨｚに中心周波数
がある信号の帯が生成される。出願人は、「マイナス」
のＩＦ周波数成分が、２．６９ＭＨｚと８．０７ＭＨｚ
との間にあって５．３８ＭＨｚに中心周波数がある鏡像
を生成することに気付いた。さらに、図３のＳ／Ｈ出力
の波形で示すように、４３．０４ＭＨｚのサンプリング
では他の反復も形成される。図２では、第１のサンプリ
ングが４３．０４ＭＨｚで実施され、第２のサンプリン
グが２１．５２ＭＨｚの速度で実施されたので、１０．
７６ＭＨｚを上回るアナログのエネルギーはすべて、Ａ
ＡＬＰＦ５３によって除去されなければならないことを
思い出していただきたい。これに対して、図４のシステ
ムでは、実施される唯一のサンプリングは４３．０４Ｍ
Ｈｚであり、Ｓ／Ｈ出力では折り返しが明白でないの
で、ＡＡＬＰＦは不要である。したがって、図４の構成
では、サンプリングのプロセスが１つしかないので、Ｓ
／Ｈ出力とラベルが付いたスペクトルは、実際にはＡ／
Ｄ変換器の出力のスペクトルである。さらに、サンプリ
ング周波数の１／２付近(1/2(43.04) = 21.52MHz)に重
複がないので、明白な折り返しもない。
【００４８】出願人は、Nyquistの基準を満たして、図
３のＳ／Ｈ出力の波形で示したタイプの望ましいベース
バンド信号を生成するために、最高の４０．６６ＭＨｚ
の周波数の２倍の速度でＡＤＣ５２１をサンプリングす
る必要がないことにも気付いた。
【００４９】本発明の実施例のシステムおよび回路で
は、サンプリングされるのはＩＦ信号であることに注意
することが重要である。したがって、ＩＦ入力信号を中
間周波数帯域に逓減し、次にＩＦ帯域をサンプリングし
て問題のＩ、Ｑ信号を復調するには、第１および第２局
部発振器および２個の混合器しか必要ではない。Ｉおよ
びＱ信号は、同じ回路で生成され、これによってＩおよ
びＱ信号の位相と振幅は、異なった経路沿いにある異な
った構成要素の値の影響を受けないことに注意すること
も重要である。
【図面の簡単な説明】
【図１】先行技術によりベースバンドをサンプリングす
る高精細度テレビ（ＨＤＴＶ）受像機のブロック図であ
る。
【図２】本発明によりＩＦ段階をサンプリングするＨＤ
ＴＶ受像機の一部のブロック図である。
【図３】図２の回路に関連する波形図である。
【図４】本発明によりＩＦ段階をサンプリングする別の
ＨＤＴＶ受像機の一部のブロック図である。
【符号の説明】
９ 入力信号 １０ 第１帯域フィルタ １１ 増幅器 １４ 第２帯域フィルタ １６ 帯域フィルタ １７ 第３帯域フィルタ １８ 増幅器 ２０ ブロック ２１ 混合器 ２２ 混合器 ２４ パイロット低域フィルタ ２５ 振幅制限回路 ２６ ブロック ２７ ブロック ２８ 折り返し防止低域フィルタ（ＡＡＬＰＦ） ２９ アナログ・ディジタル変換器（ＡＤＣ） ３０ アナログ・ディジタル変換器（ＡＤＣ） ３１ 折り返し防止低域フィルタ（ＡＡＬＰＦ） ３２ 復調器 ３４ タイミング回復回路 ４０ 自動利得制御（ＡＧＣ）回路 ５０ 変換器回路 ５１ サンプリング保持（Ｓ／Ｈ）回路 ５２ アナログ・ディジタル変換器（ＡＤＣ）回路 ５３ 折り返し防止低域フィルタ（ＡＡＬＰＳ） ６１ 線 ６２ 線 ７０ 線 ７５ 線 ８０ 線 ８５ 線 ９０ 線 ３００ ＲＯＭ ３２０ 復調器 ３２１ タイミング回復回路 ３２２ 自動利得制御（ＡＧＣ）回路 ３２３ 復調器 ３２４ 固定搬送波復調表 ３２５ ＬＯ２調整回路 ３２６ 加算器 ３２８ ヒルベルト・フィルタ ４００ マイクロプロセッサ ４０１ ＶＳＢ制御信号 ４０３ ＱＡＭ制御信号

Claims (25)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 無線周波（ｒｆ）受信機で、 ディジタル方式で変調した幾つかの異なった入力信号の
    うち１個以上を受信するようにした入力端子と、 入力部と出力部とを有する変換手段と、 ｒｆ入力信号を逓減して、前記変換手段の出力部に中間
    周波数（ＩＦ）信号を生成するために、前記変換手段の
    入力部を前記入力端子に結合する手段と、 中間周波数信号をディジタル方式でサンプリングするた
    めに前記変換手段の出力部に結合された入力部と、ｒｆ
    入力信号に応えてベースバンド信号を生成するための出
    力部とを有するサンプリング手段とからなる無線周波受
    信機。
  2. 【請求項２】 前記入力端子が、直角振幅変調（ＱＡ
    Ｍ）および残留側波帯（ＶＳＢ）ｒｆ入力信号などの、
    ディジタル方式で変調した１個または複数の異なったｒ
    ｆ入力信号を受信するようになっていて、 前記サンプリング手段が、ＱＡＭのｒｆ入力信号に応え
    て、出力部で同相（Ｉ）ベースバンド信号と直角位相
    （Ｑ）ベースバンド信号とを生成し、ＶＳＢのｒｆ入力
    信号に応えて、同相（Ｉ）ベースバンド信号を生成する
    ための手段を含む請求項１に記載の無線周波（ｒｆ）受
    信機。
  3. 【請求項３】 前記変換手段が、 第１混合器および第２混合器を含み、各混合機が入力部
    および出力部を有し、さらに第１局部発振器（ＬＯ１）
    および第２局部発振器（ＬＯ２）を含み、各局部発振器
    が周波数信号の生成される出力部を有し、さらにＬＯ１
    の出力とｒｆ入力信号を第１混合器の入力部に結合する
    手段と、 第１中心周波数（ｆｃ１）およびＢｈｚの帯域を有する
    第１帯域フィルタ（ＢＰＦ１）の入力部に第１混合器の
    出力を結合して、ｆｃ１の第１中心周波数とＢｈｚの帯
    域とを有する第１出力信号（ｆｏ１）をＢＰＦ１の出力
    部に生成する手段と、 ＢＰＦ１の出力と第２局部発振器の出力を第２混合器の
    入力部に結合して、ｒｆ信号を逓減する手段と、 第２混合器の出力を第２帯域フィルタ（ＢＰＦ２）の入
    力部に結合する手段とを含み、前記ＢＰＦ２は第２中心
    周波数（ｆｃ２）とＢｈｚの帯域を有して、ＢＰＦ２
    は、出力部を有して第１変換手段の出力を規定し、中心
    周波数がｆｃ２に等しく帯域がＢｈｚに等しい中間周波
    数信号を生成する、請求項１に記載の無線周波（ｒｆ）
    受信機。
  4. 【請求項４】 サンプリング手段が、 入力部、出力部およびクロック入力部を有するサンプリ
    ング保持回路（Ｓ／Ｈ）と、 入力部と出力部とを有する低域フィルタと、 入力、出力部およびクロック入力部を有するアナログ・
    ディジタル変換器（ＡＤＣ）と、 Ｓ／Ｈの入力部を変換手段の出力部に結合し、Ｓ／Ｈの
    出力部を低域フィルタの入力部に結合する手段と、 低域フィルタの出力部をＡＤＣの入力部に結合する手段
    と、 周波数ｆ３を有するサンプリング信号をＳ／Ｈのクロッ
    ク入力部に与え、周波数ｆ４を有するサンプリング信号
    をＡＤＣのクロック入力部に与える手段とを含み、ｆ３
    がｆ４の有理倍数である、請求項１記載の無線周波（ｒ
    ｆ）受信機。
  5. 【請求項５】 ｆ３の周波数がｆ４の周波数の２倍（つ
    まりｆ３＝２×ｆ４）である請求項４記載の無線周波受
    信機。
  6. 【請求項６】 前記サンプリング手段が、前記ＩＦ信号
    をディジタル方式でサンプリングして、ベースバンド信
    号を生成するために、唯一、前記第１変換手段の出力部
    に結合された入力部を有する単一のアナログ・ディジタ
    ル変換器（ＡＤＣ）を含む、請求項１に記載の無線周波
    受信機。
  7. 【請求項７】 サンプリング手段が、信号入力ポート、
    信号出力ポートおよびクロック入力部を有するアナログ
    ・ディジタル変換器（ＡＤＣ）を含み、それにサンプリ
    ング信号を与え、さらに前記ＡＤＣの信号入力部は前記
    変換手段の出力に結合され、前記ＡＤＣの信号出力部は
    復調回路に結合された、請求項１記載の無線周波受信
    機。
  8. 【請求項８】 前記変換手段が、 第１混合器および第２混合器を含み、各混合機が入力部
    および出力部を有し、さらに第１局部発振器（ＬＯ１）
    および第２局部発振器（ＬＯ２）を含み、各局部発振器
    が周波数信号の生成される出力部を有し、さらにＬＯ１
    の出力とｒｆ入力信号を第１混合器の入力部に結合する
    手段と、 第１中心周波数（ｆｃ１）およびＢｈｚの帯域を有する
    第１帯域フィルタ（ＢＰＦ１）の入力部に第１混合器の
    出力を結合して、ｆｃ１の第１中心周波数とＢｈｚの帯
    域とを有する第１出力信号（ｆｏ１）をＢＰＦ１の出力
    部に生成する手段と、 ＢＰＦ１の出力とＬＯ２の出力を第２混合器の入力部に
    結合して、ｒｆ信号を逓減する手段と、 第２混合器の出力を第２帯域フィルタ（ＢＰＦ２）の入
    力部に結合する手段とを含み、前記ＢＰＦ２は第２中心
    周波数（ｆｃ２）とＢｈｚの帯域を有して、ＢＰＦ２
    は、出力部を有して第１変換手段の出力を規定し、中心
    周波数がｆｃ２に等しく帯域がＢｈｚに等しい中間周波
    数信号を生成する、請求項２に記載の無線周波（ｒｆ）
    受信機。
  9. 【請求項９】 サンプリング手段が、 入力部、出力部およびクロック入力部を有するサンプリ
    ング保持回路（Ｓ／Ｈ）と、 入力部と出力部とを有する低域フィルタと、 入力、出力部およびクロック入力部を有するアナログ・
    ディジタル変換器（ＡＤＣ）と、 Ｓ／Ｈの入力部を第１変換手段の出力部に結合し、Ｓ／
    Ｈの出力部を低域フィルタの入力部に結合する手段と、 低域フィルタの出力部をＡＤＣの入力部に結合する手段
    と、 周波数ｆ３を有するサンプリング信号をＳ／Ｈのクロッ
    ク入力部に与え、周波数ｆ４を有するサンプリング信号
    をＡＤＣのクロック入力部に与える手段とを含み、ｆ３
    がｆ４の有理倍数である、請求項８記載の無線周波（ｒ
    ｆ）受信機。
  10. 【請求項１０】 ｆ３の周波数がｆ４の周波数の２倍
    （つまりｆ３＝２×ｆ４）である請求項９記載の無線周
    波受信機。
  11. 【請求項１１】 第１帯域フィルタの中心周波数から、
    第２混合機に結合した第２局部発振器の出力部における
    信号の周波数を引いた値が、第２帯域フィルタの中心周
    波数と等しい、請求項９記載の無線周波受信機。
  12. 【請求項１２】 Ｓ／Ｈ回路に与えられるサンプリング
    信号の周波数が、ＦＰＦ２の中心周波数ｆｃ２と周波数
    ｆＡとの和と等しいか、それを上回り、ここでｆＡは、
    ＱＡＭ信号の帯域の２分の１か、ＶＳＢ信号の帯域の２
    分の１のいずれか一方と等しい、請求項１１記載の無線
    周波受信機。
  13. 【請求項１３】 ヒルベルト・フィルタの出力部に、サ
    ンプリングされた信号の実成分と虚成分とを生成するた
    めに、ＡＤＣの出力がヒルベルト・フィルタの入力部に
    与えられる、請求項１２記載の無線周波受信機。
  14. 【請求項１４】 ＱＡＭのｒｆ入力信号に応えてＩおよ
    びＱ帯域の信号を生成し、ＶＳＢのｒｆ入力信号に応え
    てＩ帯域の信号を生成するため、ヒルベルト・フィルタ
    の出力が復調器に与えられる、請求項１３記載の無線周
    波受信機。
  15. 【請求項１５】 復調器が、搬送波信号をディジタル方
    式で復調して、復調器の出力部におけるベースバンドへ
    の受信信号の転送を完了させる手段を含む、請求項１４
    記載の無線周波受信機。
  16. 【請求項１６】 Ｓ／Ｈ回路に与えられるサンプリング
    周波数（ｓｆ）が、ＢＰＦ２の中心周波数ｆｃ２と周波
    数ｆＡとの和に等しいか、それを上回るようｆｃ２が選
    択され、ここでｆＡは、ＱＡＭ信号の帯域の２分の１
    か、ＶＳＢ信号の帯域の２分の１のいずれか一方と等し
    い、請求項１５記載の無線周波受信機。
  17. 【請求項１７】 さらに、第２局部発振器の周波数を調
    整する手段を含み、前記調整手段が、その周波数を調整
    するために、ヒルベルト・フィルタの出力部に結合した
    入力部を有して、第２局部発振器に結合した出力部を有
    する局部発振器調整回路を含む、請求項１３記載の無線
    周波受信機。
  18. 【請求項１８】 前記サンプリング手段が、前記ＩＦ信
    号を約ｆｓの速度でサンプリングするために、唯一、Ｂ
    ＰＦ２の出力部に結合された単一のアナログ・ディジタ
    ル変換器（ＡＤＣ）を含み、ここでｆｓは第２帯域フィ
    ルタの中心周波数（ｆｃ２）と周波数ｆＡとの合計に等
    しく、ｆＡは、ＱＡＭ信号の帯域の２分の１かＶＳＢ信
    号の帯域の２分の１のいずれか一方である、請求項９に
    記載の無線周波受信機。
  19. 【請求項１９】 サンプリング手段が、信号入力ポー
    ト、信号出力ポートおよびクロック入力部を有するアナ
    ログ・ディジタル変換器（ＡＤＣ）を含み、それにサン
    プリング信号を与え、 ＡＤＣの信号入力ポートはＢＰＦ２の出力部に結合さ
    れ、ＡＤＣの信号出力ポートは復調器回路に接続され
    て、 サンプリング手段は、サンプリング信号をＡＤＣのクロ
    ック入力部に与える手段を含み、サンプリング信号は、
    第２帯域フィルタの中心周波数（ｆｃ２）とＱＡＭ信号
    の帯域の２分の１かＶＳＢ信号の帯域の２分の１のいず
    れか一方との和と等しいか、それより大きい速度を有す
    る、請求項９記載の無線周波受信機。
  20. 【請求項２０】 前記サンプリング手段が、ＢＰＦ２の
    出力部に結合した信号入力部、信号出力部およびクロッ
    ク入力部を有するアナログ・ディジタル変換器（ＡＤ
    Ｃ）を含み、ＢＰＦ２の中心周波数（ｆｃ２）とＢ／２
    Ｈｚとの和より大きい速度（ｆｓ）で、入力部で信号を
    サンプリングするため、サンプリング信号がクロック入
    力部に与えられる、請求項９記載の無線周波受信機。
  21. 【請求項２１】 信号の実部分を表す第１信号を第１出
    力部で生成し、信号の虚部分を表す第２信号を第２出力
    部で生成するために、ＡＤＣの出力部をヒルベルト・フ
    ィルタに結合する、請求項２０記載の無線周波受信機。
  22. 【請求項２２】 無線周波（ｒｆ）受信機で、 直角振幅変調（ＱＡＭ）ｒｆ入力信号と残留側波帯（Ｖ
    ＳＢ）ｒｆ入力信号とを含み、ディジタル方式で変調し
    た幾つかの異なったｒｆ入力信号のうち１個以上を受信
    するようにした入力端子と、 入力部と出力部とを有する第１変換器手段とからなり、
    ｒｆ信号を逓減して、その出力部に中間周波数信号を生
    成するために、前記第１変換器手段の入力部が、前記入
    力端子と前記第１変換器手段とに結合され、さらに入力
    部と出力部とを有する第２変換器手段とからなり、前記
    第２変換器手段の入力部が第１変換器手段の出力部に結
    合され、前記第２変換器手段が、中間周波数信号をディ
    ジタル方式でサンプリングし、前記中間周波数信号に対
    応し、ＱＡＭのｒｆ信号に応えて出力部に同相（Ｉ）帯
    域信号および直角位相（Ｑ）ベースバンド信号を生成
    し、ＶＳＢのｒｆ信号に応えて同相（Ｉ）ベースバンド
    信号を生成する、無線周波受信機。
  23. 【請求項２３】 無線周波（ｒｆ）受信機で、 直角振幅変調（ＱＡＭ）ｒｆ入力信号と残留側波帯（Ｖ
    ＳＢ）ｒｆ入力信号とを含み、異なった方法で変調した
    幾つかのｒｆ入力信号のうち１個以上を受信するように
    した入力端子と、 前記入力端子に結合した入力部を有する第１変換器手段
    とからなり、前記第１変換手段が前記ｒｆ入力信号を逓
    減して、中間周波数信号をそこで生成するための出力部
    を有し、さらに第１変換手段の出力部に結合した入力部
    を有する第２変換手段とからなり、前記第２変換手段
    は、中間周波数信号をディジタル方式でサンプリングし
    て、受信した特定のｒｆ入力信号に対応するベースバン
    ド信号を生成するために、サンプリング手段および復調
    手段を含む、無線周波受信機。
  24. 【請求項２４】 直角振幅変調（ＱＡＭ）ｒｆ入力信号
    と残留側波帯（ＶＳＢ）ｒｆ入力信号とを含み、異なっ
    た方法で変調した幾つかのｒｆ入力信号のうち１個以上
    を受信するようにした無線周波（ｒｆ）受信機で、 ｒｆ入力信号および第１局部発振器の出力が結合された
    入力手段を有する第１混合器からなり、第１混合器は、
    第１中心周波数（ｆｃ１）およびＢｈｚの帯域を有する
    第１帯域フィルタ（ＢＰＦ１）の入力部に与えられて、
    ＢＰＦ１の出力部にｆｃ１の第１中心周波数とＢｈｚの
    帯域を有する第１出力信号（ｆｏ１）を生成する出力を
    有し、さらにｒｆ信号を逓減するために、ＢＰＦ１の出
    力部と第２局部発振器の出力部とが結合された入力手段
    を有する第２混合器からなり、第２混合機は、第２中心
    周波数（ｆｃ２）およびＢｈｚの帯域を有する第２帯域
    フィルタ（ＢＰＦ２）の入力部に結合された出力部を有
    し、ＢＰＦ２は、中心周波数がｆｃ２に等しく、帯域が
    Ｂｈｚに等しい中間周波数信号を生成する出力部を有し
    て、さらにサンプリング速度（ｆｓ）で中間周波数信号
    をディジタル方式でサンプリングし、受信した特定のｒ
    ｆ入力信号に対応して、中心周波数ｆｃ３を有するベー
    スバンド信号を生成するサンプリング手段および復調手
    段を含む変換器手段からなり、 ｆｃ３およびｆｃ２が互いの有理倍数である無線周波受
    信機。
  25. 【請求項２５】 前記復調手段が、ＱＡＭのｒｆ入力信
    号に応えて同相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）ベースバン
    ド信号を生成し、ＶＳＢのｒｆ入力信号に応えて同相ベ
    ースバンド信号を生成するために、復調角度の値を含む
    検索表を含む、請求項２４記載の無線周波受信機。
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