JPH09205328A - モノリシックの同調可能なｈｂｔ能動的フィードバックを有する低ノイズ・低歪ｈｅｍｔの低ノイズ増幅器 - Google Patents
モノリシックの同調可能なｈｂｔ能動的フィードバックを有する低ノイズ・低歪ｈｅｍｔの低ノイズ増幅器Info
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- JPH09205328A JPH09205328A JP9000837A JP83797A JPH09205328A JP H09205328 A JPH09205328 A JP H09205328A JP 9000837 A JP9000837 A JP 9000837A JP 83797 A JP83797 A JP 83797A JP H09205328 A JPH09205328 A JP H09205328A
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- H03F2200/294—Indexing scheme relating to amplifiers the amplifier being a low noise amplifier [LNA]
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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- H03F2200/372—Noise reduction and elimination in amplifier
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Microwave Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 モノリシック高電子移動度トランジスタ（Ｈ
ＥＭＴ）のスレッシュホールド電圧の変化を考慮するよ
うにバイアス電流を調整するためのモノリシック集積回
路を含むＨＥＭＴ低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）マイクロ波
モノリシック集積回路（ＭＭＩＣ）を提供する。 【解決手段】 マイクロ波モノリシック集積回路（ＭＭ
ＩＣ）として形成された低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）は、
高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ）を含み、同調可
能なヘテロ接合バイポーラトランジスタ（ＨＢＴ）能動
的フィードバックを使用して、増幅器の利得−帯域巾及
び直線性能を改善すると共に、ＨＥＭＴの自己バイアス
を与える。本発明のＭＭＩＣは、自己バイアスを向上す
るのに加えて、ＭＭＩＣ ＬＮＡが製造された後に、ノ
イズ指数性能を著しく悪化することなく、ＬＮＡの周波
数帯域巾及び直線特性を調整できるようにする。
ＥＭＴ）のスレッシュホールド電圧の変化を考慮するよ
うにバイアス電流を調整するためのモノリシック集積回
路を含むＨＥＭＴ低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）マイクロ波
モノリシック集積回路（ＭＭＩＣ）を提供する。 【解決手段】 マイクロ波モノリシック集積回路（ＭＭ
ＩＣ）として形成された低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）は、
高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ）を含み、同調可
能なヘテロ接合バイポーラトランジスタ（ＨＢＴ）能動
的フィードバックを使用して、増幅器の利得−帯域巾及
び直線性能を改善すると共に、ＨＥＭＴの自己バイアス
を与える。本発明のＭＭＩＣは、自己バイアスを向上す
るのに加えて、ＭＭＩＣ ＬＮＡが製造された後に、ノ
イズ指数性能を著しく悪化することなく、ＬＮＡの周波
数帯域巾及び直線特性を調整できるようにする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、２ポートマイクロ
波モノリシック集積回路（ＭＭＩＣ）として形成された
高直線性・低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）に係り、より詳細
には、モノリシック集積型の同調可能なヘテロ接合バイ
ポーラトランジスタ（ＨＢＴ）の能動的フィードバック
を有するモノリシック高電子移動度トランジスタ（ＨＥ
ＭＴ）の高直線性ＬＮＡであって、ＨＥＭＴを自己バイ
アスすると共に、ＭＭＩＣが形成された後にＬＮＡのノ
イズ指数性能を著しく低下せずにＬＮＡの利得、帯域巾
及び直線特性を調整することのできる高直線性のＬＮＡ
に係る。
波モノリシック集積回路（ＭＭＩＣ）として形成された
高直線性・低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）に係り、より詳細
には、モノリシック集積型の同調可能なヘテロ接合バイ
ポーラトランジスタ（ＨＢＴ）の能動的フィードバック
を有するモノリシック高電子移動度トランジスタ（ＨＥ
ＭＴ）の高直線性ＬＮＡであって、ＨＥＭＴを自己バイ
アスすると共に、ＭＭＩＣが形成された後にＬＮＡのノ
イズ指数性能を著しく低下せずにＬＮＡの利得、帯域巾
及び直線特性を調整することのできる高直線性のＬＮＡ
に係る。
【０００２】
【従来の技術】既知のワイヤレス及びセルラーの商業的
用途では、比較的高い直線性を有する低ノイズ増幅器
（ＬＮＡ）がマイクロ波受信器に必要とされる。低ノイ
ズの用途では、高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ）
が他の公知技術に比して優れたノイズ指数性能を与える
ことが知られている。不都合なことに、このようなＨＥ
ＭＴのスレッシュホールド電圧は比較的敏感であり、デ
バイスのプロファイルと、ＨＥＭＴを製造するプロセス
技術とに基づいて変化することが知られている。これ
は、参考としてここに取り上げるＩＥＥＥマイクロウエ
イブ・アンド・ガイデッド・ウエイブ・レター、第５
巻、第４号、１９９５年、４月、第１２４−１２６ペー
ジに掲載されたドウイットＣストレイト、ケルビンＷコ
バヤシ、アーロンＫオキ、及びドナルドＫウメモト著の
「選択的ＭＢＥによるモノリシックＨＢＴ調整のＨＥＭ
Ｔ ＬＮＡ(A MONOLITHIC HBT-REGULATED HEMT LNA BY
SELECTIVEMBE)」に説明されている。特に、ＨＥＭＴ材
料プロファイルの僅かなウェハごとの変動と、ゲートプ
ロセスは、スレッシュホールド電圧のウェハごとの変動
を生じさせる。スレッシュホールド電圧は、同じウェハ
上の隣接デバイス間でも変化することが知られている。
従って、このようなＨＥＭＴ ＬＮＡの使用は、バイア
ス電流の調整を必要とする。
用途では、比較的高い直線性を有する低ノイズ増幅器
（ＬＮＡ）がマイクロ波受信器に必要とされる。低ノイ
ズの用途では、高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ）
が他の公知技術に比して優れたノイズ指数性能を与える
ことが知られている。不都合なことに、このようなＨＥ
ＭＴのスレッシュホールド電圧は比較的敏感であり、デ
バイスのプロファイルと、ＨＥＭＴを製造するプロセス
技術とに基づいて変化することが知られている。これ
は、参考としてここに取り上げるＩＥＥＥマイクロウエ
イブ・アンド・ガイデッド・ウエイブ・レター、第５
巻、第４号、１９９５年、４月、第１２４−１２６ペー
ジに掲載されたドウイットＣストレイト、ケルビンＷコ
バヤシ、アーロンＫオキ、及びドナルドＫウメモト著の
「選択的ＭＢＥによるモノリシックＨＢＴ調整のＨＥＭ
Ｔ ＬＮＡ(A MONOLITHIC HBT-REGULATED HEMT LNA BY
SELECTIVEMBE)」に説明されている。特に、ＨＥＭＴ材
料プロファイルの僅かなウェハごとの変動と、ゲートプ
ロセスは、スレッシュホールド電圧のウェハごとの変動
を生じさせる。スレッシュホールド電圧は、同じウェハ
上の隣接デバイス間でも変化することが知られている。
従って、このようなＨＥＭＴ ＬＮＡの使用は、バイア
ス電流の調整を必要とする。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】種々のオフチップ及び
モノリシック集積の調整器は、このような変動を補償す
ることが知られている。例えば、ＨＥＭＴ ＬＮＡと一
体化されるモノリシックＨＥＭＴ調整回路が、参考とし
てここに取り上げるＰｒｏｃ．ＩＥＥＥ １９９４マイ
クロウエイブ・アンド・ミリメータウエイブ・モノリシ
ック・サーキット・シンポジウム、１９９４年、第１２
１−１２４ページに掲載されたＫ．Ｗコバヤシ、Ｒエス
ファンディナリ、Ｂネルソン、Ｋミノット、Ｗジョー
ン、Ｍバイデンベンダー、Ｒレイ、Ｋ．Ｌタン、及び
Ｊ．ベレンズ著の「モノリシックＨＥＭＴ調整自己バイ
アスＬＮＡ(A Monolithic HEMT Regulated Self-Biased
LNA) 」に説明されている。ＨＥＭＴ調整器が一体化さ
れたモノリシックＨＥＭＴ ＬＮＡは、バイアス調整を
改善するが、デバイスは、ウェハ上のスレッシュホール
ド変動に依然として敏感である。
モノリシック集積の調整器は、このような変動を補償す
ることが知られている。例えば、ＨＥＭＴ ＬＮＡと一
体化されるモノリシックＨＥＭＴ調整回路が、参考とし
てここに取り上げるＰｒｏｃ．ＩＥＥＥ １９９４マイ
クロウエイブ・アンド・ミリメータウエイブ・モノリシ
ック・サーキット・シンポジウム、１９９４年、第１２
１−１２４ページに掲載されたＫ．Ｗコバヤシ、Ｒエス
ファンディナリ、Ｂネルソン、Ｋミノット、Ｗジョー
ン、Ｍバイデンベンダー、Ｒレイ、Ｋ．Ｌタン、及び
Ｊ．ベレンズ著の「モノリシックＨＥＭＴ調整自己バイ
アスＬＮＡ(A Monolithic HEMT Regulated Self-Biased
LNA) 」に説明されている。ＨＥＭＴ調整器が一体化さ
れたモノリシックＨＥＭＴ ＬＮＡは、バイアス調整を
改善するが、デバイスは、ウェハ上のスレッシュホール
ド変動に依然として敏感である。
【０００４】ＨＥＭＴ ＬＮＡのＭＭＩＣは、自己バイ
アスが困難であるのに加えて、直線性能が比較的限定さ
れている。増幅器の直線性能を改善するための技術は多
数のものが知られている。このような技術は、１９７１
年６月のＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．オン・コミュニケーシ
ョン・テクノロジー、第ＣＯＭ−１９巻、第３号、第３
２０−３２５ページに掲載されたＨセイデル著の「Ｌ−
４キャリアシステム増幅器に適用されるフィードフォワ
ード実験(A Feedforward Experiment Appliedto an L-4
Carrier System Amplifier) 」；１９９３ ＩＥＥＥ
ＭＭＷＭＣシンポジウム・ダイジェスト、アトラン
タ、ジョージニア州、第１５５−１５８ページに掲載さ
れたＡカッツ、Ｓムーチャラ、及びＪクラッシン著の
「Ｃ、Ｘ及びＫｕ帯域サテライト用途のための受動的Ｆ
ＥＴ ＭＭＩＣリニアライザ(PassiveFET MMIC Lineari
zers for C, X and Ku-Band Satellite Application
s)」；１９８５ ＩＥＥＥ ＭＴＴシンポジウム・ダイ
ジェスト、セントルイス、ミズリー州、第６６１−６６
４ページに掲載されたＡカッツ、Ｒスダーサナ及びＤア
ーバート著の「宇宙船用途に対して直線化された反射ダ
イオード(A Reflective Diode Linearized for Spacecr
aft Applications) 」；及び１９８６年１２月のＩＥＥ
Ｅトランザクションズ・オン・ＭＴＴ、第ＭＴＴ−３４
巻、第１３２７−１９８６ページに掲載されたＲイナ
ダ、Ｈオガワ、Ｓキタズミ及びＰデサンティ著の「宇宙
使用のコンパクトリニアライザ(A Compact Linearize
r)」に説明されたフィードフォワード直線化及び予歪技
術を含み、これら文献は全て参考としてここに取り上げ
るものである。これらの技術は、比較的複雑なシステム
を伴うことが知られており、カプラー、増幅器、移相器
等の付加的なハードウェアを必要とし、これらは、ＭＭ
ＩＣ上の比較的広いエリアを消費する上に、ＭＭＩＣの
大量の商業的生産に対して経済的に実現できないことが
知られている。更に、このような技術は、通常、電力増
幅器の直線性を改善するために使用されるが、ＬＮＡの
ノイズ性能に悪影響を及ぼす。
アスが困難であるのに加えて、直線性能が比較的限定さ
れている。増幅器の直線性能を改善するための技術は多
数のものが知られている。このような技術は、１９７１
年６月のＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．オン・コミュニケーシ
ョン・テクノロジー、第ＣＯＭ−１９巻、第３号、第３
２０−３２５ページに掲載されたＨセイデル著の「Ｌ−
４キャリアシステム増幅器に適用されるフィードフォワ
ード実験(A Feedforward Experiment Appliedto an L-4
Carrier System Amplifier) 」；１９９３ ＩＥＥＥ
ＭＭＷＭＣシンポジウム・ダイジェスト、アトラン
タ、ジョージニア州、第１５５−１５８ページに掲載さ
れたＡカッツ、Ｓムーチャラ、及びＪクラッシン著の
「Ｃ、Ｘ及びＫｕ帯域サテライト用途のための受動的Ｆ
ＥＴ ＭＭＩＣリニアライザ(PassiveFET MMIC Lineari
zers for C, X and Ku-Band Satellite Application
s)」；１９８５ ＩＥＥＥ ＭＴＴシンポジウム・ダイ
ジェスト、セントルイス、ミズリー州、第６６１−６６
４ページに掲載されたＡカッツ、Ｒスダーサナ及びＤア
ーバート著の「宇宙船用途に対して直線化された反射ダ
イオード(A Reflective Diode Linearized for Spacecr
aft Applications) 」；及び１９８６年１２月のＩＥＥ
Ｅトランザクションズ・オン・ＭＴＴ、第ＭＴＴ−３４
巻、第１３２７−１９８６ページに掲載されたＲイナ
ダ、Ｈオガワ、Ｓキタズミ及びＰデサンティ著の「宇宙
使用のコンパクトリニアライザ(A Compact Linearize
r)」に説明されたフィードフォワード直線化及び予歪技
術を含み、これら文献は全て参考としてここに取り上げ
るものである。これらの技術は、比較的複雑なシステム
を伴うことが知られており、カプラー、増幅器、移相器
等の付加的なハードウェアを必要とし、これらは、ＭＭ
ＩＣ上の比較的広いエリアを消費する上に、ＭＭＩＣの
大量の商業的生産に対して経済的に実現できないことが
知られている。更に、このような技術は、通常、電力増
幅器の直線性を改善するために使用されるが、ＬＮＡの
ノイズ性能に悪影響を及ぼす。
【０００５】又、増幅器の相互変調歪（ＩＭＤ）性能を
改善するために、能動的及び受動的電界効果トランジス
タ（ＦＥＴ）フィードバックネットワークを使用するこ
とも知られている。このようなネットワークの例が、１
９９１ ＩＥＥＥ ＭＴＴシンポジウム・ダイジェス
ト、ボストン、マサチューセッツ州、第５２５−５２８
ページに掲載されたＭムラグチ及びＭアイカワ著「リニ
アリミッタ：１１ＧＨｚモノリシック低歪可変利得増幅
器(An 11GHz Monolithic Low Distortion Variable Gai
n Amplifier)」；１９９５ ＩＥＥＥ ＭＴＴシンポジ
ウム・ダイジェスト、オーランド、フロリダ州、第１６
１９−１６２２ページに掲載されたＫニシカワ及びＴト
クミツ著「能動的なフィードバックを用いたＭＭＩＣ低
歪可変利得増幅器(An MMIC Low-Distortion Variable-G
ain Amplifier Using Active Feedback)」；及び１９９
３ ＩＥＥＥ ＭＭＷＭＣシンポジウム・ダイジェス
ト、アトランタ、ジョージニア州、第１１３−１１６ペ
ージに掲載されたＪ．Ｃペドロ及びＪペレツ著「能動的
フィードバックを用いたＭＭＩＣ直線化増幅器(An MMIC
Linearized Amplifier Using Active Feedback)」に詳
細に説明されている。これら文献は全て参考としてここ
に取り上げる。このような技術は、大きな信号の圧縮状
態のもとでＩＭＤ性能を改善するが、このような技術
は、優れたノイズ指数性能には適していない。
改善するために、能動的及び受動的電界効果トランジス
タ（ＦＥＴ）フィードバックネットワークを使用するこ
とも知られている。このようなネットワークの例が、１
９９１ ＩＥＥＥ ＭＴＴシンポジウム・ダイジェス
ト、ボストン、マサチューセッツ州、第５２５−５２８
ページに掲載されたＭムラグチ及びＭアイカワ著「リニ
アリミッタ：１１ＧＨｚモノリシック低歪可変利得増幅
器(An 11GHz Monolithic Low Distortion Variable Gai
n Amplifier)」；１９９５ ＩＥＥＥ ＭＴＴシンポジ
ウム・ダイジェスト、オーランド、フロリダ州、第１６
１９−１６２２ページに掲載されたＫニシカワ及びＴト
クミツ著「能動的なフィードバックを用いたＭＭＩＣ低
歪可変利得増幅器(An MMIC Low-Distortion Variable-G
ain Amplifier Using Active Feedback)」；及び１９９
３ ＩＥＥＥ ＭＭＷＭＣシンポジウム・ダイジェス
ト、アトランタ、ジョージニア州、第１１３−１１６ペ
ージに掲載されたＪ．Ｃペドロ及びＪペレツ著「能動的
フィードバックを用いたＭＭＩＣ直線化増幅器(An MMIC
Linearized Amplifier Using Active Feedback)」に詳
細に説明されている。これら文献は全て参考としてここ
に取り上げる。このような技術は、大きな信号の圧縮状
態のもとでＩＭＤ性能を改善するが、このような技術
は、優れたノイズ指数性能には適していない。
【０００６】既知のＨＥＭＴ ＬＮＡ ＭＭＩＣに伴う
別の問題は、このようなデバイスの利得及び帯域巾性能
がプロセス変化に敏感であり、そして半導体の製造及び
パッケージングが完了した後には調整できないことであ
る。
別の問題は、このようなデバイスの利得及び帯域巾性能
がプロセス変化に敏感であり、そして半導体の製造及び
パッケージングが完了した後には調整できないことであ
る。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明の目的は、公知技
術の問題を解消するＨＥＭＴ ＬＮＡ ＭＭＩＣを提供
することである。
術の問題を解消するＨＥＭＴ ＬＮＡ ＭＭＩＣを提供
することである。
【０００８】本発明の別の目的は、ＨＥＭＴデバイスの
スレッシュホールド電圧の変動を加味するようにバイア
ス電流を調整するためのモノリシック集積回路を含むＨ
ＥＭＴ ＬＮＡ ＭＭＩＣを提供することである。
スレッシュホールド電圧の変動を加味するようにバイア
ス電流を調整するためのモノリシック集積回路を含むＨ
ＥＭＴ ＬＮＡ ＭＭＩＣを提供することである。
【０００９】本発明の更に別の目的は、改良された直線
性能を有するＨＥＭＴ ＬＮＡを提供することである。
性能を有するＨＥＭＴ ＬＮＡを提供することである。
【００１０】本発明の更に別の目的は、ＭＭＩＣが製造
された後に、ノイズ指数性能を低下することなく、デバ
イスの利得、帯域巾及び直線性能を電子的に調整するこ
とのできるＨＥＭＴ ＬＮＡ ＭＭＩＣを提供すること
である。
された後に、ノイズ指数性能を低下することなく、デバ
イスの利得、帯域巾及び直線性能を電子的に調整するこ
とのできるＨＥＭＴ ＬＮＡ ＭＭＩＣを提供すること
である。
【００１１】要約すれば、本発明は、モノリシックマイ
クロ波集積回路（ＭＭＩＣ）として形成された低ノイズ
増幅器（ＬＮＡ）に係る。このＬＮＡは、高電子移動度
トランジスタ（ＨＥＭＴ）を含み、ヘテロ接合バイポー
ラトランジスタ（ＨＢＴ）の能動的フィードバックを用
いてＨＥＭＴを自己バイアスする。自己バイアスを向上
するのに加えて、本発明によるＭＭＩＣは、ＬＮＡのノ
イズ指数性能を著しく低下することなく、ＬＮＡの利
得、周波数帯域及び直線性能を調整できるようにする。
クロ波集積回路（ＭＭＩＣ）として形成された低ノイズ
増幅器（ＬＮＡ）に係る。このＬＮＡは、高電子移動度
トランジスタ（ＨＥＭＴ）を含み、ヘテロ接合バイポー
ラトランジスタ（ＨＢＴ）の能動的フィードバックを用
いてＨＥＭＴを自己バイアスする。自己バイアスを向上
するのに加えて、本発明によるＭＭＩＣは、ＬＮＡのノ
イズ指数性能を著しく低下することなく、ＬＮＡの利
得、周波数帯域及び直線性能を調整できるようにする。
【００１２】
【発明の実施の形態】本発明の上記及び他の目的は、添
付図面を参照した以下の詳細な説明より容易に理解され
よう。図１及び２は、モノリシックマイクロ波集積回路
（ＭＭＩＣ）を形成するモノリシック集積ヘテロ接合バ
イポーラトランジスタ（ＨＢＴ）能動的フィードバック
を備えた本発明による高電子移動度トランジスタ（ＨＥ
ＭＴ）低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）の２つの実施形態を示
す。ＨＢＴ能動的フィードバックは、ＨＥＭＴの自己バ
イアスを与えるのに加えて、調整可能であり、これは、
ＨＥＭＴ ＬＮＡの利得−帯域巾を電子的に調整できる
ようにする一方、ノイズ指数性能を著しく低下せずに直
線性能を改善できるようにする。以下に詳細に述べるよ
うに、ＨＢＴのバイアスの調整によりＨＥＭＴへのＨＢ
Ｔフィードバックを増加することにより、デバイスの利
得−帯域巾を約１１ＧＨｚから１６ＧＨｚへ増加するこ
とができる。又、ＨＢＴフィードバックの同調は、直線
性、特に、ＩＰ３性能を、３０ｄＢｍのピークＩＰ３を
もつ１ないし１１ＧＨｚ帯域にわたり２０ｄＢｍ未満か
ら２４ｄＢｍ以上へと改善する。抵抗性フィードバック
のみをもつ既知のＨＥＭＴ増幅器に対して、ＨＢＴフィ
ードバックをもつＨＥＭＴＬＮＡは、チップサイズ又は
ＤＣ消費電力を著しく増加せずに、利得−帯域巾の約５
０％の改善を与えると共に、ＩＰ３の６ないし１０の改
善を与える。特に、能動的フィードバックとしてＨＢＴ
又はバイポーラトランジスタを使用することにより、Ｆ
ＥＴ及びＨＥＭＴフィードバックデバイスに勝る多数の
効果が与えられる。例えば、ＨＢＴ／バイポーラデバイ
スは、自己バイアスが比較的容易で、低いＤＣ電流及び
消費電力を与え、そして比較的小さな領域で実施できる
と共にＤＣブロッキングキャパシタを必要としない。こ
れは、参考としてここに取り上げるＩＥＥＥマイクロウ
エーブ・アンド・ガイデッド・ウエイブ・レター、第４
巻、第５号、第１４６−１４８ページ、１９９４年５月
に掲載されたＫ．Ｗコバヤシ、Ｌ．Ｔトラン、Ｊ．Ｒベ
レビア、Ａ．Ｋオキ、及びＤ．Ｃストレイト著の「Ｉｎ
ＡｌＡｓ／ＩｎＧａＡｓヘテロ接合バイポーラトランジ
スタを用いた新規な能動的フィードバック設計(A Novel
Active Feedback Design Using InAlAs/InGaAs Hetero
junction Bipolar Transistors) 」に詳細に説明されて
いる。
付図面を参照した以下の詳細な説明より容易に理解され
よう。図１及び２は、モノリシックマイクロ波集積回路
（ＭＭＩＣ）を形成するモノリシック集積ヘテロ接合バ
イポーラトランジスタ（ＨＢＴ）能動的フィードバック
を備えた本発明による高電子移動度トランジスタ（ＨＥ
ＭＴ）低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）の２つの実施形態を示
す。ＨＢＴ能動的フィードバックは、ＨＥＭＴの自己バ
イアスを与えるのに加えて、調整可能であり、これは、
ＨＥＭＴ ＬＮＡの利得−帯域巾を電子的に調整できる
ようにする一方、ノイズ指数性能を著しく低下せずに直
線性能を改善できるようにする。以下に詳細に述べるよ
うに、ＨＢＴのバイアスの調整によりＨＥＭＴへのＨＢ
Ｔフィードバックを増加することにより、デバイスの利
得−帯域巾を約１１ＧＨｚから１６ＧＨｚへ増加するこ
とができる。又、ＨＢＴフィードバックの同調は、直線
性、特に、ＩＰ３性能を、３０ｄＢｍのピークＩＰ３を
もつ１ないし１１ＧＨｚ帯域にわたり２０ｄＢｍ未満か
ら２４ｄＢｍ以上へと改善する。抵抗性フィードバック
のみをもつ既知のＨＥＭＴ増幅器に対して、ＨＢＴフィ
ードバックをもつＨＥＭＴＬＮＡは、チップサイズ又は
ＤＣ消費電力を著しく増加せずに、利得−帯域巾の約５
０％の改善を与えると共に、ＩＰ３の６ないし１０の改
善を与える。特に、能動的フィードバックとしてＨＢＴ
又はバイポーラトランジスタを使用することにより、Ｆ
ＥＴ及びＨＥＭＴフィードバックデバイスに勝る多数の
効果が与えられる。例えば、ＨＢＴ／バイポーラデバイ
スは、自己バイアスが比較的容易で、低いＤＣ電流及び
消費電力を与え、そして比較的小さな領域で実施できる
と共にＤＣブロッキングキャパシタを必要としない。こ
れは、参考としてここに取り上げるＩＥＥＥマイクロウ
エーブ・アンド・ガイデッド・ウエイブ・レター、第４
巻、第５号、第１４６−１４８ページ、１９９４年５月
に掲載されたＫ．Ｗコバヤシ、Ｌ．Ｔトラン、Ｊ．Ｒベ
レビア、Ａ．Ｋオキ、及びＤ．Ｃストレイト著の「Ｉｎ
ＡｌＡｓ／ＩｎＧａＡｓヘテロ接合バイポーラトランジ
スタを用いた新規な能動的フィードバック設計(A Novel
Active Feedback Design Using InAlAs/InGaAs Hetero
junction Bipolar Transistors) 」に詳細に説明されて
いる。
【００１３】本発明によるＨＥＭＴ ＬＮＡの２つの実
施形態について開示する。図１に示す第１の実施形態に
おいては、カスコード接続された２つのＨＢＴが、ＨＥ
ＭＴの能動的フィードバックを与えるために使用され
る。図２に示された第２の実施形態では、単一のＨＢＴ
が能動的フィードバックに使用される。両方の実施形態
は、選択的分子ビームエピタキシー（ＭＢＥ）及び合体
ＨＥＭＴ−ＨＢＴプロセスを用いたＨＥＭＴ及びＨＢＴ
のモノリシック集積に基づき、これらは、参考としてこ
こに取り上げるＩＥＥＥトランザクションズ・オン・エ
レクトロン・デバイシス、第４２巻、第４号、１９９５
年４月、第６１８−６２３ページに掲載されたＤ．Ｃス
トレイト、Ｄ．Ｋウエモト、Ｋ．Ｗコバヤシ、及びＡ．
Ｋオキ著の「選択的ＭＢＥによるモノリシックＨＥＭＴ
−ＨＢＴ集積(Monolithic HEMT-HBTIntegration by Sel
ective MBE)」；及びＩＥＥＥマイクロウエイブ・アン
ド・ガイデッド・ウエイブ・レター、第５巻、第４号、
１９９５年４月、第１２４−１２６ページに掲載された
ドウエイＣストレイト、ケルビンＷコバヤシ、アーロン
Ｋオキ、及びドナルドＫウメモト著の「選択的ＭＢＥに
よるモノリシックＨＢＴ−調整ＨＥＭＴ ＬＮＡ(A Mon
olithic HBT-regurated HEMT LNA by Selective MBE)」
に詳細に説明されている。このプロセスは、０．２μＭ
のゲート長さの仮像ＩｎＧａＡｓ−ＧａＡｓ ＨＥＭＴ
を２μＭのエミッタ巾のＧａＡｓ−ＡｌＧａＡｓ ＨＢ
Ｔと一体化する。ＨＥＭＴデバイスは、利得−帯域巾の
積ｆT が６０ＧＨｚより大きい状態で最大利得ＧM ＞５
００ｍＳ／ｍｍを得ることができる。ＨＢＴデバイス
は、利得がβ＝６０、利得−帯域巾の積ｆT 及び最大周
波数ｆMAX が各々２３ＧＨｚ及び５０ＧＨｚ、電流密度
がＪC ＝２０ＫＡ／ｃｍ2 を達成する。
施形態について開示する。図１に示す第１の実施形態に
おいては、カスコード接続された２つのＨＢＴが、ＨＥ
ＭＴの能動的フィードバックを与えるために使用され
る。図２に示された第２の実施形態では、単一のＨＢＴ
が能動的フィードバックに使用される。両方の実施形態
は、選択的分子ビームエピタキシー（ＭＢＥ）及び合体
ＨＥＭＴ−ＨＢＴプロセスを用いたＨＥＭＴ及びＨＢＴ
のモノリシック集積に基づき、これらは、参考としてこ
こに取り上げるＩＥＥＥトランザクションズ・オン・エ
レクトロン・デバイシス、第４２巻、第４号、１９９５
年４月、第６１８−６２３ページに掲載されたＤ．Ｃス
トレイト、Ｄ．Ｋウエモト、Ｋ．Ｗコバヤシ、及びＡ．
Ｋオキ著の「選択的ＭＢＥによるモノリシックＨＥＭＴ
−ＨＢＴ集積(Monolithic HEMT-HBTIntegration by Sel
ective MBE)」；及びＩＥＥＥマイクロウエイブ・アン
ド・ガイデッド・ウエイブ・レター、第５巻、第４号、
１９９５年４月、第１２４−１２６ページに掲載された
ドウエイＣストレイト、ケルビンＷコバヤシ、アーロン
Ｋオキ、及びドナルドＫウメモト著の「選択的ＭＢＥに
よるモノリシックＨＢＴ−調整ＨＥＭＴ ＬＮＡ(A Mon
olithic HBT-regurated HEMT LNA by Selective MBE)」
に詳細に説明されている。このプロセスは、０．２μＭ
のゲート長さの仮像ＩｎＧａＡｓ−ＧａＡｓ ＨＥＭＴ
を２μＭのエミッタ巾のＧａＡｓ−ＡｌＧａＡｓ ＨＢ
Ｔと一体化する。ＨＥＭＴデバイスは、利得−帯域巾の
積ｆT が６０ＧＨｚより大きい状態で最大利得ＧM ＞５
００ｍＳ／ｍｍを得ることができる。ＨＢＴデバイス
は、利得がβ＝６０、利得−帯域巾の積ｆT 及び最大周
波数ｆMAX が各々２３ＧＨｚ及び５０ＧＨｚ、電流密度
がＪC ＝２０ＫＡ／ｃｍ2 を達成する。
【００１４】ＨＥＭＴ Ｍ1 と、カスコード接続された
２つのＨＢＴ Ｑ1 及びＱ2 とを組み込んだ図１に示す
本発明の１つの実施形態では、ＨＥＭＴ−ＨＢＴ ＬＮ
ＡＭＭＩＣは、約２０ないし２５ｍＡにバイアスされる
０．２μｍ×２００μｍのＨＥＭＴデバイスとして構成
される。ＨＢＴデバイスＱ1 及びＱ2 は、可変コレクタ
バイアス電流（Ｉfb）が約０ないし５ｍＡの２×１０μ
ｍ2 ４本指エミッタＨＢＴによって構成される。一次供
給電圧Ｖddは、約５ボルトＤＣであり、その消費電流は
約２０．４ないし２４ｍＡである。同調可能な二次供給
電圧Ｖssは、０から−５ボルトＤＣまで変化し、約０．
５ないし３．６ｍＡを消費する。ＭＭＩＣは、本発明に
よれば、ボンディングパッド及び伝送線をもたずに３０
０μ×３００μ程度に小さく構成することができる。
２つのＨＢＴ Ｑ1 及びＱ2 とを組み込んだ図１に示す
本発明の１つの実施形態では、ＨＥＭＴ−ＨＢＴ ＬＮ
ＡＭＭＩＣは、約２０ないし２５ｍＡにバイアスされる
０．２μｍ×２００μｍのＨＥＭＴデバイスとして構成
される。ＨＢＴデバイスＱ1 及びＱ2 は、可変コレクタ
バイアス電流（Ｉfb）が約０ないし５ｍＡの２×１０μ
ｍ2 ４本指エミッタＨＢＴによって構成される。一次供
給電圧Ｖddは、約５ボルトＤＣであり、その消費電流は
約２０．４ないし２４ｍＡである。同調可能な二次供給
電圧Ｖssは、０から−５ボルトＤＣまで変化し、約０．
５ないし３．６ｍＡを消費する。ＭＭＩＣは、本発明に
よれば、ボンディングパッド及び伝送線をもたずに３０
０μ×３００μ程度に小さく構成することができる。
【００１５】図１を参照すれば、参照番号２０で一般的
に示された本発明によるＨＥＭＴＬＮＡは、増幅器の低
ノイズ性能を与えるＨＥＭＴデバイスＭ1 を備えてい
る。ＨＥＭＴ Ｍ1 のドレインと供給電圧Ｖddとの間に
は負荷抵抗Ｒloadが接続されていて、ＨＥＭＴ Ｍ1 の
ドレインに負荷を与えると共に、ＤＣ供給電圧Ｖddによ
りＨＥＭＴ Ｍ1 の静止ＤＣバイアスを発生する。供給
電圧Ｖddと接地点との間にはバイパスキャパシタＣBYP
が接続されて、電源電圧Ｖddの高周波ノイズを抑制す
る。バイパスキャパシタＣBYP は、マイクロ波モノリシ
ック集積回路（ＭＭＩＣ）に一体化することができる。
に示された本発明によるＨＥＭＴＬＮＡは、増幅器の低
ノイズ性能を与えるＨＥＭＴデバイスＭ1 を備えてい
る。ＨＥＭＴ Ｍ1 のドレインと供給電圧Ｖddとの間に
は負荷抵抗Ｒloadが接続されていて、ＨＥＭＴ Ｍ1 の
ドレインに負荷を与えると共に、ＤＣ供給電圧Ｖddによ
りＨＥＭＴ Ｍ1 の静止ＤＣバイアスを発生する。供給
電圧Ｖddと接地点との間にはバイパスキャパシタＣBYP
が接続されて、電源電圧Ｖddの高周波ノイズを抑制す
る。バイパスキャパシタＣBYP は、マイクロ波モノリシ
ック集積回路（ＭＭＩＣ）に一体化することができる。
【００１６】本発明の重要な特徴によれば、同調可能な
能動的フィードバックネットワークが一対のカスコード
接続ＨＢＴ Ｑ1 及びＱ2 から形成される。又、この能
動的フィードバックネットワークは、ＨＥＭＴのドレイ
ンとＨＢＴ Ｑ1 のベースとの間に接続された再生フィ
ードバック同調抵抗Ｒbtと、ＨＢＴ Ｑ1 のエミッタと
ＨＥＭＴ Ｍ1 のゲートとの間に接続されたフィードバ
ック抵抗Ｒfbとを備えている。又、能動的フィードバッ
クネットワークは、ＨＢＴ Ｑ1 のベースと供給電圧Ｖ
ddとの間に接続されたＤＣバイアス抵抗Ｒdcと、ＨＢＴ
Ｑ2 のベースとＨＢＴ Ｑ1 のエミッタとの間に接続
されたフィードバック抵抗Ｃfbとを備えている。フィー
ドバック抵抗Ｒfbは、公称量の抵抗性フィードバックを
与え、これは、カスコード状の２つのＨＢＴにより形成
された能動的フィードバックにより増強される。ＨＢＴ
Ｑ1 のベースとＨＥＭＴ Ｍ1 のドレインとの間に接
続された再生フィードバック同調抵抗Ｒbtは、ＨＢＴフ
ィードバックネットワークから再生フィードバックを与
えるように選択することができる。
能動的フィードバックネットワークが一対のカスコード
接続ＨＢＴ Ｑ1 及びＱ2 から形成される。又、この能
動的フィードバックネットワークは、ＨＥＭＴのドレイ
ンとＨＢＴ Ｑ1 のベースとの間に接続された再生フィ
ードバック同調抵抗Ｒbtと、ＨＢＴ Ｑ1 のエミッタと
ＨＥＭＴ Ｍ1 のゲートとの間に接続されたフィードバ
ック抵抗Ｒfbとを備えている。又、能動的フィードバッ
クネットワークは、ＨＢＴ Ｑ1 のベースと供給電圧Ｖ
ddとの間に接続されたＤＣバイアス抵抗Ｒdcと、ＨＢＴ
Ｑ2 のベースとＨＢＴ Ｑ1 のエミッタとの間に接続
されたフィードバック抵抗Ｃfbとを備えている。フィー
ドバック抵抗Ｒfbは、公称量の抵抗性フィードバックを
与え、これは、カスコード状の２つのＨＢＴにより形成
された能動的フィードバックにより増強される。ＨＢＴ
Ｑ1 のベースとＨＥＭＴ Ｍ1 のドレインとの間に接
続された再生フィードバック同調抵抗Ｒbtは、ＨＢＴフ
ィードバックネットワークから再生フィードバックを与
えるように選択することができる。
【００１７】本発明の重要な特徴は、ＨＥＭＴ Ｍ1 の
フィードバック電流Ｉfbと、利得−フィードバックの電
子的同調性とをＭＭＩＣの外部から変更できることであ
る。特に、ＨＥＭＴ Ｍ1 のゲートと第２の供給電圧Ｖ
SSとの間には、バイアス抵抗ＲSSが接続される。第２の
供給電圧ＶSSは、バイアス抵抗ＲSS、フィードバック抵
抗Ｒfb、フィードバック同調抵抗Ｒbt、負荷抵抗
Ｒload、及びＨＢＴ Ｑ1 により、ＨＥＭＴ Ｍ1 の自
己バイアスを与えるように、例えば、−１ないし−５ボ
ルトＤＣの間で変化することができる。このような構成
は、二次供給電圧ＶSSを調整することによりＨＢＴの能
動的フィードバック回路を同調する方法を提供する。本
発明の重要な特徴は、二次供給電圧をＭＭＩＣに対して
外部から調整できることに関する。二次供給電圧ＶSSが
変化すると、ＨＢＴの能動的フィードバックネットワー
クの静止バイアス電流Ｉfbを変化させる。二次供給電圧
ＶSSの大きさを調整することにより、種々の程度のフィ
ードバックをシステムに誘起させて、能動的フィードバ
ックネットワークの位相及び振幅特性を変化させること
ができる。
フィードバック電流Ｉfbと、利得−フィードバックの電
子的同調性とをＭＭＩＣの外部から変更できることであ
る。特に、ＨＥＭＴ Ｍ1 のゲートと第２の供給電圧Ｖ
SSとの間には、バイアス抵抗ＲSSが接続される。第２の
供給電圧ＶSSは、バイアス抵抗ＲSS、フィードバック抵
抗Ｒfb、フィードバック同調抵抗Ｒbt、負荷抵抗
Ｒload、及びＨＢＴ Ｑ1 により、ＨＥＭＴ Ｍ1 の自
己バイアスを与えるように、例えば、−１ないし−５ボ
ルトＤＣの間で変化することができる。このような構成
は、二次供給電圧ＶSSを調整することによりＨＢＴの能
動的フィードバック回路を同調する方法を提供する。本
発明の重要な特徴は、二次供給電圧をＭＭＩＣに対して
外部から調整できることに関する。二次供給電圧ＶSSが
変化すると、ＨＢＴの能動的フィードバックネットワー
クの静止バイアス電流Ｉfbを変化させる。二次供給電圧
ＶSSの大きさを調整することにより、種々の程度のフィ
ードバックをシステムに誘起させて、能動的フィードバ
ックネットワークの位相及び振幅特性を変化させること
ができる。
【００１８】能動的フィードバックのために単一のＨＢ
Ｔを使用する本発明の別の実施形態が図２に示されてい
る。図１及び２に示された実施形態は、参考としてここ
に取り上げるＩＥＥＥトランザクションズ・オン・マイ
クロウェイブ・セオリー・アンド・テクニークス、第４
３巻、第５号、１９９５年５月、第１００４−１００９
ページに掲載されたケルビンＷコバヤシ、ドイットＣス
トレイト、ドナルドＫウメモト、及びアーロンＫオキ著
の「ＨＢＴ能動的フィードバック及びＰ−Ｉ−Ｎダイオ
ード可変利得制御を伴う新規なモノリシックＨＢＴ−Ｐ
−Ｉ−ＮＨＥＭＴ集積回路(A Novel Monolithic HBT-P-
I-N-HEMT Integrated Circuit with HBTActive Feedbac
k and P-I-N-Diode Variable Gain Control) 」に詳細
に説明されている。
Ｔを使用する本発明の別の実施形態が図２に示されてい
る。図１及び２に示された実施形態は、参考としてここ
に取り上げるＩＥＥＥトランザクションズ・オン・マイ
クロウェイブ・セオリー・アンド・テクニークス、第４
３巻、第５号、１９９５年５月、第１００４−１００９
ページに掲載されたケルビンＷコバヤシ、ドイットＣス
トレイト、ドナルドＫウメモト、及びアーロンＫオキ著
の「ＨＢＴ能動的フィードバック及びＰ−Ｉ−Ｎダイオ
ード可変利得制御を伴う新規なモノリシックＨＢＴ−Ｐ
−Ｉ−ＮＨＥＭＴ集積回路(A Novel Monolithic HBT-P-
I-N-HEMT Integrated Circuit with HBTActive Feedbac
k and P-I-N-Diode Variable Gain Control) 」に詳細
に説明されている。
【００１９】図３は、種々の能動的フィードバックバイ
アス電流Ｉfbに対する本発明のＭＭＩＣ２０の利得応答
を示すグラフである。又、図３は、最大フラット利得応
答；フィードバックバイアス電流Ｉfb＝２ｍＡにおける
典型的な入力及び出力リターンロス応答も示している。
図３に示すように、公称利得は約９ｄＢであり、３ｄＢ
帯域巾は、１１ＧＨｚないし１６ＧＨｚの範囲である。
図３には、０．５ｍＡないし３．６ｍＡの範囲の異なる
フィードバックバイアス電流Ｉfbにおける利得対周波数
応答が示されている。これらのフィードバックバイアス
電流Ｉfbは、−１ボルトないし−５ボルトの二次供給電
圧ＶSSに対応し、これは、ＨＥＭＴへの正のフィードバ
ックを増加することにより、図３に示すように、ＨＢＴ
能動的フィードバックネットワークの位相及び振幅特性
と、増幅器利得の帯域巾とを変化させる。
アス電流Ｉfbに対する本発明のＭＭＩＣ２０の利得応答
を示すグラフである。又、図３は、最大フラット利得応
答；フィードバックバイアス電流Ｉfb＝２ｍＡにおける
典型的な入力及び出力リターンロス応答も示している。
図３に示すように、公称利得は約９ｄＢであり、３ｄＢ
帯域巾は、１１ＧＨｚないし１６ＧＨｚの範囲である。
図３には、０．５ｍＡないし３．６ｍＡの範囲の異なる
フィードバックバイアス電流Ｉfbにおける利得対周波数
応答が示されている。これらのフィードバックバイアス
電流Ｉfbは、−１ボルトないし−５ボルトの二次供給電
圧ＶSSに対応し、これは、ＨＥＭＴへの正のフィードバ
ックを増加することにより、図３に示すように、ＨＢＴ
能動的フィードバックネットワークの位相及び振幅特性
と、増幅器利得の帯域巾とを変化させる。
【００２０】図３に示すように、利得ピークは、バイア
スフィードバック電流Ｉfbが約３．６ｍＡであるときに
生じ、これは、−５ボルトの二次供給電圧ＶSSに対応す
る。二次供給電圧ＶSSが、フィードバック電流Ｉfb＝
０．５ｍＡに対応する約−１ボルトまで減少したとき
に、利得は明確なロールオフを有する。２ｍＡのフィー
ドバック電流Ｉfbに対応する−３ボルトの二次供給電圧
ＶSSにおいて、利得は、約１１ＧＨｚまで拡張されたフ
ラットな応答を有し、１３ＧＨｚに約０．５ｄＢの利得
ピークをもつ。
スフィードバック電流Ｉfbが約３．６ｍＡであるときに
生じ、これは、−５ボルトの二次供給電圧ＶSSに対応す
る。二次供給電圧ＶSSが、フィードバック電流Ｉfb＝
０．５ｍＡに対応する約−１ボルトまで減少したとき
に、利得は明確なロールオフを有する。２ｍＡのフィー
ドバック電流Ｉfbに対応する−３ボルトの二次供給電圧
ＶSSにおいて、利得は、約１１ＧＨｚまで拡張されたフ
ラットな応答を有し、１３ＧＨｚに約０．５ｄＢの利得
ピークをもつ。
【００２１】リターンロスは、公称５０Ωインピーダン
スにノードを振幅整合する尺度である。本発明によるＬ
ＮＡの入力ノード及び出力ノードのリターンロスが示さ
れている。１０ｄＢ未満のリターンロスが良好であると
考えられる。図３の下部に示すように、−３ボルトの同
調電圧における対応入力及び出力リターンロスは、上部
帯域縁まで１０ｄＢより大きい。
スにノードを振幅整合する尺度である。本発明によるＬ
ＮＡの入力ノード及び出力ノードのリターンロスが示さ
れている。１０ｄＢ未満のリターンロスが良好であると
考えられる。図３の下部に示すように、−３ボルトの同
調電圧における対応入力及び出力リターンロスは、上部
帯域縁まで１０ｄＢより大きい。
【００２２】図４は、ＭＭＩＣ２０の帯域巾において二
次供給電圧ＶSSを変化させる作用を示している。特に、
上記したように、二次供給電圧ＶSSを変化させると、フ
ィードバックバイアス電流Ｉfbが変化する。図４は、能
動的フィードバック電流Ｉfbの関数として３ｄＢ帯域巾
を示すグラフである。図４に示すように、フィードバッ
ク電流を約０．５ｍＡから３．６ｍＡまで変化すること
により、３ｄＢ帯域巾を約１１ＧＨｚから１６ＧＨｚへ
と改善することができ、これは、ＭＭＩＣ２０に対する
約５０％同調能力に対応する。
次供給電圧ＶSSを変化させる作用を示している。特に、
上記したように、二次供給電圧ＶSSを変化させると、フ
ィードバックバイアス電流Ｉfbが変化する。図４は、能
動的フィードバック電流Ｉfbの関数として３ｄＢ帯域巾
を示すグラフである。図４に示すように、フィードバッ
ク電流を約０．５ｍＡから３．６ｍＡまで変化すること
により、３ｄＢ帯域巾を約１１ＧＨｚから１６ＧＨｚへ
と改善することができ、これは、ＭＭＩＣ２０に対する
約５０％同調能力に対応する。
【００２３】上記したように、本発明によるＬＮＡの直
線性も、ノイズ指数性能を低下せずに改善される。増幅
器の直線性能を決定するための１つの方法は、２トーン
３次遮断点(two-tone third order intercept point)
（ＩＰ３）を測定することである。図５は、２トーン３
次遮断点（ＩＰ３）応答を能動的フィードバックバイア
ス（ＶSS、Ｉfb）の関数として示している。例えば、能
動的フィードバックをもたない等価ＨＥＭＴ ＬＮＡの
ＩＰ３応答は、公称２０ｄＢｍの太い線として示されて
いる。図５に示すように、能動的フィードバックバイア
ス電流が増加し、従って、上部帯域縁の正のフィードバ
ックを誘起するにつれて、ＩＰ３遮断点は低い周波数に
おいて増加する。バイアスが更に増加するにつれて、こ
の性能は、約８ＧＨｚまでの周波数に対して従来のＨＥ
ＭＴ ＬＮＡ ＩＰ３応答（即ち能動的フィードバック
なし）を拡張し始める。例えば、−３ボルトの二次供給
電圧ＶSS及び２ｍＡのフィードバック電流Ｉfbにおい
て、ＩＰ３遮断点は、２７ないし３０ｄＢｍの大きさで
あり、これは、１ないし３ＧＨｚの周波数に対し従来の
ＨＥＭＴ ＬＮＡよりも約７ないし１０ｄＢの改善であ
る。バイアスが更に増加されるにつれて、ＩＰ３性能
は、更に高い帯域縁において改善を開始する。例えば、
二次供給電圧ＶSS＝−５ボルト及びフィードバックバイ
アス電流Ｉfb＝３．６ｍＡにおいて、ＩＰ３は、１ない
し１１ＧＨｚ帯域にわたって約２４ｄＢｍであり、これ
は、能動的フィードバックをもたない従来のＨＥＭＴに
勝る４ｄＢの改善である。
線性も、ノイズ指数性能を低下せずに改善される。増幅
器の直線性能を決定するための１つの方法は、２トーン
３次遮断点(two-tone third order intercept point)
（ＩＰ３）を測定することである。図５は、２トーン３
次遮断点（ＩＰ３）応答を能動的フィードバックバイア
ス（ＶSS、Ｉfb）の関数として示している。例えば、能
動的フィードバックをもたない等価ＨＥＭＴ ＬＮＡの
ＩＰ３応答は、公称２０ｄＢｍの太い線として示されて
いる。図５に示すように、能動的フィードバックバイア
ス電流が増加し、従って、上部帯域縁の正のフィードバ
ックを誘起するにつれて、ＩＰ３遮断点は低い周波数に
おいて増加する。バイアスが更に増加するにつれて、こ
の性能は、約８ＧＨｚまでの周波数に対して従来のＨＥ
ＭＴ ＬＮＡ ＩＰ３応答（即ち能動的フィードバック
なし）を拡張し始める。例えば、−３ボルトの二次供給
電圧ＶSS及び２ｍＡのフィードバック電流Ｉfbにおい
て、ＩＰ３遮断点は、２７ないし３０ｄＢｍの大きさで
あり、これは、１ないし３ＧＨｚの周波数に対し従来の
ＨＥＭＴ ＬＮＡよりも約７ないし１０ｄＢの改善であ
る。バイアスが更に増加されるにつれて、ＩＰ３性能
は、更に高い帯域縁において改善を開始する。例えば、
二次供給電圧ＶSS＝−５ボルト及びフィードバックバイ
アス電流Ｉfb＝３．６ｍＡにおいて、ＩＰ３は、１ない
し１１ＧＨｚ帯域にわたって約２４ｄＢｍであり、これ
は、能動的フィードバックをもたない従来のＨＥＭＴに
勝る４ｄＢの改善である。
【００２４】図６は、１、３及び５ＧＨｚにおいてフィ
ードバックバイアス電流Ｉfbが変化する状態で出力ＩＰ
３及び１ｄＢ圧縮（Ｐ−１ｄＢ）を示すグラフである。
図６に点線で示すように、ＨＢＴ能動的フィードバック
をもたない従来のＨＥＭＴＬＮＡの２０ｄＢｍのＩＰ３
レベルが示されている。図６を参照すれば、フィードバ
ックバイアス電流Ｉfbが増加するにつれて、１ｄＢ圧縮
点は、３ｄＢｍから９ｄＢｍへと増加する。１、３及び
５ＧＨｚにおいて、応答はほぼ同一である。図示された
ように、２トーン遮断応答ＩＰ３は、能動的フィードバ
ックをもたない従来のＨＥＭＴ ＬＮＡに対する２０ｄ
Ｂｍ ＩＰ３の従来のレベルよりも約６ないし１０ｄＢ
大きな最大遮断点までフィードバックバイアス電流と共
に増加し、次いで、それより大きなフィードバックバイ
アス電流Ｉfbにおいて若干減少する。３ＧＨｚの所与の
周波数の場合に、本発明によるＨＥＭＴ ＬＮＡ ＭＭ
ＩＣは、従来のＨＥＭＴ ＬＮＡに対しフィードバック
バイアス電流Ｉfb＝３ｍＡにおいて１０ｄＢの改善を与
える。それより高い周波数において、２トーン遮断点Ｉ
Ｐ３を増強するためには更に大きな能動的フィードバッ
クバイアスが必要とされる。例えば、５ＧＨｚにおいて
は、２６ｄＢｍの最適なＩＰ３点が、若干大きなフィー
ドバックバイアス電流Ｉfb＝２．８ｍＡにおいて達成さ
れる。従来のＨＥＭＴ増幅器では、ＩＰ３点は、Ｐ−１
ｄＢ点よりも約１０ｄＢ大きい。ＩＰ３点とＰ−１ｄＢ
圧縮点との差は、増強された直線性能を測定するのに使
用することができる。従来のＨＥＭＴ増幅器におけるＩ
Ｐ３とＰ−１ｄＢ点の間の差は、約１０ｄＢであるか
ら、１０ｄＢより大きな差は、直線性能の改善を示す。
図６に示されたように、各周波数の最適なフィードバッ
クバイアス電流Ｉfbにおいて、ＩＰ３とＰ１Ｂ点との間
の差は、１７ないし２０ｄＢであり、これは、直線性の
測定において７ないし１０ｄＢの改善に対応する。
ードバックバイアス電流Ｉfbが変化する状態で出力ＩＰ
３及び１ｄＢ圧縮（Ｐ−１ｄＢ）を示すグラフである。
図６に点線で示すように、ＨＢＴ能動的フィードバック
をもたない従来のＨＥＭＴＬＮＡの２０ｄＢｍのＩＰ３
レベルが示されている。図６を参照すれば、フィードバ
ックバイアス電流Ｉfbが増加するにつれて、１ｄＢ圧縮
点は、３ｄＢｍから９ｄＢｍへと増加する。１、３及び
５ＧＨｚにおいて、応答はほぼ同一である。図示された
ように、２トーン遮断応答ＩＰ３は、能動的フィードバ
ックをもたない従来のＨＥＭＴ ＬＮＡに対する２０ｄ
Ｂｍ ＩＰ３の従来のレベルよりも約６ないし１０ｄＢ
大きな最大遮断点までフィードバックバイアス電流と共
に増加し、次いで、それより大きなフィードバックバイ
アス電流Ｉfbにおいて若干減少する。３ＧＨｚの所与の
周波数の場合に、本発明によるＨＥＭＴ ＬＮＡ ＭＭ
ＩＣは、従来のＨＥＭＴ ＬＮＡに対しフィードバック
バイアス電流Ｉfb＝３ｍＡにおいて１０ｄＢの改善を与
える。それより高い周波数において、２トーン遮断点Ｉ
Ｐ３を増強するためには更に大きな能動的フィードバッ
クバイアスが必要とされる。例えば、５ＧＨｚにおいて
は、２６ｄＢｍの最適なＩＰ３点が、若干大きなフィー
ドバックバイアス電流Ｉfb＝２．８ｍＡにおいて達成さ
れる。従来のＨＥＭＴ増幅器では、ＩＰ３点は、Ｐ−１
ｄＢ点よりも約１０ｄＢ大きい。ＩＰ３点とＰ−１ｄＢ
圧縮点との差は、増強された直線性能を測定するのに使
用することができる。従来のＨＥＭＴ増幅器におけるＩ
Ｐ３とＰ−１ｄＢ点の間の差は、約１０ｄＢであるか
ら、１０ｄＢより大きな差は、直線性能の改善を示す。
図６に示されたように、各周波数の最適なフィードバッ
クバイアス電流Ｉfbにおいて、ＩＰ３とＰ１Ｂ点との間
の差は、１７ないし２０ｄＢであり、これは、直線性の
測定において７ないし１０ｄＢの改善に対応する。
【００２５】図７は、二次供給電圧ＶSSが−１ボルトな
いし−５ボルトの範囲である一方、フィードバックバイ
アス電流が０．５ｍＡないし３．６ｍＡの範囲であるよ
うな異なるフィードバックバイアス点に対して１ないし
６ＧＨｚの周波数帯域にわたる１ｄＢ圧縮点を示すグラ
フである。図７の曲線は、Ｐ−１ｄＢが能動的なフィー
ドバックバイアス電流Ｉfbに依存することを示してい
る。例えば、０．５ｍＡの低いバイアス電流Ｉfbにおい
ては、能動的なフィードバックが増幅器のＰ−１ｄＢを
制限し、これは帯域巾性能に対する能動的フィードバッ
クの作用である。高いバイアス電流においては、増幅器
のＰ−１ｄＢが約８ｄＢｍにおいて飽和を開始し、帯域
にわたってフラットである。
いし−５ボルトの範囲である一方、フィードバックバイ
アス電流が０．５ｍＡないし３．６ｍＡの範囲であるよ
うな異なるフィードバックバイアス点に対して１ないし
６ＧＨｚの周波数帯域にわたる１ｄＢ圧縮点を示すグラ
フである。図７の曲線は、Ｐ−１ｄＢが能動的なフィー
ドバックバイアス電流Ｉfbに依存することを示してい
る。例えば、０．５ｍＡの低いバイアス電流Ｉfbにおい
ては、能動的なフィードバックが増幅器のＰ−１ｄＢを
制限し、これは帯域巾性能に対する能動的フィードバッ
クの作用である。高いバイアス電流においては、増幅器
のＰ−１ｄＢが約８ｄＢｍにおいて飽和を開始し、帯域
にわたってフラットである。
【００２６】能動的なフィードバックによるＨＥＭＴ
ＬＮＡの改善された直線性は、図５及び６に示すように
周波数に依存する。従って、周波数に依存するフィード
バック位相は、低い周波数においては負のフィードバッ
クに対して理想的１８０°未満(less-than-ideal 180
°) の位相ずれを必要とするのが正しいと考えられる。
高い周波数においては、１８０°以上の位相が高いフィ
ードバックバイアス電流Ｉfbにおいて誘起され、正のフ
ィードバックを形成する。
ＬＮＡの改善された直線性は、図５及び６に示すように
周波数に依存する。従って、周波数に依存するフィード
バック位相は、低い周波数においては負のフィードバッ
クに対して理想的１８０°未満(less-than-ideal 180
°) の位相ずれを必要とするのが正しいと考えられる。
高い周波数においては、１８０°以上の位相が高いフィ
ードバックバイアス電流Ｉfbにおいて誘起され、正のフ
ィードバックを形成する。
【００２７】本発明によるＬＮＡの直線特性が図８及び
９に更に示されており、これらの図は、基本的な単一ト
ーン出力電力及び３次の２トーン相互変調積（ＩＭＤ）
を１及び３ＧＨｚにおける入力電力の関数として示して
いる。これらの曲線は、従来のＨＥＭＴ ＬＮＡ（即
ち、従来の抵抗性フィードバックをもつ）を、本発明に
よるＨＢＴ同調可能な能動的フィードバックＨＥＭＴ
ＬＮＡと比較するものである。１及び３ＧＨｚの両方に
おいて、ＨＢＴ能動的フィードバック電流Ｉfbが増加す
るにつれて、３次の相互変調積は、増幅器が例えば−２
０ｄＢｍないし０ｄＢｍの間で直線的に動作するような
入力電力範囲において従来の抵抗性フィードバック設計
よりも低く抑制される。約−１０ｄＢｍの入力電力では
ＩＭＤ抑制が約１９ないし２０ｄＢ改善される。低いフ
ィードバックバイアス電流Ｉfbのバイアスにおいては、
ＨＢＴ能動的フィードバックネットワークに発生される
非直線性によりＩＭＤ性能が純粋な抵抗性フィードバッ
ク設計よりも若干悪くなる。約１．２５ｍＡの入力バイ
アス電流より上では、ＩＭＤ性能が著しい改善を開始す
る。しかしながら、基本的なトーンが圧縮されるにつれ
て、ＩＭＤ積は、純粋なフィードバック設計よりも無視
できる程度に低くなる。このように、ＩＭＤ性能は、入
力電力要件に基づき、ＨＢＴ能動的フィードバックによ
るＨＥＭＴ ＬＮＡの直線性能の比較的大きな改善を示
す。
９に更に示されており、これらの図は、基本的な単一ト
ーン出力電力及び３次の２トーン相互変調積（ＩＭＤ）
を１及び３ＧＨｚにおける入力電力の関数として示して
いる。これらの曲線は、従来のＨＥＭＴ ＬＮＡ（即
ち、従来の抵抗性フィードバックをもつ）を、本発明に
よるＨＢＴ同調可能な能動的フィードバックＨＥＭＴ
ＬＮＡと比較するものである。１及び３ＧＨｚの両方に
おいて、ＨＢＴ能動的フィードバック電流Ｉfbが増加す
るにつれて、３次の相互変調積は、増幅器が例えば−２
０ｄＢｍないし０ｄＢｍの間で直線的に動作するような
入力電力範囲において従来の抵抗性フィードバック設計
よりも低く抑制される。約−１０ｄＢｍの入力電力では
ＩＭＤ抑制が約１９ないし２０ｄＢ改善される。低いフ
ィードバックバイアス電流Ｉfbのバイアスにおいては、
ＨＢＴ能動的フィードバックネットワークに発生される
非直線性によりＩＭＤ性能が純粋な抵抗性フィードバッ
ク設計よりも若干悪くなる。約１．２５ｍＡの入力バイ
アス電流より上では、ＩＭＤ性能が著しい改善を開始す
る。しかしながら、基本的なトーンが圧縮されるにつれ
て、ＩＭＤ積は、純粋なフィードバック設計よりも無視
できる程度に低くなる。このように、ＩＭＤ性能は、入
力電力要件に基づき、ＨＢＴ能動的フィードバックによ
るＨＥＭＴ ＬＮＡの直線性能の比較的大きな改善を示
す。
【００２８】図１０に示すように、ＨＥＭＴ ＬＮＡの
ノイズ指数性能は、同調可能なＨＢＴ能動的フィードバ
ックに対して比較的敏感である。特に、能動的フィード
バックバイアス同調に基づくノイズ応答が示されてい
る。参考のため、能動的フィードバックをもたない従来
のＨＥＭＴ ＬＮＡのノイズ応答を実線で示す。図１０
を参照すれば、ＨＥＭＴ ＬＮＡの公称ノイズ応答は約
３ｄＢであり、１ないし１１ＧＨｚにわたって本質的に
フラットである。従って、ノイズ応答は、能動的フィー
ドバックバイアスに不感であり、１ないし１１ＧＨｚの
帯域において従来のＨＥＭＴ ＬＮＡ設計に匹敵する。
約１１ＧＨｚより上では、利得が能動的フィードバック
バイアスの増加に対してピークになり始め、そしてノイ
ズ性能が急激に悪化し始め、これは、信号と共にノイズ
振幅を再生して、利得ピーク及びノイズ指数の低下を招
く正のフィードバックの影響を示す。しかしながら、こ
のようなノイズ性能の低下は、所望のフラットな利得応
答が得られる１ないし１１ＧＨｚ範囲より上でのみ生じ
る。
ノイズ指数性能は、同調可能なＨＢＴ能動的フィードバ
ックに対して比較的敏感である。特に、能動的フィード
バックバイアス同調に基づくノイズ応答が示されてい
る。参考のため、能動的フィードバックをもたない従来
のＨＥＭＴ ＬＮＡのノイズ応答を実線で示す。図１０
を参照すれば、ＨＥＭＴ ＬＮＡの公称ノイズ応答は約
３ｄＢであり、１ないし１１ＧＨｚにわたって本質的に
フラットである。従って、ノイズ応答は、能動的フィー
ドバックバイアスに不感であり、１ないし１１ＧＨｚの
帯域において従来のＨＥＭＴ ＬＮＡ設計に匹敵する。
約１１ＧＨｚより上では、利得が能動的フィードバック
バイアスの増加に対してピークになり始め、そしてノイ
ズ性能が急激に悪化し始め、これは、信号と共にノイズ
振幅を再生して、利得ピーク及びノイズ指数の低下を招
く正のフィードバックの影響を示す。しかしながら、こ
のようなノイズ性能の低下は、所望のフラットな利得応
答が得られる１ないし１１ＧＨｚ範囲より上でのみ生じ
る。
【００２９】上記の技術に鑑み、本発明の多数の変更及
び修正がなされ得ることが明らかである。従って、本発
明は、特許請求の範囲内で、上記とは異なる仕方でも実
施できることを理解されたい。
び修正がなされ得ることが明らかである。従って、本発
明は、特許請求の範囲内で、上記とは異なる仕方でも実
施できることを理解されたい。
【図１】本発明によるＨＢＴ能動的フィードバックを有
するＨＥＭＴ低ノイズ増幅器の回路図である。
するＨＥＭＴ低ノイズ増幅器の回路図である。
【図２】図１に示す低ノイズ増幅器の別の実施形態を示
す図である。
す図である。
【図３】本発明によるＨＥＭＴ増幅器の利得及びリター
ンロスを種々の能動的フィードバックバイアス電流に対
し周波数の関数として示すグラフである。
ンロスを種々の能動的フィードバックバイアス電流に対
し周波数の関数として示すグラフである。
【図４】本発明によるＨＥＭＴ低ノイズ増幅器に対し能
動的フィードバック電流の関数として帯域巾を示すグラ
フである。
動的フィードバック電流の関数として帯域巾を示すグラ
フである。
【図５】種々の能動的フィードバックバイアス状態に対
し周波数の関数として２トーンＩＰ３を示すグラフであ
る。
し周波数の関数として２トーンＩＰ３を示すグラフであ
る。
【図６】１、３及び５ＧＨｚにおいて種々の能動的フィ
ードバック電流バイアス状態に対し本発明のＨＥＭＴ
ＬＮＡの出力ＩＰ３及び１ｄＢ圧縮（Ｐ−１ｄＢ）を示
すグラフである。
ードバック電流バイアス状態に対し本発明のＨＥＭＴ
ＬＮＡの出力ＩＰ３及び１ｄＢ圧縮（Ｐ−１ｄＢ）を示
すグラフである。
【図７】１ないし６ＧＨｚの周波数レンジにわたり種々
の能動的フィードバックバイアス状態に対して本発明の
ＨＥＭＴ ＬＮＡのＰ１−ｄＢ圧縮点を示すグラフであ
る。
の能動的フィードバックバイアス状態に対して本発明の
ＨＥＭＴ ＬＮＡのＰ１−ｄＢ圧縮点を示すグラフであ
る。
【図８】１ＧＨｚにおいて入力電力（ＰIN）の関数とし
て基本的（単一トーン）な出力電力（ＰＯＵＴ）及び３
次（２トーン）の相互変調積（ＩＭＤ）を示すグラフで
ある。
て基本的（単一トーン）な出力電力（ＰＯＵＴ）及び３
次（２トーン）の相互変調積（ＩＭＤ）を示すグラフで
ある。
【図９】３ＧＨｚにおいて入力電力（ＰIN）の関数とし
て基本的（単一トーン）な出力電力（ＰＯＵＴ）及び３
次（２トーン）の相互変調積（ＩＭＤ）を示すグラフで
ある。
て基本的（単一トーン）な出力電力（ＰＯＵＴ）及び３
次（２トーン）の相互変調積（ＩＭＤ）を示すグラフで
ある。
【図１０】入力電力（ＰIN）の関数として種々の能動的
フィードバックバイアス状態におけるノイズ応答を示す
グラフである。
フィードバックバイアス状態におけるノイズ応答を示す
グラフである。
２０ 高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ）低ノイズ
増幅器（ＬＮＡ） Ｍ1 ＨＥＭＴデバイス Ｒload 負荷抵抗 Ｖdd 供給電圧 ＣBYP バイパスキャパシタ Ｑ1 、Ｑ2 カスコード接続のヘテロ接合バイポーラト
ランジスタ（ＨＢＴ） Ｒbt 再生フィードバック同調抵抗 Ｒfb フィードバック抵抗 Ｃfb フィードバックキャパシタ ＲSS フィードバック抵抗 ＶSS 第２供給電圧
増幅器（ＬＮＡ） Ｍ1 ＨＥＭＴデバイス Ｒload 負荷抵抗 Ｖdd 供給電圧 ＣBYP バイパスキャパシタ Ｑ1 、Ｑ2 カスコード接続のヘテロ接合バイポーラト
ランジスタ（ＨＢＴ） Ｒbt 再生フィードバック同調抵抗 Ｒfb フィードバック抵抗 Ｃfb フィードバックキャパシタ ＲSS フィードバック抵抗 ＶSS 第２供給電圧
Claims (21)
- 【請求項１】 公称利得及び帯域巾を有する低ノイズ増
幅器（ＬＮＡ）において、 ゲート、ドレイン及びソース端子を有する高電子移動度
トランジスタ（ＨＥＭＴ）と、 上記ＨＥＭＴのゲートに対するフィードバック電流を与
える手段と、 第１のＤＣ供給電圧を含む上記ＨＥＭＴの自己バイアス
を与える手段と、 上記低ノイズ増幅器の外部にあって、上記低ノイズ増幅
器の利得−帯域巾及び直線性を調整するための利得−帯
域巾及び直線性調整手段とを備えたことを特徴とする低
ノイズ増幅器。 - 【請求項２】 上記与える手段は、１つ以上の所定のバ
イポーラトランジスタを含む請求項１に記載の低ノイズ
増幅器。 - 【請求項３】 上記１つ以上の所定のバイポーラトラン
ジスタは、ヘテロ接合バイポーラトランジスタ（ＨＢ
Ｔ）である請求項１に記載の低ノイズ増幅器。 - 【請求項４】 上記与える手段は、上記ＨＥＭＴのゲー
トとドレイン端子との間にカスコード接続された一対の
ＨＢＴを含む請求項１に記載の低ノイズ増幅器。 - 【請求項５】 上記帯域巾調整手段は、低ノイズ増幅器
の利得を調整するための利得調整手段を更に備えた請求
項１に記載の低ノイズ増幅器。 - 【請求項６】 上記帯域巾調整手段は、上記フィードバ
ック電流を変化させる手段を備えた請求項５に記載の低
ノイズ増幅器。 - 【請求項７】 上記変化させる手段は、上記ＨＥＭＴの
ゲートに電気的に接続された第２のＤＣ供給電圧を含む
請求項６に記載の低ノイズ増幅器。 - 【請求項８】 上記ＨＥＭＴのゲートと、上記与える手
段との間に電気的に接続されたフィードバック抵抗を更
に備えた請求項７に記載の低ノイズ増幅器。 - 【請求項９】 ゲート、ソース及びドレイン端子を有す
る高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ）と、 上記ゲート端子とドレイン端子との間に電気的に接続さ
れた能動的フィードバック回路であって、１つ以上のヘ
テロ接合バイポーラトランジスタ（ＨＢＴ）を含んでい
る能動的フィードバック回路と、 上記ＨＥＭＴを自己バイアスする手段とを備えたことを
特徴とするモノリシックマイクロ波集積回路（ＭＭＩ
Ｃ）。 - 【請求項１０】 上記能動的フィードバック回路は、カ
スコード接続された２つのＨＢＴを備え、これらは、第
１及び第２のベース端子と、第１のエミッタ端子と、第
１のコレクタ端子とを画成し、上記ＨＥＭＴのゲート端
子とドレイン端子との間に電気的に接続される請求項９
に記載のモノリシックマイクロ波集積回路。 - 【請求項１１】 上記能動的フィードバック回路は、上
記カスコード接続のＨＢＴの第１エミッタ端子と上記Ｈ
ＥＭＴのゲート端子との間に電気的に接続されたフィー
ドバック抵抗を備えている請求項１０に記載のモノリシ
ックマイクロ波集積回路。 - 【請求項１２】 上記自己バイアス手段は、上記ＨＥＭ
Ｔのドレイン端子と上記カスコード接続のＨＢＴとの間
に電気的に接続された負荷抵抗を備えている請求項１１
に記載のモノリシックマイクロ波集積回路。 - 【請求項１３】 上記能動的フィードバック回路は、上
記カスコード接続のＨＢＴの上記第１ベース端子と上記
ＨＥＭＴのドレイン端子との間に電気的に接続されたフ
ィードバック同調抵抗を備えている請求項１２に記載の
モノリシックマイクロ波集積回路。 - 【請求項１４】 上記自己バイアス手段は、上記カスコ
ード接続のＨＢＴの上記第２ベース端子と上記第２コレ
クタ端子との間に電気的に接続されたＤＣバイアス抵抗
を備えている請求項１３に記載のモノリシックマイクロ
波集積回路。 - 【請求項１５】 上記能動的フィードバック回路は、上
記ＤＣバイアス抵抗と接地点との間に電気的接続された
バイパスキャパシタを含む請求項１４に記載のモノリシ
ックマイクロ波集積回路。 - 【請求項１６】 上記モノリシックマイクロ波集積回路
の外部で上記モノリシックマイクロ波集積回路の利得−
帯域巾及び直線性能を調整するための手段を更に備えた
請求項９に記載のモノリシックマイクロ波集積回路。 - 【請求項１７】 上記調整手段は、第１のＤＣ供給電圧
及び第２のＤＣ供給電圧を受け取る手段を備え、上記第
２のＤＣ供給電圧は調整可能である請求項１６に記載の
モノリシックマイクロ波集積回路。 - 【請求項１８】 ゲート、ソース及びドレイン端子を有
する高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ）と、 上記ゲート端子とドレイン端子との間に電気的に接続さ
れた能動的フィードバック回路と、 モノリシックマイクロ波集積回路の外部で上記能動的フ
ィードバック回路のフィードバックを調整する手段とを
備えたことを特徴とするモノリシックマイクロ波集積回
路（ＭＭＩＣ）。 - 【請求項１９】 上記能動的フィードバック回路は、１
つ以上のヘテロ接合バイポーラトランジスタ（ＨＢＴ）
を含む請求項１８に記載のモノリシックマイクロ波集積
回路。 - 【請求項２０】 上記調整手段は、ＤＣ電圧のソースを
受け取るための手段を備え、上記ＤＣ電圧のソースは調
整可能である請求項１９に記載のモノリシックマイクロ
波集積回路。 - 【請求項２１】 上記能動的フィードバック回路は、上
記ＨＢＴに電気的に接続された抵抗性フィードバックを
備えている請求項１８に記載のモノリシックマイクロ波
集積回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/586,410 US5710523A (en) | 1996-01-16 | 1996-01-16 | Low noise-low distortion hemt low noise amplifier (LNA) with monolithic tunable HBT active feedback |
| US08/586410 | 1996-01-16 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09205328A true JPH09205328A (ja) | 1997-08-05 |
Family
ID=24345602
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9000837A Pending JPH09205328A (ja) | 1996-01-16 | 1997-01-07 | モノリシックの同調可能なｈｂｔ能動的フィードバックを有する低ノイズ・低歪ｈｅｍｔの低ノイズ増幅器 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5710523A (ja) |
| EP (1) | EP0785617A3 (ja) |
| JP (1) | JPH09205328A (ja) |
| KR (1) | KR970060674A (ja) |
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|---|---|---|---|---|
| JP2007166101A (ja) * | 2005-12-12 | 2007-06-28 | Murata Mfg Co Ltd | 電力増幅器および無線機 |
| JP2008245255A (ja) * | 2007-02-27 | 2008-10-09 | Seiko Epson Corp | 発振回路、発振器 |
| JP2017085480A (ja) * | 2015-10-30 | 2017-05-18 | アンリツ株式会社 | 帰還増幅回路およびその周波数特性制御方法 |
| JP2017092523A (ja) * | 2015-11-02 | 2017-05-25 | 三菱電機株式会社 | 半導体装置 |
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-
1996
- 1996-01-16 US US08/586,410 patent/US5710523A/en not_active Expired - Lifetime
- 1996-12-16 EP EP96120178A patent/EP0785617A3/en not_active Withdrawn
-
1997
- 1997-01-07 JP JP9000837A patent/JPH09205328A/ja active Pending
- 1997-01-15 KR KR1019970000932A patent/KR970060674A/ko not_active Ceased
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